CN1107399C - 分级发射数字解调器 - Google Patents

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Abstract

一种通过根据接收C/N值设定其解调操作可进行稳定同步建立和稳定解调的分级发射数字解调器。在接收到运算电路(1)的解调输出时，由CNR测量电路(10)测量接收C/N值。根据通过对直到同步建立周期期间的标题部分中的调制波和脉冲串码元信号的调制波解调获得的解调输出进行载波再现，并且同步捕获之后，当C/N值为中C/N时，根据逻辑门电路(11)的输出进行标题部分中的解调输出和根据脉冲串码元信号和QPSK进行载波再现。当C/N值为高或低时，解调器根据来自逻辑门电路(11)的信号借助增益控制电路(8)把载波再现环路切换到更高的增益。

Description

分级发射数字解调器
技术领域
本发明涉及分级发射数字解调器，用于由必需C/N(载波功率与噪声功率比)值不同的多种调制方法对在时间轴上复用的数字调制波进行解调。
背景技术
已知的分级发射方法是用必需C/N值不同的多种调制方法将复用的数字调制波，例如8PSK调制波、QPSK调制波和BPSK调制波，在时间轴进行组合以形成帧进行重复发射。对于这种分级发射方法，由于BPSK调制波(包括脉冲串码元信号)提供宽锁定范围并易于捕获同步，通过接收BPSK调制波(包括脉冲串码元信号)获得同步捕获，获得同步捕获之后，按输入信号的顺序对依次输入的BPSK调制信号、脉冲串码元信号(BPSK调制信号)、QPSK调制信号和8PSK调制信号进行解调(连续解调)。
然而，如果接收的C/N值在连续解调期间恶化，必需C/N值高的8PSK调制波的接收状态会恶化。因此，在较低的分级QPSK或BPSK调制波的可接收限度的C/N值，在8PSK调制波的部分中出现载波滑动，并且不能捕获该系统的帧同步。因而显著升高了必需C/N值，接收状态变得不稳定。
本发明的目的是提供一种分级发射数字解调器，能够通过根据接收的C/N值设定解调操作来稳定地进行同步捕获和稳定地进行解调。
发明内容
本发明的分级发射解调器包括：第一载波再现装置，根据对标题部分中的调制波和脉冲串码元信号的调制波进行解调的解调输出来再现载波；用于测量接收的C/N值的装置；第二载波再现装置，如果同步捕获之后测量的接收C/N值等于或大于第一预定阈值，则根据连续的解调输出来再现载波；第三载波再现装置，如果测量的接收C/N值等于或大于低于第一阈值的第二阈值，且低于第一阈值，则根据除高分级等级外的分级等级的解调输出来再现载波。
根据本发明的分级发射解调器，在直到捕获到同步为止的周期期间，由第一载波再现装置根据对标题部分中的调制波和脉冲串码元信号的调制波解调的解调输出来再现载波。因此，能可靠地再现载波。由C/N测量装置测量接收的C/N值，如果同步捕获后的接收C/N值等于或大于同步捕获后的第一预定阈值，由第二载波再现装置根据连续的解调输出来再现该载波，因此能够防止因不再现载波时不能跟随频率变化造成的抖动等。如果同步捕获后测量的接收C/N值等于或大于低于第一阈值的第二阈值，且低于第一阈值，由第三载波再现装置根据除高分级等级外的分级等级的解调输出来再现该载波。
本发明的分级发射数字解调器进一步包括再现环路特征切换装置，用于在第一载波再现装置进行载波再现期间和由与第一载波再现装置不同的载波再现装置进行载波再现期间，把载波再现切换到不同载波再现特征。
根据本发明的分级发射数字解调器，在第一载波再现装置进行载波再现期间和由与第一载波再现装置不同的载波再现装置进行载波再现期间，在不同的载波再现特征之间切换再现环路特征。
附图概述
图1是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器结构的方框图。
