CN1110933C - 数字解调器 - Google Patents

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Abstract

提供一种不需要绝对定相电路的数字解调器。在数字广播接收机的数字解调器中，接收不同调制类型的数字时分复用信号，根据反相判决电路(6)依据已知模式的BPSK信号输出的反相命令信号“0”或“1”，由反相器(7)有选择地反相解调后的基带信号。根据绝对相位和反相器(7)输出的解调基带信号的信号点相位之间的相位差，用于载波再生的相位误差检测器(8)确定相位误差电压。相位误差电压通过包括低通滤波器的载波滤波器(9)以控制载波频率，从而使信号点相位与相位收敛点相同来执行载波再生。

Description

数字解调器
技术领域
本发明涉及一种用于接收BS数字广播节目的数字广播接收机的数字解调器，尤其涉及一种用于接收用具有不同必需的C/N(载波功率与噪声功率比)值的多种调制方法数字调制的时分复用波的数字广播接收机的数字解调器。
背景技术
在BS数字广播方法中，除采用了把以多种要求不同C/N值的调制方法所传送的数字调制波，例如作为主信号的8PSK调制波、QPSK调制波以及BPSK调制波被时分复用，并一帧一帧地反复发射的分级发射方法，还采用了插入能以低C/N值接收的脉冲串码元信号的方法。脉冲串码元信号是用已知的PN码BPSK调制的信号。
在这种分级发射方法中，帧同步模式和超帧识别信号具有BPSK调制的预定模式。数字广播接收机的数字解调器执行绝对定相使接收相位与发送相位相同，以便由解码器对解调后的基带信号进行解码或执行其它操作。在分级发射方法中，帧同步信号、下文将说明的用于发射和复用配置控制的TMCC信号和脉冲串码元信号被BPSK解调，并根据所接收的帧同步模式的接收相位执行绝对定相(绝对相位接收、反相位接收)。
然而，因为存在绝对定相电路，集成数字解调器所需的电路面积变大。
本发明的目的是提供一种并不需要绝对定相电路的数字解调器。
发明概述
本发明提供一种数字广播接收机的数字解调器，用于接收使用多种调制方法在时间轴上复用的数字调制波，该数字解调器包括：
反相装置，用于根据预先准备的具有已知模式的BPSK信号有选择地反相解调后的基带信号；和
载波再生相位误差检测装置，提供有具有作为绝对相位的相位收敛点的相位误差表，该载波再生相位误差检测装置输出一个相位误差信号，该信号对应于从反相装置输出的解调基带信号的信号点获得的相位和相位收敛点的相位之间的相位差，
其中通过控制再生载波的频率执行载波再生，以使信号点相位变得与相位收敛点相同。
根据本发明的数字解调器，根据预先准备的具有已知模式的BPSK信号的相位有选择地反相解调后的基带信号。因此，有选择地反相的解调基带信号的参考点为绝对相位。未反相的解调基带信号的参考点也为绝对相位。载波再生相位误差检测装置参考相位误差表，并输出一个相位误差信号，其对应于从有选择地反相的解调基带信号的信号点获得的相位和绝对相位的相位收敛点的相位之间的相位差。通过控制再生载波的频率执行载波再生，以使信号点的相位变得与相位收敛点相同。因此，接收信号的相位点收敛到绝对相位，并使接收信号经受绝对定相。因此，不需要绝对定相电路。
本发明的数字解调器还包括低通滤波器的载波滤波器，载波滤波器从载波再生相位误差检测装置输入相位误差信号，并在主信号的TMCC期间、BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间停止滤波操作，并根据载波滤波器的输出执行载波再生。
本发明的数字解调器设有低通滤波器的载波滤波器，其滤波操作在主信号的TMCC期间、BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间停止。尽管将主信号的BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间的解调基带信号的相位同绝对相位进行比较，在这些信号期间停止载波滤波器的滤波操作，并且将不出现任何实际问题。
