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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Bereich der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Selektieren
des Abtastzeitpunktes gegenüber
dem Start jeder Periode eines periodischen Taktsignals, zum Decodieren
einer Sequenz von Datensymbolen aus einer kontinuierlichen Wellenform,
wobei die genannte Decodierung jedes Datensymbols in der Sequenz
durch den Wert der Wellenform zu dem selektierten Abtastzeitpunkt
bestimmt wird, wobei das genannte Verfahren die nachfolgenden Verfahrensschritte
umfasst:
- – Begrenzung
jeder Periode des genannten periodischen Taktes durch einen Satz
einzigartiger Zeitpunkte, gegenüber
dem Start der genannten Periode, und
- – Abtastung
der genannten kontinuierlichen Wellenform zu jedem der genannten
Zeitpunkte innerhalb jeder Periode zum Erhalten eines diskreten Abtastwertes,
assoziiert mit jedem einzigartigen Zeitpunkt.
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf eine Anordnung
zum Decodieren eines Stromes von Datensymbolen aus einer kontinuierlichen Wellenform.
wobei jedes der genannten Datensymbole einen Wert einer begrenzten
Anzahl diskreter Werte hat, und wobei jeder der genannten diskreten Werte
durch eine Charakteristik der genannten kontinuierlichen einzigartig
identifiziert werden kann, wobei die Anordnung Mittel aufweist zum
Abtasten der genannten Charakteristik der kontinuierlichen Wellenform
zum Erhalten eines Abtastwertes.
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2. Beschreibung des Standes
der Technik
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Phasenumgetastete
(PSK) Modulation ist besonders effizient für die Übertragung digitaler Daten.
In Phasenumtastmodulation wird ein Dateneinheitswert in der Phase
eines Trägersignals
codiert. In einem binären
System kann beispielsweise der Dateneinheitswert gleich Null als
eine Phasen von Null Grad codiert werden, und der Wert Eins kann
als eine Phasen von 180 Grad codiert werden. In einem Vierersystem
können
Datenwerte von 00, 01, 11 und 10 als Phasen von 45, 135, 225 und
315 Grad codiert werden. Um die Dateneinheit von dem empfangenen PSK
modulierten Signal zu decodieren, muss die Phase des Signals mit
der Phase der Bezugsträgersignals
an dem Sender verglichen werden.
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Dieses
Bezugssignal wird oft bei dem Empfänger dadurch hergeleitet, dass
es beispielsweise mit Hilfe einer phasenverriegelten Schleifenschaltung
(PLL) mit der Trägerfrequenz
verriegelt wird. Das Ausgangssignal der phasenverriegelten PLL wird
auf der Frequenz des Trägers
sein, mit einer festen Phasenbeziehung zu dem Bezugssignal des Senders.
Das Verriegeln auf dem Trägersignal
kann ein zeitaufwendiger Prozess sein. Das Steigern der Geschwindigkeit,
mit der eine Verriegelung erzielt wird, hat den negativen Effekt
der Steigerung der Empfindlichkeit der Verriegelung vor Störungen.
Das Herleiten der absoluten Phase von dem Signal führt ebenfalls
zu einer Phasendoppelsinnigkeit, weil es unmöglich ist, zu bestimmen, welche
der empfangenen Phasen wirklich der Bezugsphase an dem Sender entspricht.
Zum Schaffen einer Verriegelung und zum Bilden einer Empfängerbezugsphase,
die mit der Bezugsphase des Senders übereinstimmt, wird eine Präambelsequenz
bekannter Daten übertragen, und
zwar vor dem wirklichen Nachrichteninhalt.
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Differentielle
PSK Modulation überwindet
die Notwendigkeit, eine Bezugsphase zu bilden. Der dateneinheitswert
wird als eine Änderung
der Phase statt als eine spezifische Phase codiert. Das bedeutet beispielsweise
in einem binären
System, dass ein datenwert von Null als keine Änderung in der Phase codiert
werden kann, während
ein datenwert gleich Eins als eine 180Änderung in der Phase codiert
würde. Die
bedeutet, eine Datenreihe von 111001 würde als eine Reihe von drei Änderungen
der Phase codiert werden, wonach zwei Perioden ohne Änderung
in der Phase folgen würden,
wonach eine Änderung
der Phase folgt. Es sei bemerkt, dass oben stehend die wirkliche
Phase irrelevant war; ungeachtet der Ausgangsphase würden drei Änderungen
als 111 decodiert werden. Zum Detektieren der richtigen Anzahl "nicht Änderung" der Phase, wird
eine Nenndatenperiode vorausgesetzt. Auf diese Weise entspricht
das Fehlen einer Änderung
der Phase während
zwei Datenperioden einem Muster von 00 Daten. Eine ähnliche Änderung
der Phasencodierung kann für
Dreier-, Vierer- und höhere
Dateneinheitstypen angewandt werden.
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Differentielle
PSK Modulation und die entsprechende differentielle PSK Demodulation
bieten im Vergleich zu der absoluten PSK Modulation und Demodulation
Vorteile. Durch Anwendung von differentieller Modulation und Demodulation
braucht der Empfänger
nicht mit dem Sender verriegelt zu sein, und der Empfänger braucht
nicht ein bekanntes Bezugssignal zu empfangen. Der Träger braucht
nicht vor dem ersten codierten Datenitem zu bestehen, so dass eine Änderung
der Phase detektiert werden kann, aber es braucht keine spezifische
Datensequenz übertragen
zu werden.
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Differentielle
Modulation und Demodulation aber steigern die etwaige Fehlerrate
wesentliche. Ein Fehler bei der Ermittlung der Änderung der Phase für eine Dateneinheit
wird diese Dateneinheit, sowie die nächste Dateneinheit beeinträchtigen.
Das bedeutet beispielsweise in der oben genannten binären Codierung,
wenn drei Änderungen übertragen
wurden, und es wurde keine einzige Änderung detektiert, dass die nächste Änderung
als eine Nichtänderung
bei der offenbar ungeänderten
Phase erscheinen wird, oder, die nächste Nichtänderung wird als Änderung
erscheinen. Wegen dieser Verdopplung von Fehlern, wir oft absolute
PSK Modulation in Umgebungen mit einer hohen Wahrscheinlichkeit
von Fehlern bevorzugt, wie verursacht durch Störung und andere Interferenzen.
Wie aber erwähnt,
absolute Phasendemodulation ist typischerweise zeitaufwendiger oder
kostenaufwendiger als differentielle Phasenmodulation.
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Obschon
differentielle Modulation Idealerweise die Notwendigkeit einen absoluten
Phasenbezugswert zu bilden, eliminiert, können durch eine Differenz in
Datenperioden und/oder Abtastzeiten zwischen dem Sender und Empfänger Fehler
eingeführt werden.
Typischerweise wird der Empfänger
die Phase des empfangenen Signals durch Abtastung an einer geeigneten
Stelle in allen Datenperioden ermitteln. Eine geeignete Abtaststelle
ist typischerweise eine Stelle weit entfernt von den Übergangsstellen zwischen
Datenperioden, damit diese für
richtige Datenwerte repräsentativ
sind. Für
eine richtige Demodulation wird die geeignete Abtaststelle eine
Verarbeitung des Signals erfordern um einen relativ stabilen Teil
innerhalb der Datenperiode zu ermitteln und wird erfordern, dass
der Empfänger
und der Sender eine im Wesentlichen gleichwertige Datenfrequenz beibehalten.
