DE3414768C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In den vergangenen Jahren war eine starke Nachfrage nach dem Bau von örtlichen Datenverbindungsnetzen zu verzeichnen, und es wurden viele Studien und Pläne zur praktischen Verwirklichung angefertigt. Abhängig von der Kombination der Netzwerktopologie und des verwendeten Steuerverfahrens erweisen sich sogenannte LANs (Local Area Network) hauptsächlich als Schleifen- oder (Ring-)Netzwerke mit Bestätigungs- Durchlauf-Steuersystem und als Bus-Netzwerk mit einem CSMA/CD-Steuersystem. Die vorliegende Erfindung betrifft die Empfangseinrichtung eines Bus-Netzwerks mit einem CSMA/CD-Steuersystem. Ein Beispiel für ein System mit einem CSMA/CD-Steuersystem ist der "Ethernet" der Firma Xerox Corp. Dieses System ist beispielsweise von R. M. Metcalfe et al. beschrieben in "Ethernet: Distributes Packet Switching for Local Computer Networks", Comm. ACM, Vol. 19, No. 7 (1976), Seiten 395-404. Der Ethernet verwendet ein Koaxialkabel als Zweirichtungsübertragungsleitung, um eine busähnliche Übertragungsleitung zu bilden. An die Übertragungsleitung sind mehrere Knoten mit hoher Impedanz gekoppelt. Bei der Übertragung einer Nachricht von einem der Knoten wird zuerst geprüft, ob ein Datenpaket-Signal von einem anderen Knoten auf der Übertragungsleitung vorliegt (daher die Abkürzung CS für "Carrier Sense"). Liegt ein Datenpaket- Signal von einem anderen Knoten vor, d. h., ist die Übertragungsleitung nicht frei, so wird das Senden des Datenpaket- Signals zurückgestellt, bis die Übertragungsleitung frei ist. Dann wird eine Nachricht in Form eines Datenpaket- Signals über die Übertragungsleitung gesendet. Dieses Signal wird von sämtlichen an die Übertragungsleitung angeschlossenen Knoten empfangen, d. h., es handelt sich um ein System mit Mehrfachzugriff (MA=Multiple Access), und jeder Knoten übernimmt das an ihn adressierte Datenpaket- Signal. Es kann vorkommen, daß mehrere Knoten gleichzeitig die Übertragung des Datenpaket-Signals beginnen, und in einem solchen Fall tritt eine Signalkollision ein. Während der Übertragung führt jeder Knoten eine Überwachung bezüglich einer Signalkollision durch, und nach Feststellung einer Kollision (CD=Collision Detection) stoppt der Knoten das Senden von Daten, und nach einer zufällig gewählten Wartezeit beginnt jeder Knoten erneut die Prozedur für eine erneute Übertragung.

Dieses CSMA/CD-Steuersystem wird nicht nur für die drahtgebundene Übertragung eingesetzt, sondern auch für die Übertragung mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen, insbesondere eines optischen Signals. Wird ein optisches Signal verwendet, so findet hauptsächlich ein System mit einem Sternkoppler Anwendung. Hierbei wird ein optisches Ausgangssignal jedes Knotens an den als Mittelknoten angeordneten Sternkoppler gegeben. In dem Sternkoppler wird die optische Leistung des Eingangssignals von jedem Knoten gleichmäßig auf jeden optischen Ausgangsanschluß verteilt und dann in den Empfangsteil jedes Knotens eingegeben. Dieses Übertragungssystem bildet von der Logik her eine Bustopologie, von der mechanischen Anordnung her einen Stern.

Es ist erwünscht, daß ein solcher Burstsignalempfänger eine kurze Einschwingzeit aufweist und den einen Empfang korrekter Information ermöglichenden eingeschwungenen Empfangszustand kurze Zeit nach dem Beginn des Empfangs des Burstisignals einnimmt.

Die Verwendung hochverstärkender, breitbandiger Verstärker, die in der Lage sind, sogar Gleichstromkomponenten zu verstärken, macht einen Burstsignalempfänger teuer und verleiht ihm eine geringe Stabilität. Aus diesem Grund werden allgemein Wechselstromverstärker verwendet. Wenn hierbei in den Burstsignal-Codes eine Gleichstromkomponente enthalten ist, läßt sich der Einfluß des Einschwingverhaltens am Anfangsteil und am Endteil des Burstsignals nicht vernachlässigen. Die Einschwingzeit kann man reduzieren, indem man die im niedrigen Frequenzbereich liegende untere Eckfrequenz des Wechselstromverstärkers anhebt, allerdings verschlechtert die Eckfrequenz-Verzerrung im unteren Frequenzbereich das Augenmuster und erhöht die Entscheidungsfehlerrate. Es wurde auch bereits vorgeschlagen, mit Hilfe einer Klemmschaltung eine Gleichstromkomponente einzufügen, dies hat jedoch den Nachteil, daß eine lange Schutzzeit benötigt wird, wenn ein Burstsignal mit kleinem Pegel unmittelbar nach einem Burstsignal mit großem Pegel empfangen wird.