图2(a)-2(d)示出根据本发明实施例由分级发射方法所使用的帧结构和信号AI和AO的波形。
图3是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的相应运算电路、数控振荡器和AFC电路结构的方框图。
图4是表明根据本发明实施例由分级发射数字解调器的发射模式判断电路所使用的发射模式与分级组合之间的关系的示意图。
图5是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的解调ROM表的示意图。
图6是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的增益控制电路的环路增益与逻辑值之间的关系的示意图。
图7(a)和7(b)是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的相位误差表(用于BPSK信号)的示意图。
图8(a)和8(b)是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的相位误差表(用于QPSK信号)的示意图。
图9(a)和9(b)是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的相位误差表(用于8PSK信号)的示意图。
图10是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的CNR测量的特征图。
图11是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的从CNR测量电路输出的CNR代码与C/N值之间关系的示意图。
图12是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的逻辑门电路的方框图。
图13是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器的操作的流程图。
本发明的实施例
下面将描述本发明的分级发射数字解调器的实施例。
图1是表明根据本发明实施例的分级发射数字解调器结构的方框图。
在描述根据本发明实施例的分级发射数字解调器之前，描述分级发射系统中所使用的帧的结构。图2(a)是表明由分级发射系统所使用的帧结构实例的示意图。一帧由一个192个码元的标题和多对203个码元和4个码元构成，总共39936个码元。
具体地说，一帧由下列码元构成：32个码元的帧同步码型(BPSK)；128个码元的发射和复用结构控制码型(TMCC)(BPSK)，用于发射和复用结构识别；32个码元的超帧识别信息码型；203个码元的主信号(TC8PSK)和4个码元的脉冲串码元信号(BPSK)(在图2(a)中由BS表示)；203个码元的主信号和4个码元的脉冲串码元信号；......；203个码元的主信号(QPSK)和4个码元的脉冲串码元信号；和203个码元的主信号(QPSK)和4个码元的脉冲串码元信号，分别按该顺序排列。8个帧被称为超帧，超帧识别信息码型用于识别超帧。从帧同步码型到超帧识别信息码型结尾的192个码元也被称为标题。
接下来，描述根据本发明实施例的分级发射数字解调器。分级发射数字解调器具有运算电路1，数控振荡器2，由具有升余弦特性的数字滤波器构成的滚降滤波器3，帧同步定时电路4，发射模式判断电路5，载波再现相位误差检测电路6，由低通数字滤波器构成的载波滤波器7，增益控制电路8，自动频率控制(AFC)电路9，CNR测量电路10和逻辑门电路11。