附图简要说明
图1是表示根据本发明实施例的数字解调器的结构的方框图。
图2A-2G示出了由本实施例的数字解调器使用的帧结构和信号Rs、A1、A0、As、Bs和SF的波形。
图3是表示本实施例的数字解调器的运算电路和数控振荡器的结构的方框图。
图4A和4B示出了提供给本实施例的数字解调器的信号的帧中的超帧识别模式。
图5A和5B是由本实施例的解调器使用的相位误差表。
本发明的实施例
将说明根据本发明的数字解调器的实施例。
图1是表示本实施例的数字解调器的结构的方框图。
在说明根据本发明实施例的数字解调器之前，将说明由分级发射系统使用的帧结构。图2A示出了分级发射方法使用的帧结构的一个例子。一帧由192个码元的报头和多对203个码元和4个码元组成，总共39936个码元。
更具体地，一帧包括：32个码元的帧同步模式(BPSK)(32个码元，使用前20个码元)；128个码元的发射和复用配置控制(TMCC)模式(BPSK)，用于识别发射复用配置；32个码元的超帧识别信息模式(32个码元，使用前20个码元)；203个码元的主信号(TC8PSK)和每个帧周期由伪随机信号组BPSK调制的4个码元的脉冲串码元信号(在图2A中用BS表示)；203个码元的主信号(TC8PSK)和4个码元的脉冲串码元信号；……；203个码元的主信号(QPSK)和4个码元的脉冲串码元信号；203个码元的主信号(BPSK)和4个码元的脉冲串码元信号，分别按此顺序排列。8帧称为一个超帧，超帧识别信息模式被用于识别超帧。
再参见图1，将说明根据本发明实施例的数字解调器。本实施例的数字解调器包括运算电路1、数控振荡器2、由具有升余弦特性的数字滤波器组成的滚降滤波器3、帧同步定时电路4、发射模式判断电路5；反相命令信号发生器电路6，用于根据具有已知模式的BPSK信号生成“0”或“1”的反相信号命令；反相电路7，响应于反相命令信号发生器电路6输出的反相命令信号，在需要时同时反相解调后的基带信号ID和QD；具有载波再生相位误差表的载波再生相位误差检测电路8，该载波再生相位误差表具有绝对相位上的相位收敛点；低通数字滤波器的载波滤波器9、AFC电路10和用于控制载波滤波器9操作的与电路11。
如图3所示，数控振荡器2具有用于输出相反极性的正弦数据23a和23b的正弦表23和用于输出余弦数据24a和24b的余弦表24。根据AFC电路10的输出，数控振荡器2输出相反极性的正弦数据23a和23b和余弦数据24a和24b，以与AFC电路10协作输出基本形成再生载波的相反极性的正弦和余弦信号。
如图3所示，运算电路1包括：乘法器1a，用于将准同步检测的I轴基带信号i乘以正弦数据23a；乘法器1b，用于将基带信号i乘以余弦数据24a；乘法器1d，用于将准同步检测的Q轴基带信号q乘以相反极性的正弦数据23b；乘法器1e，用于将基带信号q乘以余弦数据24b；加法器1c，用于使乘法器1b和1d的输出相加，并将相加结果作为基带信号I输出；和加法器1f，用于使乘法器1a和1e的输出相加，并将相加结果作为基带信号Q输出。因此，运算电路1调谐基带信号i和q的频率，并将频率调谐后的基带信号I和Q输出给滚降滤波器3。
当接收到滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD时，帧同步定时电路4将TMCC模式输出给发射模式判断电路5。根据TMCC模式的解码结果，发射模式判断电路5向帧同步定时电路4提供2比特的发射模式信号，该信号代表高级别的8PSK信号(从8PSK调制信号解调)；低级别的QPSK信号(从QPSK调制信号解调)和低级别的BPSK信号(从BPSK调制信号解调)。
帧同步定时电路4接收基带信号ID和QD，以检测同步模式，并将帧同步信号FSYNC输出给为每帧执行AFC操作的AFC电路10，还从发射模式判断电路5接收发射模式信号并输出：如图2B所示的信号Rs，其与帧同步模式的开始部分同步；如图2C所示的信号A1，在BPSK信号期间采用高电平；如图2D所示的信号A0，在帧同步模式期间、超帧识别模式期间、脉冲串码元信号期间和QPSK信号期间采用高电平，如图2E所示的信号As，在帧同步模式期间采用高电平，如图2F所示的信号Bs，在脉冲串码元信号期间采用高电平，如图2G所示的信号SF，在超帧识别模式期间采用高电平。