In dem oben erläuterten CSMA/CD-System besteht außerdem die Notwendigkeit, daß die Signalkollision fehlerfrei festgestellt wird. Besonders im Fall eines optischen Burstsignals besteht die Möglichkeit, daß die Pegeldifferenz zwischen zwei kollidierenden Signalen maximal etwa 10 dB beträgt, und zwar aufgrund einer Abweichung des optischen Ausgangssignals, eines Verlustes in der optischen Faser, eines Verlustes in dem Sternkoppler, Verbinderverlusten und Verlusten an Spleißen. Selbst Kollisionen von Signalen mit stark unterschiedlichen Pegeln müssen rasch und mit absoluter Sicherheit festgestellt werden. Als Lösung dieses Problems wurde ein System vorgeschlagen, bei dem der Haupt-Empfangspegel, der größer ist als ein vorbestimmter Wert, definitionsgemäß eine Signalkollision bedeutet, da bei der Ankunft mehrerer Burstsignale der mittlere Pegel der empfangenen Burstsignale höher wird, als wenn nur ein einziges Burstsignal empfangen würde. Hierzu wird verwiesen auf die japanische Patentveröffentlichung No. 1 59 036/83 vom 28. September 1983. Dieses System ist jedoch insofern nachteilig, als Schwankungen der Übertragungsleitungsverluste zwischen Senderseite und Empfängerseite, hervorgerufen durch unterschiedliche Faserlängen und Anzahl von Verbindern zwischen verschiedenen Sendern und Empfängern, mit Hilfe eines festen Dämpfungsgliedes oder dergleichen korrigiert werden müssen oder daß der Entscheidungspegel zum Erkennen einer Signalkollision nach Maßgabe der Schwankungen der Übertragungsleitungsverluste geändert werden muß. Außerdem wurde ein System vorgeschlagen, bei dem der mittlere Pegel optischer Burstsignale von einem Sternkoppler festgestellt wird und wenn der festgestellte Pegel einen vorbestimmten Wert überschreitet, ist definitionsgemäß eine Signalkollision erfolgt. Hierzu wird auf die US-PS 3 26 869 verwiesen. In diesem System sind ein optoelektrischer Wandler, eine Glättungsschaltung und ein Pegeldetektor in dem Sternkoppler vorgesehen, so daß dieser einen komplizierten und aufwendigen Aufbau hat. Dies ist unerwünscht, weil der Sternkoppler sich durch eine hohe Zuverlässigkeit auszeichnen soll. Weiterhin gibt es ein System, bei dem ein Sendesignal und ein Empfangssignal an jedem Anschluß einer EXKLUSIV- ODER-Verknüpfung unterworfen werden, um eine Signalkollision durch Nichtübereinstimmung der Signale festzustellen. Dies ist in der obenerwähnten Literaturstelle zu dem "Ethernet" beschrieben, obschon dieses System nicht für die Übertragung von optischen Burstsignalen ausgelegt ist. Das Übertragungssignal und das empfangene Signal müssen in dem oben geschilderten Fall phasenmäßig justiert sein, so daß eine Kollision korrekt festgestellt werden kann.

Außerdem wird beispielsweise in dem obenerwähnten "Ethernet" ein Signal übertragen, nachdem es in einen Manchester- Code umgesetzt wurde, wodurch die Zeitsteuerkomponente erhöht und die Gleichstromkomponente des Signals praktisch konstant gemacht wird, ohne daß der gleiche Code in die Länge gezogen wird. In der Vergangenheit jedoch wurde der ursprüngliche Code direkt aus dem empfangenen Manchester- Codesignal auf der Seite des Empfängers regeneriert.

Aus der Druckschrift "Telcom report"; Beiheft "Digital-Übertragungstechnik", 2. Jahrgang (1979), Seiten 105-109, ist ein Empfänger als Teil eines Zwischenverstärkers für ein digitales Datenübertragungssystem bekannt, bei dem ein pseudoternäres Signal aus rechteckförmigen NRZ-Impulsen empfangen wird. Der Empfänger besitzt am Eingang zur Signalformung eine kurzgeschlossene Stichleitung und einen Entzerrerverstärker. Ihm folgen ein Breitbandverstärker, ein Schmitt-Trigger und ein D-Flipflop. An den Ausgang des Breitbandverstärkers ist über einen Gleichrichter ein Taktkreis angeschlossen. Der Schmitt-Trigger und das D-Flipflop stellen eine Entscheidungsanordnung dar, die das Ausgangssignal des Breitbandverstärkers einer ternären Entscheidung unterwirft. Zu diesem Zweck besitzt der Schmitt-Trigger zwei definierte Schwellenwerte in der Mitte zwischen den Eingangssignalwerten 0 und +1 bzw. 0 und -1. Das von dem Schmitt-Trigger ausgegebene Binärsignal wird mittels des D- Flipflops in der Zeitlage regeneriert.