如图3所示，AFC电路9具有累加器91，和锁存累加器91的输出的并将其输出到累加器91的锁存电路92。如图3所示，数控振荡器2具有正弦表23，用于接收来自锁存电路92的锁存输出以便输出相反极性的正弦数据23a和23b，和余弦表24，用于接收来自锁存电路92的锁存输出以便输出余弦数据24a和24b。根据来自锁存电路92的输出，数控振荡器2输出相反极性的正弦数据23a和23b及余弦数据24a和24b，以便与AFC电路9协同输出基本上形成再现载波的相反极性的正弦和余弦信号。
如图3所示，运算电路具有：把准同步检测的I轴基带信号i与正弦数据23a相乘的乘法器1a；把基带信号i与余弦数据24a相乘的乘法器1b；把准同步检测的Q轴基带信号q与相反极性正弦数据23b相乘的乘法器1d；把基带信号q与余弦数据24b相乘的乘法器1e；将乘法器1b的输出和1d的输出相加以便将相加结果作为基带信号I输出的加法器1c；和将乘法器1a的输出和1e的输出相加以便将相加结果作为基带信号Q输出的加法器1f。因此，运算电路1调谐基带信号i和q的频率并向滚降滤波器3输出频率调谐的基带信号I和Q。
接收到从滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD时，帧同步定时电路4向发射模式判断电路5输出TMCC码型。根据TMCC码型的解码结果，发射模式判断电路5向帧同步定时电路4提供图4所示的并表示下列的分级组合的2比特的发射模式信号，分级组合是：作为高分级信号的8PSK信号(解调8PSK调制信号的解调输出被称为8PSK信号)；作为低分级的QPSK信号(解调QPSK调制信号的解调输出被称为QPSK信号)；8PSK信号和QPSK信号；8PSK信号和BPSK信号(解调BPSK调制信号的解调输出被称为BPSK信号)。
如图4所示，发射模式信号对8PSK信号取＂00＂值，对QPSK信号取＂01＂值，对8PSK信号和QPSK信号取＂10＂值，对8PSK信号和BPSK信号取＂11＂值。
帧同步定时电路4接收基带信号ID和QD，以便检测同步码型和输出帧同步信号FSYNC，并且还接收发射模式信号，以便输出图2(b)所示的在标题部分和脉冲串码元信号部分期间取高电平的信号AI，和图2(c)所示的在QPSK信号部分期间取高电平的信号AO。
载波再现相位误差检测电路6接收基带信号ID和QD以及信号AI和AO，以便检测相位误差并输出与检测的相位误差对应的相位误差电压。具体地说，载波再现相位误差检测电路6备有图7(a)和7(b)所示的BPSK信号的相位误差表，图8(a)和8(b)所示的QPSK信号的相位误差表，和图9(a)和9(b)所示的8PSK信号的相位误差表。载波再现相位误差检测电路6根据信号AI和AO判断发射模式，根据判断的发射模式选择相位误差表，从基带信号ID和QD的信号点分布获得相位，并输出与该相位对应的相位误差电压。
例如，如果判断发射模式对应于在0(2π)弧度和π弧度具有信号点的标准位置的BPSK信号(信号AI和AO是＂1，0＂)，那么载波再现相位误差检测电路6选择图7(a)和7(b)所示的相位误差表，并且：在从相位等于或大于3π/2弧度到相位小于0(2π)弧度的范围中沿增加方向为该相位输出图7(a)所示的负相位误差电压；在从相位小于π/2弧度到相位大于0(2π)弧度的范围中沿降低方向为该相位输出图7(a)所示的正相位误差电压；在从相位等于或大于π/2弧度到相位小于π弧度的范围中沿增加方向为该相位输出图7(a)所示的负相位误差电压；在从相位小于3π/2弧度到相位大于π弧度的范围中沿降低方向为该相位输出图7(a)所示的正相位误差电压。相位误差电压在3π/2弧度在增加方向(+)取最大值，和在π/2弧度在降低方向(-)取最大值。
如果判断发射模式对应于在π/4弧度、3π/4弧度、5π/4弧度和7π/4弧度具有信号点的标准位置的QPSK信号(信号AI和AO是＂0，1＂)，载波再现相位误差检测电路6则选择图8(a)和8(b)所示的相位误差表。这种情况下，相位误差电压在0(2π)弧度、π/2弧度、π弧度或3π/4弧度的相位取+方向最大值，或取-方向最大值，该最大值是BPSK信号的最大值的一半。省略对当发射模式对应于QPSK信号时待输出的相位误差电压的描述，因为很容易从对BPSK信号的发射模式的描述中加以理解。