Zum Bilden dieser Ausgangsabtaststelle hängen herkömmliche differentielle PSK
codierte Protokolle eine Präambel
des bekannten Inhalts an jede Datennachricht.
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Insgesamt
erfordern, sogar wenn differentielle PSK Modulation und Demodulation
eine Reduktion in der erforderlichen Synchronisation zwischen Sender
und Empfänger
gestatten, herkömmliche
Demodulationstechniken dennoch die Übertragung und Decodierung
einer Präambel
und werden gekennzeichnet als hätten
sie wesentlich höhere
Fehlerraten als nicht differentielle Techniken. Auch werden, weil die
Präambel
als eine Basis zum Decodieren der nachfolgenden Nachricht benutzt
wird, Fehler in der Bildung dieser Basis als eine Steigerung in
der Wahrscheinlichkeit von Fehlern beim Decodieren der wirklichen
Nachricht reflektiert.
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Auch
relevant für
die vorliegende Erfindung ist, dass es eine Zunahme der Notwendigkeit
gibt für effiziente
und effektive Protokolle für
Netzwerke mit mehrfachem Zugriff: Netzwerke mit mehreren Sendern
zu einem gemeinsamen Empfänger
oder einem Satz von Empfängern.
Bei derartigen Netzwerken ist es oft erwünscht, dass jeder Sender kurze
Nachrichtenpakete überträgt, so dass
die Latenzzeit zwischen Übertragung
von demselben Sender minimal ist. Dies minimiert die Speicheranforderungen
in jedem Sender, und minimiert auch etwaige aufgetretene Verzögerungen,
oder Lücken
in der Übertragung
von mehreren Paketen. Bei derartigen Netzwerken ist es wichtig,
die Gesamtkosten zu minimieren, d.h. den Nichtnachrichteninhalt
jedes Pakets und es ist wichtig, Unterschiede in den Sendercharakteristiken
zu erlauben. In einer derartigen Umgebung wird eine Demodulationstechnik,
die eine lange Zeit braucht zur Verriegelung mit einem Sender, nicht
effektiv sein, weil die Zeit, in der jeder Sender sendet, gering sein
soll. Auf gleiche Weise wird eine Demodulationstechnik, die eine
genaue Übereinstimmung
zwischen der Sende- und der Empfangsfrequenz oder -phase erfordert,
nicht effektiv sein, weil es eine Varianz zwischen den Charakteristiken
der einzelnen Sender oder deren Übertragungsstrecken
gibt.
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US-A-5280501
beschreibt ein Verfahren, wie oben definiert. Zum Selektieren der
genannten Abtaststelle in der Zeit von dem Satz genannter einzigartiger
Punkte in der Zeit, in US-A-5280501 werden etwaige Bitabtaststellen
gewichtet, und zwar auf Basis der Verletzbarkeit des Datensignals
für Störungen in
der Nähe
jeder etwaigen Bitabtaststelle. Dies ist eine relativ komplexe und
deswegen nachteilige Technologie. Weiterhin ist die Gewichtung auf
Basis der Verletzbarkeit des Datensignals durch Störungen modulationsabhängig und/oder
codierungsabhängig. Für verschiedene
Modulationen und/oder verschiedene Codierungen sollen verschiedene
Gewichtungen angewandt werden.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
zu schaffen wie oben definiert, wobei dieses Verfahren relativ einfach
ist und relativ allgemein anwendbar.
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Es
ist weiterhin eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Anordnung
zu schaffen wie oben definiert, wobei diese Anordnung relativ einfach
ist und relativ allgemein verwendbar.
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Dazu
weist das Verfahren nach der vorliegenden Erfindung das Kennzeichen
auf, dass das Verfahren weiterhin die nachfolgenden Verfahrensschritte
umfasst:
- – das
Vergleichen jedes diskreten Abtastwertes mit einem Satz idealer
Abtastwerte zum Ermitteln eines mit jedem einzigartigen Zeitpunkt
assoziierten Fehlerwertes,
- – das
Akkumulieren einer Fehlerstatistik für jeden der genannten einzigartigen
Zeitpunkte auf Basis jedes der genannten ermittelten Fehlerwerte,
und
- – das
Selektieren des genannten Zeitpunktes aus dem Satz der genannten
einzigartigen Zeit punkte auf Basis der genannten Fehlerstatistik.
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Durch
Ermittlung der Fehlerwerte und durch Akkumulation der Fehlerstatistik
auf Basis der ermittelten Fehlerwerte und durch Selektion des genannten
Abtastpunktes auf Basis der genannten Fehlerstatistik ist das Verfahren
nach der vorliegenden Erfindung relativ einfach und allgemein anwendbar.
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Die
Anordnung nach der vorliegenden Erfindung weist das Kennzeichen
auf, dass die Anordnung weiterhin die nachfolgenden Elemente umfasst:
- – Mittel
zum Vergleichen des Abtastwertes mit der einzigartig identifizierbaren
Charakteristik entsprechend jedem der diskreten Symbolwerte zum Erhalten
eines decodierten Symbolwertes und eines Differenzwertes, der mit
diesem Abtastwert assoziiert ist,
- – Mittel
zum Akkumulieren eines Satzes decodierter Symbolwerte und einer
Fehlerstatistik, die von dem genannten Differenzwert abhängig ist,
wobei die genannte Akkumulation durch wiederholte Abtastungen zu
einer Vielzahl periodischer Zeitintervalle effektuiert wird, wobei
jeder der genannten Sätze
mit der Zeit der genannten Abtastungen innerhalb der genannten periodischen
Intervalle assoziiert ist,
- – Mittel
zum Selektieren des Satzes decodierter Symbolwerte in Abhängigkeit
von der genannten Fehlerstatistik zum Bilden des decodierten Stromes
von Datensymbolen.
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JP-A-8107430
beschreibt eine Detektion eines Versatzes einer Abtastzeit und eine
Korrektur der Abtastzeit für
den Versatz. Dazu analysiert ein Frequenzanalysiermittel die Frequenz
eines Abtastsignals und erzeugt eine analysierte Ausgangsphase.
In Reaktion darauf bildet ein Entscheidungsmittel eine Übertragungsphase.
Ein Phasendifferenzdetektionsmittel detektiert die Phasendifferenz
zwischen der analysierten Ausgangsphase und der Übertragungsphase. Diese Phasendifferenz
bildet eine Basis für den
Versatz. Dies alles geschieht für
verschiedene Frequenzträger.
Auf diese Weise beschreibt JP-A- 8107430
nicht das oben definierte Begrenzen, Abtasten und Vergleichen, Akkumulieren
und Selektieren.
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JP-A-7297871
beschreibt eine Detektion eines Symbolidentifikationspunktes. Dazu
werden komplexe Korrelationen durchgeführt, wodurch ein Block mit
einem Synchronisationswort erforderlich ist. Auf diese Weise basiert
JP-A-7297871 auf der Verwendung eines Synchronisationswortes. Dies
ist ungünstig,
wie bereits oben erwähnt
wurde. Die Korrelationsleistung wird berechnet und die Stelle, an der
diese Korrelationsleistung einen maximalen Wert hat, gibt den Symbolidentifikationspunkt
an. JP-A-7297871 beschreibt nicht das oben definierte Begrenzen,
Abtasten, Vergleichen, Akkumulieren und Selektieren.