Aus der Druckschrift Bennett, Davey: "Data Transmission", McGraw Hill 1965, Seiten 260-262, ist es bekannt, daß die bei Digitalempfängern zur Aufbereitung der empfangenen Daten erforderlichen Taktsignale aus dem empfangenen Signal abgeleitet werden. Auch die US-PS 38 46 583 beschreibt eine für diesen Zweck geeignete Anordnung, die von einem Frequenzteiler Gebrauch macht.

Ein Empfänger nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 ist aus der Druckschrift GB-A 9 80 728 bekannt. Bei dem bekannten Empfänger wird das Ausgangssignal der Teilantwortschaltung parallel in zwei als Schwellenwertschalter ausgebildete Entscheidungsschaltungen eingegeben, von denen die eine mit einem positiven und die andere mit einem negativen Schwellenwert arbeitet. Die Teilantwortschaltung besteht bei diesem Stand der Technik aus einem linearen Addierer, dessen Eingang direkt mit dem Ausgang des Wechselstromverstärkers verbunden ist, während sein zweiter Eingang über eine Verzögerungsschaltung und einen Inverter mit dem Ausgang des Wechselstromverstärkers verbunden ist. Die Verzögerungsschaltung verzögert das Eingangssignal um die Hälfte der Dauer eines Datenbits. Durch die Überlagerung des unverzögerten mit dem verzögerten und negierten Signal sind in dem Ausgangssignal des linearen Addierers außer dem Wert Null vier verschiedene Extremwerte enthalten, nämlich ±A und ±2A, wenn A der Spitzenwert des Ausgangssignals des Wechselstromverstärkers ist. Die Schwellenwerte der beiden Schwellenwertdetektoren müssen nicht notwendig, sollen aber zweckmäßig auf Werte entsprechend +A bzw. -A eingestellt werden.

Zur Verhinderung fehlerhafter Datenerkennung werden bei dem bekannten Empfänger Sperrsignale erzeugt, unter deren Steuerung die binären Ausgangssignale der Schwellenwertdetektoren als "0"-Datenbits (vom positiven Schwellenwertdetektor) bzw. "1"-Datenbits (vom negativen Schwellenwertdetektor) weitergegeben werden. Zur korrekten Datenbiterkennung ist weiter erforderlich, daß jedes Burst-Signal mit einem "1"-Datenbit beginnt.

Bei diesem Stand der Technik besteht keine Möglichkeit festzustellen, ob das Eingangssignal des Empfängers möglicherweise das Ergebnis einer Signalkollision der Signale von verschiedenen Sendern ist.

Die Zeitschrift "Electronics", 6. Oktober 1982, Seiten 89- 103, beschreibt integrierte Schaltungen für den Einsatz bei einem "Ethernet"-LAN und macht dabei einige grundsätzliche Ausführungen über Aufbau und Wirkungsweise eines derartigen LAN. Aus diesem Stand der Technik ist auch die Verwendung des Manchester-Codes für die Datenübertragung bekannt. Auch Signalkollisionen sind in dieser Druckschrift erwähnt, ohne daß allerdings Einzelheiten darüber zu entnehmen wären, wie eine Signalkollision festgestellt werden kann.

Die Feststellung eines Synchronisationsfehlers durch Überwachung von Codierregelverletzungen ist aus der Druckschrift F. P. Preparate, L. Bellato, "Error Detection and Synchronization with Pseudoternary Codes for Date Transmission", Alta Frequenza, Vol. VLII, Nr. 6, Juni 1973, S. 280- 285, bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Burstsignalempfänger zu schaffen, der eine rasche und eindeutige Feststellung einer Signalkollision auch dann ermöglicht, wenn die miteinander kollidierenden Signale sehr niedrigen Pegel haben.