如果判断发射模式对应于在0(2π)弧度、π/4弧度、π/2弧度、3π/4弧度、π弧度、5π/4弧度、3π/2弧度和7π/4弧度具有信号点的标准位置的8PSK信号(信号AI和AO是＂0，0＂)，载波再现相位误差检测电路6则选择图9(a)和9(b)所示的相位误差表。这种情况下，相位误差电压在π/8弧度、3π/8弧度、5π/8弧度、7π/8弧度、9π/8弧度、11π/8弧度、13π/8弧度、或15π/8弧度的相位取+方向最大值，或-方向最大值，该最大值是BPSK信号的最大值的四分之一。省略对当发射模式对应于8PSK信号时待输出的相位误差电压的描述，因为很容易从对BPSK信号的发射模式的描述中加以理解。
把从载波再现相位误差检测电路6输出的相位误差电压提供给由数字低通滤波器组成的载波滤波器，以平滑相位误差电压。这种情况下，根据从下文将要描述的逻辑门电路11输出的CNR代码和适合于由信号AI和AO识别的模式的载波滤波控制信号(CRFLGP)有选择地执行滤波操作。
把载波滤波器7的输出提供给增益控制电路8，增益控制电路8对高C/N值和中C/N值均根据从逻辑门电路11输出的增益控制信号(GCONT)控制该增益。例如，如图6所示，如果增益控制信号(GCONT)取高电位，则设定高增益，例如把载波滤波器的输出放大两倍的增益，而如果增益控制信号(GCONT)取低电位，则设定低增益，例如照其原样输出载波滤波器7的输出的单位增益。把增益控制电路8的输出提供给AFC电路。就是说，把该输出提供给AFC电路9的累加器91，以便将该输出加到确定扫描阶跃频率的AFC电路9的电压值中，以便使数控振荡器2的振荡频率的改变更快。
CNR测量电路10接收基带信号ID和QD，计算从基带信号ID和QD获得的信号点分布数据的分散值，把该分散值与预定阈值进行比较，对每个预定单位时间超过该阈值的分散值的出现次数(DSMS)进行计数，并利用作为搜索关键字的出现频率(DSMS)参考通过实验形成的图10所示的表，从而获得作为2比特的CNR代码输出的C/N值。例如，如图11所示，CNR代码在等于或大于9dB的高CNR取＂00＂值，在等于或大于4dB和小于9dB的中CNR取＂01＂值，在小于4dB的低CNR取＂10＂值。
逻辑门电路11接收从帧同步定时电路4输出的信号AI和AO和从CNR测量电路10输出的CNR代码，并输出载波滤波控制信号(CRFLGP)和增益控制信号(GCONT)。
具体地说，如图12所示，逻辑门电路11具有：用于接收CNR代码并输出与高、中和低C/N值对应的信号的＂与非＂门111、112和113；用于接收信号AI和AO并输出在BPSK信号、脉冲串码元信号和QPSK信号的部分中取高电位的如图2(d)所示的信号G的＂或＂门114，用于在高C/N值输出高电位信号的倒相器115；用于在中C/N值输出信号G的＂与非＂门116；用于在低C/N值输出信号AI的＂与非＂门117；用于接收来自倒相器115以及＂与非＂门116和117的输出并输出载波滤波控制信号(CRFLGP)的＂或＂门118；和用于在高或低CNR输出高电位增益控制信号(GCONT)的＂与非＂门119。
在高C/N值，逻辑门电路11输出与鉴别模式无关的高电位载波滤波控制信号(CRFLGP)(在标题、脉冲串码元信号、QPSK信号和8PSK信号的任何部分)，在中C/N，输出在标题、脉冲串码元信号和QPSK信号的任何部分中的高电位载波滤波控制信号(CRFLGP)，在低C/N，输出在标题和脉冲串码元信号的任何部分中的高电位载波滤波控制信号(CRFLGP)。在其它情况下，输出低电位载波滤波控制信号(CRFLGP)。逻辑门电路11还在高或中C/N输出高电位增益控制信号(GCONT)，和在低C/N输出低电位增益控制信号。