接着，将说明超帧识别模式。图4A示出了超帧识别模式。W1代表帧同步模式，并且为所有帧采用相同的模式。在图4A和4B中，模式W2和W3代表包括从每帧提取的帧同步模式和超帧识别模式的超帧识别模式。模式W2用作第一帧的超帧识别模式，模式W3用作第二帧到第八帧的所有其它七帧的超帧识别模式。模式W3是模式W2的相反模式。
帧同步定时电路4输出识别超帧识别模式的超帧识别模式识别信号，该信号在图4B所示的起始帧的超帧识别模式W2期间采用低电平，并在随后七帧的超帧识别模式W3期间采用高电平。
反相命令信号发生器电路6包括帧同步模式发生器电路61、超帧识别模式发生器电路62、脉冲串码元模式发生器电路63、异或电路64和输出反相命令信号的或门电路65。
帧同步模式发生器电路61由信号Rs复位，并接收作为使能信号的信号As即帧同步模式期间输出的信号。与比特时钟信号同步，帧同步模式发生器电路61经或门电路65顺序输出作为反相命令信号的构成帧同步模式的信号。例如，反相命令信号采用比特“1”以启动反相命令。
超帧识别模式发生器电路62由信号Rs复位，并接收作为使能信号的信号SF，即超帧识别模式期间输出的信号。与比特时钟信号同步，超帧同步模式发生器电路62向异或电路64顺序输出构成起始帧的超帧识别模式W2。使模式W2与帧同步定时电路4输出的超帧识别模式识别信号进行异或操作，并将结果提供给或门电路65。根据超帧识别模式识别信号，异或电路64输出用于起始帧的超帧识别模式W2和从模式W2反相用于随后七帧的模式W3。因此，异或电路64经或门电路65作为反相命令信号输出如图4A所示用于从起始帧到第八帧的超帧识别模式信号W2、W3、W3、W3、W3、W3、W3和W3。例如，反相命令信号采用比特“1”，以启动反相命令。
脉冲串码元模式发生器电路63由信号Rs复位，并接收作为使能信号的信号Bs，即脉冲串码元模式期间输出的信号。与比特时钟同步，脉冲串码元发生器电路63经或门电路65顺序输出脉冲串码元信号作为反相命令信号。因此，脉冲串码元模式发生器电路63将脉冲串码元信号作为反相命令信号输出。例如，反相命令信号采用比特“1”，以启动反相命令。
因此，反相命令信号发生器电路6在帧同步模式期间输出帧同步模式信号作为反相命令信号“1”，在超帧识别模式期间输出与每帧相对应的图4A所示信号的信号“1”作为反相命令信号，在脉冲串码元模式期间输出脉冲串码元信号“1”作为反相命令信号。
根据反相命令信号产生器电路6输出的反相命令信号，反相电路7在必要时同时反相滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD。更具体地，当反相命令信号采用低电平时，基带信号ID和QD被直接传送给载波再生相位误差检测电路8，而当反相命令信号采用高电平时，同时反相基带信号ID和QD并将其传送给载波再生相位误差检测电路8。
当经反相电路7接收到基带信号ID和QD时，载波再生相位误差检测电路8检测根据基带信号ID和QD的信号点计算出的相位和绝对相位之间的相位误差，从而输出与该相位误差相对应的相位误差电压。
更具体地，载波再生相位误差检测电路8具有如图5A所示带有绝对相位的相位收敛点(0(2π)弧度)的载波再生相位误差表。由反相电路7提供的基带信号ID和QD的信号点获得相位，并由载波再生相位误差表获得与该相位相对应的相位误差电压，然后将其提供给载波滤波器9。
由滚降滤波器输出的基带信号ID和QD的信号点相位的参考点是0(2π)弧度或π弧度。然而，如果在帧同步模式期间、超帧识别模式期间或脉冲串码元期间作为反相命令信号从反相命令信号发生器电路6输出的信号采用高电平，则同时反相由滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD，并且反相基带信号ID和QD的信号点相位的参考点是0(2π)弧度。反之，如果在帧同步模式期间、超帧识别模式期间或脉冲串码元期间作为反相命令信号从反相命令信号发生器电路6输出的信号采用低电平，则不反相由滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD，而直接从反相电路7输出，反相基带信号ID和QD的信号点相位的参考点是0(2π)弧度。