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Die
vorliegende Erfindung beschreibt die Anwendung von trägersunabhängiger und
präambelunabhängiger PSK-Demodulation
für eine
bessere Leistung unter störenden
Umständen.
Obschon differentielle PSK Demodulation (DPSK) traditionell minderwertig
ist gegenüber
absoluter Phasendemodulation (PSK) in Termen von Fehlerrate, hat
es sich herausgestellt, dass DPSK durch die Anwendung der vorliegenden
Erfindung durchaus geeignet ist zur Anwendung in einer störungsbeeinflussten
Umgebung. Die vorliegende Erfindung eignet sich für absolute Phasenmodulation,
sowie für
andere Formen von Modulation, wie noch beschrieben wird.
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Nach
der vorliegenden Erfindung wird Demodulation durch Akkumulation
eines Hauptteils der Paketsymbole und durch die Wahl eines einwandfreien
Abtastpunktes zur Ermittlung der Phase oder der Phasenänderungen
durchgeführt,
und zwar auf Basis einer Minimalen Fehlertechnik. Die Anwendung der
vorliegenden Erfindung vermeidet die Fehler, die durch eine Trägerphasenverschiebung
in einem absoluten Phasendemodulationsschema (PSK) eingeführt werden
würden,
sowie Decodierungsfehler, die durch eine Phasenermittlung auf Basis
eines empfangenen Subsatzes, beispielsweise einer Präambel, des
empfangenen Pakets eingeführt
werden würden. Die
vorliegende Erfindung befasst sich auch mit Übertragungen von vielen Sendern
mit unterschiedlichen Übertragungscharakteristiken,
indem eine effektive Demodulation des empfangenen Pakets von jedem
Sender berücksichtigt
wird nur und im Wesentlichen auf Basis des empfangenen Pakets von
diesem Sender, unabhängig
von den Charakteristiken irgendeines anderen Senders.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNG
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1 zeigt
die Modulation eines absolut codierten binären PSK Signals, ein empfangenes
Phasenmuster und zwei alternative Demodulationsergebnisse, wie diese
durch bekannte Demodulatoren ermittelt werden können.
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2 zeigt
die Modulation eines absolut codierten binären PSK Signals, ein empfangenes
Phasenmuster, und Demodulationsergebnisse nach der vorliegenden
Erfindung.
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3 zeigt
die Modulation eines absolut codierten Quadratur PSK Signals, ein
empfangenes Phasenmuster, und zwei alternative Demodulationsergebnisse,
wie diese durch bekannte Demodulatoren ermittelt werden können.
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4 zeigt
die Modulation eines absolut codierten "Pulse Position Modulated (PPM) Signals
und ein empfangenes Phasenmuster.
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5 zeigt
die Modulation eines absolut codierten Quadratur PSK Signals, ein
empfangenes Phasenmuster, und Demodulationsergebnisse nach der vorliegenden
Erfindung.
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6 zeigt
die Modulation eines differentiell codierten Quadratur PSK Signals,
ein empfangenes Phasenmuster, und Demodulationsergebnisse nach der
vorliegenden Erfindung.
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7 zeigt ein Flussdiagramm zur Demodulation
nach der vorliegenden Erfindung.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
DER ERFINDUNG
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1 zeigt
die Phasencodierung eines binären
Datenmusters unter Anwendung der absoluten Phase. Das Trägersignal
ist als das in der Zeit variierende sinusförmige Signal 100 dargestellt.
Der zu codierende Datenstrom ist als Signal 110 dargestellt. Das
codierte Signal, das modulierte PSK Signal, ist als Signal 120 dargestellt.
In diesem Beispiel wird, wenn das Datensignal niedrig ist, das codierte
Signal 120 zu dem Träger 100 gleichphasig
sein; wenn das Datensignal hoch ist, wird das codierte Signal um 180° gegenüber dem
Träger
phasenverschoben. Dies ist durch ein niedriges Datensignal bei 111 und ein
entsprechendes phasengleiches Signal bei 121 und ein hohes
Datensignal bei 112 und ein entsprechendes phasenverschobenes
Signal bei 122 dargestellt. Es sei bemerkt, dass bei dieser
Codierung die Phase des codierten Signals entweder 0 Grad oder 180
Grad ist und die Phase keine Werte zwischen diesen zwei Werten annimmt.
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Das
Signal 130 ist eine Darstellung des codierten Signals 120 nachdem
dieses Signal durch Störung
oder durch andere Interferenzen während der Übertragung beeinflusst worden
ist. Die detektierte Phase dieses Signals gegenüber einem angenommenen oder
ermittelten Träger,
wie oben beschrieben, ist als Signal 140 beschrieben. Wie
erwartet gibt es eine starke Übereinstimmung
zwischen dem Datenstrom 110 und dem detektierten Phasensignal 140,
wie durch Phasensegmente 141, 142,... 146 entsprechend
den Datensegmenten 111, 112,..., 116 dargestellt.
Durch Störung
und andere Interferenzen aber zeigt das detektierte Phasensignal 140 weder
einen scharfen, noch einen allmählichen Übergang
zwischen den zwei codierten Phasen von 0 und 180 Grad. Und durch
Störung
oder durch andere Faktoren kann die detektierte Phase variieren,
wie bei 148 dargestellt, sogar wenn die codierte Phase konstant
ist.
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Die
Umwandlung dieses nicht binär
bewerteten Phasensignals in das erforderliche decodierte binäre Signal
geht traditionell mit einer Abtastung der empfangenen Phase mit
einem festen Intervall entsprechend der Trägerphase einher. Wenn die Phase unterhalb
des Mittelpunktes zwischen 0 und 180 Grad an diesem Abtastpunkt
ist, wird der decodierte Datenwert als niedrig aufrechterhalten
und wenn die Phase über
dem Mittelpunkt zwischen 0 und 180 Grad bei diesem Punkt liegt,
wird der decodierte Datenwert als hoch aufrechterhalten. Der Abtastpunkt wird
als ein zeitbezogener Wert gegenüber
dem Start eines periodischen Bezugssignals spezifiziert und das
Signal wird zu dem betreffenden Zeitpunkt innerhalb jeder nachfolgenden
Bezugssignalperiode abgetastet. Dieses Bezugssignal soll dieselbe
Periode haben wie die Datensignalperiode. Die Wahl dieses Abtastpunktes
ist für
die einwandfreie Decodierung des empfangenen phasencodierten Signals
entscheidend. Wie auf der Linie 1f dargestellt, führt die Wahl
eines einwandfreien Abtastpunktes 158 zu der Decodierung
des empfangenen phasencodierten Signals 140 zu einer genauen
Darstellung des ursprünglichen
Datenstroms. Wie dargestellt, ist der decodierte Strom 150 identisch
zu dem Datenstrom 110, bloß verschoben in der Zeit. Wie
durch das Signal 160 dargestellt, führt aber die Wahl eines nicht richtigen
Abtastpunktes 168 zu einer ungenauen Decodierung dieses
empfangenen phasencodierten Signals 140; das decodierte
Signal 160 ist wesentlich anders als der codierte Datenstrom 110.