当输出高电位载波滤波控制信号(CRFLGP)时，载波滤波器8执行滤波操作以平滑和输出相位误差电压。当输出低电位载波滤波控制信号(CRFLGP)时，载波滤波器8停止滤波操作，以便在停止滤波前立即保持和输出输出。当输出高电位增益控制信号(GCONT)时，增益控制电路8将载波滤波器7的输出放大两个并将其输出。当输出低电位增益控制信号(GCONT)时，增益控制电路8将载波滤波器7的输出照原样输出。
在如上构成的本发明的分级发射数字解调器中，由运算电路1通过从数控振荡器2输出的正交再现载波将基带信号i和q相乘，以便调谐基带信号i和q的频率，并把该基带信号作为基带信号ID和QD经滚降滤波器3提供给帧同步定时电路4。帧同步定时电路4将TMCC码型提供给发射模式判断电路5，对TMCC码型进行解码，以便将发射模式信号提供给帧同步定时电路4。
在接收到基带信号ID和QD以及发射模式信号时，帧同步定时电路4检测帧同步码型并输出帧同步信号SYNC以及信号AI和AO。把帧同步信号SYNC提供给增益控制电路8，以便每当检测到帧同步时，使增益控制电路8的操作复位。将信号AI和AO提供给载波再现相位误差检测电路6和逻辑门电路11。
在接收到基带信号ID和QD以及信号AI和AO时，载波再现相位误差检测电路6根据基带信号以及信号AI和AO选择适当的相位误差表，以便检测相位误差电压，把检测出的相位误差电压提供给载波滤波器7进行平滑。在接收到基带信号ID和QD时，CNR测量电路10根据基带信号ID和QD的信号点分布对数量DSMS进行计数，根据计数的DSMS获得C/N值并作为CNR代码输出。
在接收到CNR代码以及信号AI和AO时，逻辑门电路11检验C/N值是高、中还是低C/N值。如果C/N值是高或中C/N值，把增益控制信号(GCONT)提供给增益控制电路8，设定增益控制电路8的高环路增益，以便将从载波滤波器7输出的相位误差电压放大两倍并输出。如果逻辑门电路11判断C/N值为低C/N值，增益控制信号(GCONT)控制增益控制电路8，采取低环路增益，以便将从载波滤波器7输出的相位误差电压照其原样输出。
在接收到来自增益控制电路8的输出时，AFC电路9的累加器91把增益控制电路8的输出电压累加到由AFC电路产生的电压值中，该电压值确定扫描阶跃频率。因此，改变数控振荡器2的振荡频率，以便改变频率扫描宽度，然后改变再现载波频率。
接下来，参考图13的流程图描述如上构成的本发明的分级发射数字解调器的操作。
接通电源时，AFC电路9扫描该频率以改变再现载波频率(步骤S1)，该频率扫描在步骤S1持续到检测到帧同步码型(步骤S2)。当检测到帧同步码型时，脉冲串解调模式开始解调BPSK信号和脉冲串码元信号(步骤S3)。在步骤S3之后，测量接收的C/N(步骤S4)。
在步骤S4测量接收的C/N值后，检验是否连续多次检测到帧同步信号FSYNC(步骤S5)。如果未连续多次检测到帧同步信号FSYNC。则判定未建立帧同步，并且该流程返回到步骤S1，重复上面的操作。如果连续多次检测到帧同步信号FSYNC，在步骤S5之后，根据TMCC码型的解码输出来分析发射模式(步骤S6)。
在步骤S6之后，检验接收的C/N值是否取高C/N值(步骤S7)。如果在步骤S7判定接收的C/N值取高C/N值，对每个分级进行解调或连续进行解调(步骤S8)。接下来，将增益控制电路8的增益设定成高环路增益(步骤S9)，此后返回步骤S4以重复上面的操作。
在步骤S7至S9，把从倒相器115输出的高电位信号作为载波滤波器控制信号(CRFLGP)输出，以便把载波滤波器7控制在一工作状态，按该输入顺序依次解调标题、脉冲串码元信号、QPSK信号和8PSK信号部分。在这种情况下，＂与非＂门119输出高电位信号作为增益控制信号(GCONT)，以便把增益控制电路控制在高增益状态。