因此，由输入给载波再生相位误差检测电路的基带信号ID和QD的信号点获得的相位的参考点是0(2π)弧度，所以可根据图5A和5B所示的载波再生相位误差表来检测相位误差。
如果由反相电路7输入的基带信号ID和QD的信号点获得的相位具有从大于或等于π弧度到0(2π)弧度的递增方向上的相位，则输出图5A和5B所示的负相位误差，而如果该相位具有从小于π弧度到0(2π)弧度的递减方向上的相位，则输出图5A和5B所示的正相位误差。该相位误差电压被提供给AFC电路10。在AFC电路10的控制下，从信号点获得的相位如图5B所示收敛到0(2π)。在这种情况下，相位误差电压在π弧度的相位上采用正方向最大值或负方向最大值。
与根据基带信号ID和QD的信号点获得的相位对应并由载波再生相位误差检测电路8输出的相位误差电压被提供给数字低通滤波器的载波滤波器9并平滑相位误差电压。在负方向的情况下，通过由与电路11的信号A1和A0的逻辑与获得的信号被作为载波滤波器控制信号(CRFLGP)提供，载波滤波器9仅在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间执行滤波操作。在主信号的BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间，与电路11输出低电平信号，以停止载波滤波器9的滤波操作。因此，将载波滤波器9的输出维持在停止滤波操作之前的瞬间输出上。载波滤波器9的输出被作为调谐电压提供给AFC电路10。
当BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间的主信号的基带信号被提供给载波再生相位误差检测电路8时，从具有参考点0(2π)弧度的载波再生相位误差表(参见图5A和5B)检测相位误差电压。然而，在这种情况下，禁用载波滤波器9以不出现任何实际错误。
将说明根据本发明实施例如上构造的数字解调器的操作。
在BS数字广播接收机中，通常由AFC电路10扫描指定信道中的所需信号以捕获载波。在根据本发明实施例的数字解调器中，当接收到所需信号时，用准检测方法正交解调的基带信号i和q被提供给运算电路1，运算电路1通过使用来自数控振荡器2的输出数据来计算基带信号i和q，并将信号i和q转换成基带信号I和Q。
基带信号I和Q被提供给滚降滤波器3，由其输出基带信号ID和QD。基带信号ID和QD经反相电路7被提供给载波再生相位误差检测电路8，根据与经反相电路7提供的基带信号ID和QD的信号点相对应的相位，该载波再生相位误差检测电路8获得载波再生相位误差电压。由载波滤波器9来平滑滤波相位误差电压，并将其作为调谐电压提供给AFC电路10。AFC电路10的输出被提供给数控振荡器2以通过控制载波频率再生载波，从而使相位误差电压变成零。
基带信号ID和QD还被提供给帧同步定时电路4，该电路4检测帧同步模式，以捕获帧同步和建立帧定时。从而识别帧同步模式、TMCC模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号的时间顺序位置。TMCC模式被发送给发射模式判断电路5并解码。当接收到发射模式判断电路5输出的发射模式信号时，帧同步定时电路4输出信号Rs、A1、A0、As、BS和SF。
当接收到帧同步定时电路4发送的信号Rs、As、Bs和SF以及超帧识别模式识别信号时，反相命令信号发生器电路6根据帧同步模式信号、超帧识别模式信号和脉冲串码元信号的相位和定时来识别相应定时上的接收相位点，并将根据接收相位点确定的具有高或低电平的反相命令信号输出给反相电路7。