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Traditionell
wird zum Ermitteln des richtigen Abtastpunktes der Datenstrom ein
bekanntes Muster als eine Präambel
für die
wirkliche Datennachricht enthalten. Der Abtastpunkt wird eingestellt
bis der decodierte Strom dem bekannten Muster entspricht. Wenn beispielsweise
die ersten fünf
Datenwerte 111 bis 115 die Präambel enthielten, würde der
Empfänger
im Voraus wissen, dass die ersten fünf decodierten Werte einem
0-1-1-1-0-Muster
entsprechen müssen.
Anwendung eines nicht richtigen Abtastpunktes 168 würde ein
0-1-1-1-1-Muster erzeugen, während Anwendung
eines richtigen Abtastpunktes 158 das erforderliche 0-1-1-1-0-Muster
erzeugen würde.
Das wiederholte Auftreten dieses ermittelten Abtastpunktes 158 würde dann
benutz werden zum Decodieren der nachfolgenden Datennachricht. Wie
in der Beschreibung des Standes der Technik erwähnt, kann diese Ermittlung
des richtigen Abtastpunktes zeitaufwendig sein und die nachfolgende
Decodierung auf Basis dieser Ermittlung ist stark abhängig von
der Qualität
dieser Ermittlung, sowie von etwaigen nachfolgenden Phasenverschiebungen
oder Frequenzschwankungen zwischen dem Träger des Senders und dem Bezugsträger den
Empfängers.
Wenn beispielsweise eine Störspitze
verursacht hat, dass der fünfte
Abtastwert 165 unter dem Mittelpunkt liegt, hätte der
Mittelpunkt 168 ein 0-1-1-1-0-Muster erzeugt. Sollte der
Empfänger
diesen Abtastpunkt benutzen, so wären die nachfolgenden Daten
nicht einwandfrei, wie durch den decodierten Wert 166 im
vergleich zu den ursprünglichen
Daten 116 dargestellt.
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Es
ist daher u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine zuverlässigere
und stabilere Ermittlung des richtigen Abtastpunktes zur Decodierung
des empfangenen Phasensignals zu schaffen. In 2 ist
der ursprüngliche
Datenstrom 110, das detektierte Phasensignal 140 und
einen Satz decodierter Ströme
entsprechend der vorliegenden Erfindung dargestellt. 2 zeigt
ebenfalls einen decodierten Strom 250, der gebildet wird,
wenn Abtastpunkte 258 verwendet werden. Auch dargestellt
unmittelbar unter jedem Abtastpunkt 258 sind Fehlergrößen 259,
assoziiert mit dem Abtastpunkt. Diese Größen basieren auf einem Vergleich
mit der Decodierung eines idealen empfangenen Phasensignals. Idealerweise
soll die detektierte Phase entweder 0 oder 180 Grad sein. Wenn die
Phase aber bei 258a abgetastet wird, liegt die Phase unter
Null. Der Betrag dieser Phase unter Null ist durch den Fehlervektor 259a dargestellt.
Auf gleiche Weise ist, wenn bei 258b abgetastet, die Phase über 180.
Der Betrag dieser Phase über
180 ist durch den Fehlervektor 259b dargestellt. Der decodierte
String 250 entspricht der Ermittlung ob jeder abgetastete
Punkt über
oder unter dem Mittelpunkt liegt, wie bei dem herkömmlichen Verfahren,
nun aber assozi iert mit dem decodierten String 250 ist
ein Maß der
Qualität
dieser Decodierung, entsprechend den Fehlervektoren 259.
Es sei bemerkt, dass diese Fehlervektoren sich nicht auf Werte des
ursprünglichen
Datenstroms 110 beziehen; sie sind eine Vergleichung mit
den Werten, auf welche die Phase begrenzt ist bei der Codierung
des Datenstroms anzunehmen, in dem vorliegenden Fall entweder 0
oder 180 Grad.
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Der
decodierte Strom 260 entspricht der Anwendung der Abtastpunkte 268 auf
das empfangene Phasensignal 140. Differenzvektoren 269 von
dem idealen Fall von 0 und 180 Grad, sind unter jedem Abtastpunkt
dargestellt. Es sei bemerkt, dass obschon der decodierte Strom 260 zu
dem decodierten Strom 250 zunächst identisch ist, die mit
den Abtastpunkten 268 assoziierten Fehler wesentlich größer sind
als diejenigen, die mit den Abtastpunkten 258 assoziiert
sind, beispielsweise bei 269c und 269d, dies im
Vergleich zu 259c und 259d. Dem Gesicht nach dürfte es
einleuchten, dass die Abtastpunkte 268 gegenüber dem
gesamten detektierten Phasensignal "zu früh" auftreten. Die Fehlervektoren 269 schaffen
eine quantifizierbare Größe dieser
nicht einwandfreien Abtastung. Wenn die Abtastpunkte 268 zur
nachfolgenden Datendecodierung verwendet werden würden, würde die
Fehlerrate höher
sein als diejenige, die erzeugt werden würde durch Verwendung von Abtastpunkten 158,
weil nur eine geringfügige Änderung
in der Phase dafür
sorgen würde, dass
die Abtastpunkte 168 einen nicht einwandfreien Wert decodieren,
wie bei 165 dargestellt. In dem oben für ein herkömmliches Verfahren gegebenen Beispiel
für ein
herkömmliches
Verfahren mit einer Präambel
von 0-1-1-1-0 hätten
die Abtastpunkte 268 eine richtige Präambeldecodierung geschaffen,
hätten
aber daraufhin fehlerhafte Datensymbole erzeugt. Durch Verwendung
der Fehlervektoren aber kann quantifizierbar ermittelt werden, dass
der Abtastpunkt 258 eine bessere Wahl ist als 268.
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Es
sei bemerkt, dass es die Schätzung
der Fehlervektoren ist, die zu der Ermittlung führt, dass statt der oben erwähnten etwas
unzuverlässigen
Vergleichung der decodierten Werte mit einem bekannten Muster, die
decodierten Werte nicht genau sind. Um diese Fehlervektoren quantifizierbar
zu schätzen kann
die Summe der Größen der
Fehlervektoren benutzt werden, oder die Summe der quadrierten Fehler,
oder jede andere beliebige vergleichbare Statistik. Statistische
Tests, wie der Chi-Aquare-Test oder andere Test, können benutzt
werden zum Ermitteln der Signifikanz der Differenz zwischen derartigen Maßen oder
zum Ermitteln der Anzahl Abtastwerte, die zum zuverlässigen Detektieren
des optimalen Abtastpunktes erforderlich sind. In der bevorzugten Ausführungsform
ist zwecks der rechnerischen Einfachheit die Summe der Größe der Fehler
benutzt zum Schätzen
der Qualität
des detektierten Stromes.
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Nach
der vorliegenden Erfindung wird eine Anzahl decodierter Ströme simultan
erzeugt, wobei jeder Strom der Anwendung verschiedener Abtastpunkte
entspricht. Assoziiert mit jedem dieser decodierten Ströme wird
die Akkumulation von Fehlervektoren sein, die Summe der Größe der Fehler
an jedem Abtastpunkt, im Vergleich zu den idealen Phasenwerten von
0 und 180 Grad. Aus diesem Satz decodierter Ströme wird der eine mit der kleinsten
Summe von Fehlern ermittelt als die genaueste Radstellung des ursprünglichen
Datenstroms. Auf ideale Weise wird abhängig von der Größe des zum
Speichen der alternativen decodierten Ströme und deren Summe von Fehlern
verfügbaren
Speichers die ganze Datennachricht auf diese Weise verarbeitet.