如果在步骤S7判定接收的C/N值不是高C/N值，则判断接收的C/N值是否是中C/N值(步骤S10)。如果在步骤S10判定接收的值不是中C/N值，流程则返回步骤S2，重复上面的操作。如果在步骤S10判定接收的值不是中C/N值，则意味着是低C/N值，以便＂与非＂门119输出低电位信号作为增益控制信号(GCONT)，把增益控制电路8控制在低增益状态。
另外，在低C/N值的状态，从＂与非＂门117输出高电位信号作为载波滤波控制信号(CRFLGP)，把载波滤波器7控制在一工作状态。因此，响应来自载波滤波器7的输出，对标题和脉冲串码元信号部分，即BPSK信号(包括脉冲串码元信号)部分进行解调。
如果在步骤S10判定接收的C/N值是中C/N值，则检验低分级信号是否是QPSK信号(步骤S11)。如果在步骤S11判定低分级信号是QPSK信号，从＂与非＂门116输出高电位信号作为载波滤波控制信号(CRFLGP)，把载波滤波器7控制在一工作状态。响应来自处在工作状态的载波滤波器7的输出，依次解调标题、脉冲串码元信号和QPSK信号部分，即图2(d)所示的G定时部分。
在步骤S13之后，从＂与非＂门119输出高电位信号作为增益控制信号(GCONT)，把增益控制电路8控制在高增益状态，此后返回步骤S4，重复上面的操作(步骤S14)。
如果在步骤S11判定低分级信号不是QPSK信号，则表明是8PSK信号。因此，＂或＂门118输出低电位信号作为载波滤波控制信号(CRFLGP)，来停止载波滤波器的工作，从＂与非＂门119输出高电位信号作为增益控制信号(GCONT)，来控制处在高增益状态的增益控制电路8，此后返回步骤S4，重复上面的操作(步骤S12)。
如至此所描述的，根据本发明实施例的分级发射数字解调器，在直到建立了同步捕获的周期期间，根据标题和脉冲串码元信号部分的解调输出来再现该载波。因此，可再现具有可靠和良好同步捕获性能的载波。在同步捕获之后，如果由CNR测量电路10测量的接收C/N值为高，则根据连续的解调输出来解调该载波。因此，能够防止因在脉冲串解调模式无力保持该载波滤波器由频率变化所产生的抖动。在同步捕获之后，如果接收C/N值为中C/N，则根据除8PSK信号之外的分级信号的解调输出来解调该载波。因此，可根据主信号(QPSK)稳定地再现该载波。
根据本发明实施例的分级发射数字解调器，在同步捕获之前和之后使用不同载波再现环路特性在载波再现之间切换。因此可正确、稳定和可靠地再现该载波。
工业实用件
如至此描述的，根据本发明的分级发射数字解调器，在直到捕获帧同步的周期期间，能够可靠地进行载波再现，在捕获到帧同步之后，根据连续的解调输出以高C/N值再现载波。因此能够防止产生抖动。如果在捕获到帧同步之后C/N值为中C/N，根据除高分级信号之外的分级信号的解调输出来再现该载波。因此能够稳定地再现所需分级信号的载波而没有抖动。

Claims (1)

1.一种分级发射解调器，包括：第一载波再现装置，用于根据对标题部分中的调制波和脉冲串码元信号的调制波进行解调的解调输出来再现载波；载波功率与噪声功率比C/N测量装置，用于测量接收的C/N值；第二载波再现装置，用于如果同步捕获之后测量的接收C/N值等于或大于第一预定阈值，根据解调输出来再现该载波；以及第三载波再现装置，用于如果同步捕获之后测量的接收C/N值等于或大于低于第一阈值的第二阈值，且低于第一阈值，根据除高分级等级外的分级等级的解调信号来再现该载波；以及再现环路特性切换装置，用于在由所述第一载波再现装置进行载波再现期间和在由与所述第一载波再现装置不同的载波再现装置进行载波再现期间把一种载波再现特性切换到一种不同的载波再现特性。
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