当接收到反相命令信号时，如果反相命令信号具有低电平，反相电路7将基带信号ID和QD提供给载波再生相位误差检测电路8而不进行反相，而如果反相命令信号具有高电平，反相电路7将基带信号ID和QD反相并提供给载波再生相位误差检测电路8。以这种方式，根据反相电路7输出的基带信号ID和QD的信号点所获得相位的参考相位被固定在0(2π)弧度，然后将基带信号ID和QD提供给载波再生相位误差检测电路8。
在由反相电路7提供基带信号ID和QD的载波再生相位误差检测电路8中，获得与根据基带信号ID和QD的信号点的相位和从相位误差表的收敛点0(2π)所获得的相位相对应的图5A和5B所示的相位误差电压，并提供给载波滤波器9。
在这种情况下，信号A1和A0即在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间具有高电平的信号的逻辑与输出被输出为载波滤波器控制信号(CRFLGP)。在载波滤波器控制信号(CRFLGP)采用高电平期间，由载波滤波器9平滑滤波相位误差电压，其输出被提供给AFC电路10。AFC电路10根据载波滤波器9的输出来控制载波频率，从而通过脉冲串信号接收来执行载波再生。
在主信号的BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间，载波滤波器控制信号(CRFLGP)采用低电平。在载波滤波器控制信号(CRFLGP)采用低电平期间，停止滤波操作，并且载波滤波器9的输出保持在滤波操作停止之前的瞬时输出上，从而执行载波再生。
如上所述，在本实施例的数字解调器，根据从具有一个收敛点的相位误差表获得的相位误差电压来执行载波再生。因此，接收信号的相位点被转换成一个相位点，并使接收信号经受绝对定相。因此，不需要使用绝对定相电路。可以减少集成数字解调器所需的面积。
因为BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间主信号的基带信号被提供给载波再生相位误差检测电路8，根据具有参考点0(2π)的载波再生相位误差表(参见图5A和5B)检测相位误差电压。然而，在这种情况下，禁用载波滤波器9，因而如先前所述将不出现任何实际问题。数据可以作为脉冲串信号的一部分输出。在这种情况下，使用未输出数据的部分。
在该实施例中，根据反相命令信号在必要时由反相电路7同时反相解调后的基带信号ID和QD。作为替代，载波再生相位误差检测电路可以提供图5A和5B所示的相位误差表和具有π弧度的相位收敛点的相位误差表。在这种情况下，根据反相命令信号“0”或“1”，通过选择图5A和5B所示的相位误差表或具有π弧度的相位收敛点的相位误差表，可以取消反相电路7。
工业适用性
如上所述，根据本发明的数字解调器，在接收一个具有已知模式的信号期间，通过使用具有一个收敛点的相位误差表，根据与所检测的接收信号的相位相对应的相位误差执行载波再生。因此，可以使接收信号经受绝对定相，不需要绝对定相电路，并可以减少集成数字解调器所需的面积。

Claims (2)

1.一种数字广播接收机的数字解调器，用于接收使用多种调制方法在时间轴上复用而发送出来的数字调制波，该数字解调器包括：
调谐装置(1)，用于调整频率并且输出一对基带信号；
第一反相装置(3)，用于选择性地反相并且根据控制信号输出从所述调谐装置输出的频率调整后的基带信号；
判别装置(4，5)，用于检测从所述第一反相装置输出的基带信号的帧同步，以输出对应于解码TMCC模式的发射模式信号；
第二反相装置(6，7)，用于选择性地反相并且输出根据BPSK信号的预定的模式解调的基带信号；
检测装置(8)，用于根据从所述反相装置输出的解调基带信号的信号点得到的相位和相位会聚点的相位之间的差，检测相位误差，所述相位会聚点构成绝对相位的相位误差表，
其中，通过控制再现载波的频率进行载波再现，以使得所述信号点位置的相位与相位会聚点重合。
2.根据权利要求1的数字解调器，其中所述BPSK的预定的模式包括：帧同步模式、超帧识别模式和脉冲串码元模式，并且在每个所述模式的间隔内每个所述模式的信号是反相命令信号。
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