Dadurch wird jede Varianz in der Frequenz- oder Phasenbeziehung
zwischen dem Träger
des Senders und dem angenommenen Träger des Empfängers in Bezug
auf die ganze Datennachricht ausgewiesen. Die Speicheranforderung
entspricht der Anzahl Datenbits in der Datennachricht mal der Anzahl
Sätze alternativer
decodierter Ströme,
plus dem Speicher für
eine Summe von Fehlern assoziiert mit jedem alternativen decodierten
Strom. Typischerweise wird die Anzahl alternativer Sätze in Abhängigkeit
von der erwarteten Varianz ermittelt als eine Funktion des Abtastpunktes.
Wenn beispielsweise erwartet wird, dass das empfangene Phasensignal
ziemlich störungsfrei
ist, kann die Ermittlung eines Abtastpunktes innerhalb von +/- 60
Grad ausreichen und folglich werden 6 Sätze der alternativen decodierten
Ströme erzeugt,
die je einem Abtastpunkt von 60 Grad (360/6) versetzt von dem vorhergehenden
Strom entsprechen. Wenn erwartet wird, dass das empfangene Signal
wesentlich gestört
ist, können
dichter beisammen liegende Abtastpunkte verwendet werden. Für die bevorzugte
Ausführungsform
werden 16 Sätze
alternativer decodierter Ströme
erzeugt, entsprechend einer Abtastpunktgenauigkeit von 22,5 Grad (360/16).
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Vorzugsweise
wird das ganze Datenpaketverarbeitet zum Erzeugen von 16 alternativen
decodierten Datenpaketen. Die Erzeugung von 16 Sätzen mit ATM Paketen, die 53
Bytes enthalten, würde
16 mal 53 Bytes plus die Speicherung von 16 Summen für insgesamt
weniger als 1 Kilobyte erfordern. Von diesem Satz mit 16 decodierten
Paketen wird das Paket mit dem kleinsten akkumulierten Fehler als
derjenige ermittelt, der die genaueste Darstellung der ursprünglich codierten
53 Bytes ist. Wenn nicht genügend
Speicherraum verfügbar
ist zum Verarbeiten des ganzen Pakets, kann ein Subsatz des Datenpa kets
verwendet werden. Nach Selektion des Satzes mit dem kleinsten akkumulierten
Fehler in diesem Subsatz kann der mit diesem Satz assoziierte Abtastpunkt
zum Decodieren des restlichen Teils des Pakets benutzt werden. Wenn
das Datenpaket extrem lang ist, kann es ebenfalls als eine Gruppe
von Subpaketen verarbeitet werden, wobei jedes Subpaket aus dem
Satz von 16 alternativen Subpaketen selektiert wird, wonach der
Prozess für
das nächste
Subpaket wiederholt werden kann.
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Übereinstimmend
mit der vorliegenden Erfindung kann die Verarbeitung nachfolgender
Pakete oder Subpakete unabhängig
von der Ermittlung der richtigen Phase aus dem vorhergehenden Paket oder
Subpaket gemacht werden, mit einer wiederholt feineren Auflösung der
richtigen Phase. Das bedeutet, ohne dass im Voraus die richtige
Phase bekannt ist, entsprechen die oben beschriebenen Sätze decodierter
Ströme
gleichmäßig verteilten
Phasen über die
ganzen 360 Grad möglicher
Phasenwinkel. Wenn die ungefähr
richtige Phase bekannt ist, könnten
diese Sätze
nahe bei diesem ungefähren
Wert liegend verteilt werden und Phasen weit entfernt von dieser ungefähren Phase
könnten
ignoriert werden. Auf gleiche Weise kann nach der vorliegenden Erfindung die
Anzahl alternativer decodierter Sätze reduziert werden, wenn
die ungefähr
richtige Phase ermittelt worden ist, oder auf Basis der Ergebnisse
einer statistischen Analyse oder auf Basis eines sequentiellen Schätzungsprozesses.
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3 zeigt
eine Form eines Quadraturphasencodierten Signals. Der Datenstrom 310 besteht aus
Symbolen, die einen oder vier Werte haben können, dargestellt auf der Linie
3b als vier mögliche
Pegel, nachstehend als Datenwerte 0, 1, 2 und 3 bezeichnet, obwohl
die wirklich codierten Daten nicht unmittelbar den numerischen Werten
von 0, 1, 2 oder 3 entsprechen können.
Alle vier Werte werden durch je einen von vier möglichen Phasenwinkeln gegenüber dem
Träger 100 codiert.
Für eine
optimale Leistung werden quadraturphasencodierte Signale um neunzig
Grad getrennt. Wie in 3 dargestellt, entspricht das
Datensignal 311 mit dem niedrigsten Pegel einer Phasenverschiebung
von –135
Grad, dargestellt bei 321. Das Signal mit dem nächst höheren Pegel 312 entspricht
einer Phasenverschiebung von –45
Grad, dargestellt bei 322. Das nächst höhere Signal 316 entspricht
einer Phasenverschiebung von 45 Grad, dargestellt bei 326.
Das Signal mit dem höchsten
Pegel 313 entspricht einer Phasenverschiebung von 135 Grad,
dargestellt bei 323. Es gibt alternative Methoden zum Codieren
vierwertiger Datensymbole in Quadraturphasensignale, was dem Fachmann
durchaus bekannt sein wird. Die spezifischen Codierungen eines Da tensymbols
in einen Phasenwinkel ist für
die vorliegende Erfindung nicht signifikant. So könnte beispielsweise
eine alternative Codierung ein "Pulse
Position Modulation" (PPM)
Signal benutzen, wobei die Position des Impulses innerhalb jedes
Takizyklus das Datensymbol darstellt, wie in 4 dargestellt,
wobei das Signal 400 den träger darstellt, wobei 410 den
Datenstrom darstellt, wobei 420 das PPM codierte Signal
darstellt, wobei 430 das empfangene PPM codierte Signal
darstellt und wobei 440 die detektierte Phase dieses empfangenen
Signals darstellt.
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In
jeder der einzelnen Codierungen ist das signifikante Merkmal, dass
die Phase des Signals bekanntlich einen von vier möglichen
Werten annimmt und dass das codierte Signal nimmt nicht einen anderen
Phasenwert annimmt. 3 zeigt das empfangene Signal 330 und
die Phase 340 dieses Signals, gegenüber einer angenommenen Trägersignalphase. Entsprechend
dem empfangenen Binärphasensignal 140 aus 1 entspricht
das empfangene Quadraturphasensignal 340 in der Form dem
ursprünglichen Datenstrom 310.
Das Phasensegment 341 entspricht dem datenwert 311, 342 entspricht 312, 343 entspricht 313 und 346 entspricht 316.
Es sei aber bemerkt, dass die Phase des empfangenen Signals Zwischenwerte
aufweist, wie das Segment 349, die in dem ursprünglichen
Datenstrom 310 nicht vorhanden sind. Die genaue Ermittlung
des ursprünglichen Quandary-Datenstroms,
erfordert, wie in dem oben beschriebenen Binärfall, dass das empfangene
Phasensignal an den richtigen Abtastpunkten abgetastet wird, damit
die fehlerhafte Decodierung vermieden wird, wie diese auftreten
dürfte,
wenn abgetastet, während
die Phase auf einem Zwischenwert steht. Das Signal 350 stellt
auf Basis abgetasteter Punkte 358 eine richtige Decodierung
dar; wie ersichtlich entspricht der decodierte Strom 350 dem
codierten Datenstrom 310, aber in der Zeit verschoben.
Das Signal 360 stellt auf Basis der Abtastpunkte 368 eine nicht
richtige Decodierung dar, weil der Abtastpunkt zu schnell in jeder
Periode auftritt.
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5 zeigt
wie 2 den ursprünglichen Quandary-Datenstrom 310,
das empfangene Phasensignal 340 und einen Satz decodierter
Ströme, die
je verschiedenen Abtastpunkten entsprechen. Wie dargestellt sind
die Abtastpunkte 568 und 578 richtige Abtastpunkte,
während 558 und 588 dies nicht
sind. Das bedeutet, dass Benutzung der Abtastpunkte 568 oder 578 zu
decodierten Strömen 560 und 570 führt, die
genaue Darstellungen des ursprünglichen
Datenstroms 310 sind, während
die Ströme 550 und 580 fehlerhafte
Decodierungen sind. Auch dargestellt in 5 sind Fehlervektoren 559, 569, 579 und 589 entsprechend
Abtastpunkten 558, 568, 578 bzw. 588.
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Die
Decodierung und die Fehlermessung erfolgt wie nachstehend beschrieben.
Der Bereich des empfangenen Phasensignals wird in vier Segmente aufgeteilt,
wobei jedes Segment um jede der vier möglichen codierten Phasen zentriert
ist. In dem gegebenen Beispiel würden
mit den codierten Phasen von –135, –45, 45
und 135 Grad, entsprechend den Datensymbolen 0, 1, 2 und 3 die Segmente
sich von –180
bis –90,
von –9-
bis 0, von O bis 90 und von 90 bis 180 Grad erstrecken. Das decodierte
Signal wird davon abhängig
sein, in welchem Segment die detektierte Phase liegt. Ein auf ideale
Weise übertragenes Signal
würde ein
Phasensignal erzeugen, das nur eine der vier codierten Phasen annimmt.
Deswegen ist eine Phase, die von einer dieser codierten Phasen abweicht,
fehlerhaft und der Betrag des Fehlers wird durch die Differenz zwischen
dieser Phase und dem am meisten nahe liegenden ideal codierten Phasenwert
gemessen. Das bedeutet, dass eine detektierte Phase von 49 Grad
als ein datenwert von 2 decodiert wird und einen Fehler von 4 Grad
hat entsprechend einer ideal übertragenen
Phase von 45 Grad, entsprechend einem codierten Datenwert 2. Winkeldifferenzen
gegenüber
einer Periode von 360 Grad werden benutzt zum Messen von Phasenfehlern.
Eine detektierte Phase von 203 Grad wird zu einem Datenwert 0 decodiert
und hat einen Fehler von –22 Grad
gegenüber
einer idealen Phase von 225 (entsprechend –135) Grad.
Diese Differenzen gegenüber der
am meisten nahe liegenden Phase von vier übertragenen Phasenwerten sind
als Fehlervektoren 559, 569, 579 und 589 dargestellt.
Wie ersichtlich sind die Vektoren 559 und 589 wesentlich
größer als
die Vektoren 569 und 579, wobei eine Angabe gemacht
wird, dass höchstwahrscheinlich
decodierte Ströme 550 und 580,
die diesen höheren
Fehlervektoren entsprechen, fehlerhaft sind. Es sei bemerkt, dass
nach der vorliegenden Erfindung diese Ermittlung, dass 550 und 580 von
einer geringeren Qualität
sind als 550 und 570, basiert auf einer Vergleichung
des detektierten Phasenwinkels mit dem Satz codierter Phasenwerte,
ohne Berücksichtigung
der übertragenen
bestimmten Datenwerte.
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Nach
der vorliegenden Erfindung wird ein Satz decodierter Ströme gleichzeitig
verarbeitet, je auf Basis eines anderen Abtastpunktes innerhalb
der Datenperiode. Die Summe der Größe der Fehler wird für jeden
decodierten Strom akkumuliert und der Strom mit dem kleinsten Fehler
wird als die genaueste Darstellung des ursprünglichen Datenstroms selektiert.
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Es
sei bemerkt, dass, wie oben dargestellt, eine Verzerrung in dem
Phasenbezugswert den akkumulierten Fehler beeinflussen wird. Das
bedeutet beispielsweise, wenn die Bezugsphase des Empfängers eine
Differenz gegenüber
der Phase des Trägers
von 10 Grad hatte, die oben genannten Fehler von 4 und –22 Grad
im Wesentlichen entweder Fehler von 14 und 12 Grad oder Fehler von –6 bzw. –32 Grad
wären,
und zwar je nachdem, ob der Empfänger
dem Träger
nach- oder voreilt. Herkömmliche Verzerrung
korrigierende Techniken für
statistische Messungen können
angewandt werden, und zwar gleichzeitig mit der vorliegenden Erfindung,
oder in der bevorzugten Ausführungsform,
wird eine andere Technik angewandt. In der bevorzugten Ausführungsform
wird der erste abgetastete Punkt in jedem Satz als ein Bezugswert
eingestellt, d.h. ein Abtastwert mit einem Fehler 0. Von diesem
Bezugswert aus werden die vier Segmente ermittelt, wobei eines der Segmente
diesen referenzierten Abtastwert als Mittelwert hat, und wobei jedes
andere Segment um ein Vielfaches von 90 Grad von diesem bezugswert
getrennt ist. Auf diese Weise ist eine Empfängerbezugsphase nicht erforderlich.
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Es
sei aber bemerkt, dass für
eine absolute Phasencodierung, wie bisher beschrieben, eine Korrelation
zwischen der empfangenen Phase und der Trägerphase aufgebaut werden muss,
damit die datenwerte einwandfrei decodiert werden. Wenn beispielsweise
der erste Abtastwert als Bezugswert eingestellt wird, ist es notwendig,
zu ermitteln, ob dieser erste Abtastwert einem datenwert gleich
0, 1, 2 oder 3 entsprach, oder ob diese detektierte Phase einer Phase
von –235, –45, 45
oder 135 entspricht, dies bezogen auf den ursprünglichen Träger. In der bevorzugten Ausführungsform
ist, wenn absolute Phasencodierung angewandt wird, nur eine einzige
Einheit bekannter Information von dem Sender erforderlich um mit
einem minimalen Fehler einwandfrei zu decodieren.
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Wie
in der Beschreibung des Standes der Technik erwähnt, eliminiert differentielle
Phasencodierung die Notwendigkeit zwischen der übertragenen Trägerphase
und der empfangenen Phase einen Bezugswert zu schaffen. Die vorliegende
Erfindung eignet sich durchaus für
differentiell codierte Signale. 6 zeigt
ein differentielles quadraturcodiertes Signal. In dieser Figur ist
die Phasenänderung
vom einen Abtastwert zum anderen eine Angabe des codierten Datenwertes.
Ein datenwert gleich Eins wird als eine 90° Phasenverschiebung von dem
vorhergehenden Wert codiert; ein Datenwert gleich zwei ist eine
180° (gleichwertig
mit –180°) Phasendrehung; ein
Datenwert gleich drei ist eine Phasendrehung von 270° (gleich –90°). Auf diese
Weise gibt in 6 das empfangene Signal 640 eine
annähernd
90 Grad Phasenverschiebung zwischen den Perioden 641 und 642 an,
entsprechend einem Datenwert gleich Eins, dem codierten Datenwert
bei 312. Zwischen 642 und 643 erfährt das
Signal eine Phasendrehung von etwa –9-°, entsprechend einem Datenwert
3, dem codierten Datenwert bei 313. Auf gleiche Weise tritt
zwischen 643 und 644 eine andere Phasendrehung
von –90° auf, entsprechend
einem anderen datenwert von 3, dem codierten Datenwert bei 314.
Zwischen 644 und 645 tritt keine Phasenverschiebung auf,
entsprechend einem Datenwert gleich 0, bei 315. Wie dargestellt
ist die detektierte Phasensequenz 640 nicht entsprechend
dem ursprünglichen
Datenstrom 310, eher, die Änderungen in dem detektierten Phasensignal 640 sind
repräsentativ
für den
Datenstrom 310.
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Eine
einwandfreie Decodierung dieses detektierten Phasensignals 640 erfordert,
wie in allen vorhergehenden Beispielen, die richtige Selektion von
Abtastpunkten. 6 zeigt einen Satz mit decodierten
Strömen,
die je auf einer anderen Reihe von Abtastpunkten basiert sind. Die
Abtastpunkte 668 decodieren eine nicht genaue Darstellung 660 des
Datenstroms 310, während
die Abtastpunkte 668, 678 und 688 genaue
Darstellungen 650, 670 und 680 des Datenstroms
decodieren. Es sei bemerkt, dass der Mischeffekt einen Fehler in
der Verarbeitung differentiell codierter Signal herbeiführt. Die
detektierte Phasenänderung
bei 668a ist fehlerhaft; die detektierte Phase bei 668n ist
richtig, aber da die vorhergehende Phase fehlerhaft war, ist die
detektierte Phasenänderung
dieses einwandfrei detektierten Signals fehlerhaft. Das bedeutet
ein einziges Phasendetektionsfehler verursachte zwei Phasendetektionsfehler,
wie bei 664 und 665 dargestellt.
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Nach
der vorliegenden Erfindung sind Fehler gegenüber einer Phasenänderung
von 0, 90, 180 und 270 Grad bei 659, 669, 679 und 689 dargestellt.
Auch hier ist es bekannt, dass die Phasenänderung eines idealen Signals
ein Vielfaches von 90 Grad ist; jede Abweichung von einem Vielfachen
von 90 wird als das Fehlermaß an
den Abtastpunkten akkumuliert. Nach der vorliegenden Erfindung kann
dieser Fehler gegenüber
jeder Differenz zwischen jedes Phase des Abtastwertes oder als die
Differenz jeder Phase gegenüber
einem referierten ersten Abtastwert akkumuliert werden. So würde beispielsweise
eine abgetastete Phasensequenz von 0-85-280-180-260, wenn mit dem
ersten Abtastwert verglichen, eine Fehlersequenz von –5, +10,
0, –10
zeigen. Wenn verglichen mit jeder vorhergehenden Phase würde die Sequenz
zu einer Fehlersequenz von –5,
+15, –10,
0 führen.
Jede der beiden differentiellen Fehlermethoden wird effektiv sein.
Die letztere ist weniger empfindlich für Verzerrungen an dem ersten
Abtastwert, aber jeder Phasenfehler hat einen mischenden Effekt auf
die Akkumulation der Größe der Fehler.
Auch hier können
herkömmliche
Maßnahmen
zum Korrigieren statistischer Größen für Verzerrungen
und Mischeffekte angewandt werden, wenn ein höherer Grad an Genauigkeit erforderlich
ist. In der bevorzugten Ausführungsform
wird zur rechnerischen Einfachheit der erste Abtastwert in jedem
Satz als ein bezugswert gebildet, und alle Phasenänderungen
sind relativ zu diesem bezugswert. Auf diese Weise wird beispielsweise
das Signal 660 zunächst
bei 668a abgetastet und zeigt einen Phasenwert unterhalb
der Linie des Bezugswertes 0. Bei 668b zeigt es einen Phasenwert unterhalb
der Linie des Bezugswertes 90; bei 668c zeigt
es einen Phasenwert über
der Linie des Bezugswertes von 0 Grad. Gegenüber dem ersten Abtastwert bei 668a ist
der Fehler bei 668c die Summe des Betrags, um den der Abtastwert
bei 668c über der
Linie von 0 Grad liegt, plus den Betrag, den der Abtastwert bei 668a unterhalb
der 0 Grad Linie liegt.
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Wie
in dem binären
Fall ist die bevorzugte Ausführungsform
für quandärdatenphasencodierte Signale,
ob absolut oder differentiell codiert, das ganze Datenpaket zu verarbeiten,
und zwar zum Ermitteln des alternativen decodierten Stromes, der
die kleinsten Fehler über
das ganze Datenpaket zeigt. Diese Technik aber kann auch angewandt
werden zum Ermitteln eines Abtastpunktes, der für eine nachfolgende Codierung
eines langen Datenpakets benutzt werden soll. Das in 6 dargestellte
Beispiel zeigt, obschon das Signal 650 eine genaue Darstellung
des Datensignals 310 ist, eine Anzahl großer Fehler,
beispielsweise bei 659c dargestellt. Wäre die Störung etwas größer gewesen
um die Phase an diesem Abtastpunkt zu reduzieren, so wäre der decodierte
Wert fehlerhaft gewesen. Auf diese Weise ist ersichtlich, dass der
gemessene Fehler auch eine Anzeige der mit jedem der Abtastpunkte
assoziierten Rauschmarge ist. Die Selektion des Abtastpunktes mit
den geringsten akkumulierten Fehlern entspricht der Selektion eines
Abtastpunktes mit der größten Rauschmarge.
Wenn der decodierte Datenwert allein benutzt wäre, wie bei den bekannten Verfahren,
zum Ermitteln des Abtastpunktes zur nachfolgenden Decodierung, kann
dieser Abtastpunkt 658 mit der niedrigen Rauschmarge selektiert
worden sein.
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Nach
der vorliegenden Erfindung sind die Speicheranforderungen dieselben
wie in dem binären
Fall; die Größe des Pakets
mal der Anzahl alternativer Decodierungen in dem Satz plus der akkumulierten
Summe von Fehlern für
jede alternative Decodierung. In der bevorzugten Ausführungsform
werden 16 Sätze
benutzt, wodurch eine 22,5 Grad Drehung gegenüber dem richtigen Abtastpunkt
geschaffen wird.
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Obschon
die bisher beschriebenen Ausführungsformen
sich mit Abtasten befassen innerhalb einer Datenperiode zum Ermitteln
der Phase, sind die Grundlagen der vorliegenden Erfindung nicht
auf nur Phasendetektion begrenzt. Jedes beliebige Demodulationsschema,
das die Ermittlung eines geeigneten periodischen Abtastpunktes erfordert,
kann für
die oben beschriebenen Methoden geeignet sein, wenn es einen Parameter
des codierten Signals gibt, der diskret identifiziert werden kann,
unabhängig
von dem codierten Datenwert. Die Verwendung von Phasenabtastwerten
illustriert die Grundlagen der vorliegenden Erfindung. Es dürfte einleuchten,
dass der Fachmann imstande sein wird, mehrere Anordnungen herzuleiten,
die obschon nicht explizit beschrieben oder hier dargestellt, die
Grundlagen der vorliegenden Erfindung in sich haben und folglich
im Rahmen der vorliegenden Erfindung liegen.
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7 zeigt das Prinzip der vorliegenden Erfindung
in Form eines Flussdiagramms. Wie dargestellt, erfordert der Prozess
die Ermittlung eines Fehlerfaktors, der unabhängig ist von dem Datenwert. Wie
oben erwähnt,
und wie in diesem Flussdiagramm dargestellt, ist diese Ermittlung
des Fehlerfaktors nicht allein begrenzt auf die Messung und den
vergleich von Phasenwerten. Die Items 710 und 730 bilden
eine Schleife zum Verarbeiten des Datenpakets. Auf ideale Weise
ist die Anzahl zu decodierender Symbole gleich der Anzahl Symbole
in dem ganzen Paket, wie oben beschrieben. Innerhalb jeder Datensymbolperiode
werden N Abtastwerte genommen, je zu einem anderen Zeitpunkt innerhalb
der Periode, entsprechend beispielsweise Abtastperioden 658, 668, 678 und 688 nach 6.
Wie oben erwähnt,
ist in der bevorzugten Ausführungsform
N gleich 16. Diese Abtastung der N Abtastwerte ist durch das Item 721 innerhalb
der durch die Items 720 und 727 gebildeten Schleife
dargestellt. Wie bei 722 dargestellt, wird, wenn dies der
erste Abtastwert für
jeden der N Abtastwerte ist, d.h. wenn dies die erste Datenperiode
ist, der abgetastete Wert als Bezugswert, Ref(I) gespeichert, wobei
I der Index für
jede der N Abtastzeiten innerhalb der Datenperiode ist. Außerdem wird
die akkumulierte fehlerstatistische SumErr(I) auf 0 bei 724 ausgelöst. Der
Datenwert wird con dem abgetasteten Wert bei 725 decodiert;
diese Decodierung wird jedem beliebigen angewandten Codierungsschema
entsprechen, wie dies dem Fachmann einleuchten dürfte. Für PSK Demodulation würde die oben
für die
absolute oder differentielle Codierung beschriebene Decodierung
in dem Block 725 durchgeführt. Der decodierte Datenwert
wird für
diese Abtastzeit, I, in dieser Datenperiode, J, als Data(I,J) gespeichert.
Aufeinander folgende Abtastwerte werden nach der ersten Datenperiode
den Bezugsabtastwert benutzen zum ermitteln des mit diesem Abtastwert assoziierten
Fehlers in dem Block 729. Der ermittelte Fehler wird für jede Abtastzeit,
I, in SumErr(I), bei 729 akkumuliert.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
für den Fehlerermittlungsblock 728 ist
in 7b dargestellt. Es wird für dieses Beispiel vorausgesetzt,
dass die Codierung der Datensymbole einen Satz mit charakteristischen
Wertes benutzte, die um einen einheitlichen Betrag, Q, getrennt
sind. Das heißt
beispielsweise in einer binären
PSK Codierung, dass die charakteristischen Phasen entsprechend den
Datenwerten 0 und 1 um 180 Grad getrennt werden; auf diese weise
wäre Q
gleich 180. In der Quadratur PSK Codierung ist Q gleich 90 Grad.
Die Differenz zwischen dem Abtastwert und dem bezugswert wird in 750 berechnet.
Dieser wäre
Idealerweise ein Vielfaches von Q. Eine Anzahl alternativer Methoden
kann angewandt werden zum Messen der Differenz zwischen diesem Differenzwert
und dem nächsten
Vielfachen von Q. Wie in den Blöcken 751 bis 753 dargestellt,
ist eine Methode, den Wert um ein halbes Q zu versetzen, danach
einen Modulo-Q-Vorgang durchzuführen,
dann den Versatz zu entfernen. Wenn beispielsweise der Differenzwert
als 85 Grad ermittelt wäre,
ist das nächste
Vielfache von 90 gleich 90 und der Differenzwert wäre –5. Unter
Anwendung der beschriebenen Prozedur wäre 45 zu 85 hinzugefügt, was
zu insgesamt 130 führt;
130 modulo 90 führt
zu 40; 40 weniger 45 führt
zu –5.
Diese –5
ist der Fehlerwert im vergleich mit dem nächsten Vielfachen von 90. Dieser
Wert wird eingestellt, und zwar in Übereinstimmung mit den Fehlerakkumulationsmitteln.
Wenn beispielsweise die Varianz des Fehlers benutzt wird zum Schätzen des
Akkumulationsfehlers, würde
das Quadrat des Fehlers bei 780 berechnet werden. In der bevorzugten
Ausführungsform
wird der Einfachheit der Berechnung wegen die Summe der Größe der Fehler
als die vergleichbare Statistik benutzt und deswegen wird der absolute
Wert des Fehlers bei 780 berechnet und dieser Wert wird
zur Berechnung in dem Block 729, wie oben beschrieben,
zurückgeführt.
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Nachdem
alle Symbole für
jede Abtastzeit decodiert worden sind, werden die akkumulierten Fehler
in 731 verglichen und der Index für die bevorzugte Abtastzeit,
die mit dem kleinsten akkumulierten Fehler, wird als Index S gespeichert.
Die in dieser Abtastzeit decodierten Datenwerte, in jeder Datenperiode,
Data(S,J), werden als die richtigen decodierten Werte in den Blöcken 732–734 decodiert
und zur nachfolgenden Verarbeitung bei 735 zurückgeführt.
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Wie
es einem Fachmann einleuchten dürfte, können alternative
Mittel angewandt werden zum Effektuieren der gleichen Ergebnisse. 7 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform
mit einer minimalen rechnerischen Komplexität. Wie es einem Fachmann einleuchten
dürfte,
könnte
das Flussdiagramm in 7 in Hardware,
oder Software oder aber in einer Kombination der beiden implementiert
werden. Die Fehlerberechnungsprozedur bei 728 könnte durch
einen anderen Algorithmus ersetzt werden, und die Akkumulation bei 729 könnte mehr
sein als eine reine Summierungsoperation. Auf gleiche Weise könnte die "Fehler"-Messung eine unmittelbare
Angabe der Qualität
sein statt des Kehrwertes der Qualität und der Block 731 könnte modifiziert
werden um den Satz mit dem höchsten
Wert zu finden, statt des kleinsten Wertes. Wenn beispielsweise
die messbare Charakteristik der Abstand in der Zeit von einem Übergang wäre, kann
es bevorzugt werden, den Abtastpunkt am weitesten von derartigen Übergängen zu
wählen, d.h.
mit dem größten akkumulierten
Abstand.