Diese Aufgabe wird, ausgehend von einem Burstsignalempfänger, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Burstsignalempfängers,

Fig. 2A bis 2C Impulsdiagramme von Wellenzügen, die an verschiedenen Teilen des an Fig. 1 gezeigten Empfängers für optische Burstsignale auftreten,

Fig. 3 ein Augenmuster (ein "Blinzelmuster") eines Eingangssignals einer Entscheidungsschaltung,

Fig. 4 ein Blockdiagramm zur Erläuterung grundlegender Elemente der Erfindung,

Fig. 5A bis 5I, 5P, 5R und 5S Wellenformen, die an verschiedenen Teilen der Ausführungsform nach Fig. 4 auftreten,

Fig. 6 ein Diagramm verschiedener Codemuster, die in dem Blockdiagramm nach Fig. 4 am Ausgang der Teilantwortschaltung auftreten können,

Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Beispiels einer binären Entscheidungsschaltung 4,

Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Beispiels für eine Teilantwortschaltung 21,

Fig. 9 eine Schaltungsskizze eines weiteren Beispiels für die Teilantwortschaltung 21,

Fig. 10 ein Blockdiagramm eines Beispiels für einen Zeitsteuerungsextraktor 22,

Fig. 11 ein logisches Schaltungsdiagramm eines Beispiels eines 1/2-Frequenzteilers 40;

Fig. 12 ist eine logische Schaltungsskizze, die ein weiteres Beispiel des 1/2-Frequenzteilers 40 zeigt,

Fig. 13 ist eine logische Schaltungsskizze eines weiteren Beispiels für den 1/2- Frequenzteiler,

Fig. 14 ist ein Diagramm, das anhand eines Beispiels zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 13 Wellenformen zeigt, die an verschiedenen Teilen dieser Schaltung auftreten,

Fig. 15 ein Blockdiagramm spezieller Beispiele eines Ungleichlaufmuster-Detektors und eines Codierfehler-Verletzungsdetektors,

Fig. 16 ein logische Schaltungsskizze eines speziellen Beispiels der Ungleichlaufmuster- Detektors,

Fig. 17 ein Blockdiagramm, das den Hauptteil einer Ausführungsform der Erfindung darstellt,

Fig. 18 bis 18I, 18P und 18K bis 18V Wellenzüge, die an verchiedenen Teilen in Fig. 17 auftreten,

Fig. 19 und 20 jeweils eine Schaltungsskizze für spezielle Beispiel eines Codierregel-Verletzungsdetektors 50′,

Fig. 21 ein Blockdiagramm eines Teils einer modifizierten Form eines erfindungsgemäßen Empfängers und

Fig. 22 eine graphische Darstellung, die Beispiele von Meßwerten von Codierregelverletzungen darstellt.

Zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung sollen zunächst die Probleme eines Burstsignalempfängers anhand eines optischen Burstsignalempfängers erläutert werden. Fig. 1 zeigt einen herkömmlichen Empfänger für optische Burstsignale, die aus einer durch Modulation der Intensität von Licht erhaltenen Folge von Impulsen bestehen. Ein empfangenes optisches Burstsignal 1 wird von einem optoelektrischen Wandler 2 in ein elektrisches Signal umgesetzt, welches von einem Verstärker 3 verstärkt und dann in einer Entscheidungsschaltung 4 einer Binärentscheidung unterworfen wird, bevor es an einem Signalausgangsanschluß 5 empfangen wird.

Fig. 2 zeigt Signalverläufe von Signalen, die an verschiedenen Teilen der in Fig. 1 gezeigten Anordnung auftreten. Fig. 2A zeigt das empfangene optische Burstsignal 1, Fig. 2B zeigt das Ausgangssignal des Verstärkers 3 für den Fall, daß es sich um einen Gleichstromverstärker handelt, und Fig. 2C zeigt das Ausgangssignal des Verstärkers 3 für den Fall eines Wechselstromverstärkers. Wie Fig. 2A zeigt, besitzt das empfangene optische Burstsignal 1 keine negative Komponente. Demzufolge entwickeln sich dann, wenn der Verstärker 3 sowohl eine Gleichstromkomponente als auch eine Wechselstromkomponente vertärken kann, keine Schwankungen des Gleichstrompegels des Eingangssignals der Entscheidungsschaltung 4, wie aus Fig. 2B hervorgeht. Demzufolge erhält man einen konstanten optimalen Entscheidungspegel der Entscheidungsschaltung 4, was durch die gestrichelte Linie l _{s 1} angedeutet ist. Da der Verstärker 3 jedoch eine große Verstärkung aufweist und in einem breiten Band arbeiten muß, ist es in der Praxis schwierig, im Hinblick auf Stabilität und ökonomische Herstellung einen Gleichstromverstärker zu verwenden. Daher wird als Verstärker 3 ein Wechselstromverstärker verwendet. In einem solchen Fall wird, wie Fig. 2C zeigt, im Aussgangssignal des Wechselstromverstärkers durch Ausschalten des Gleichanteils ein Einschwingverhalten des aus dem empfangenen optischen Burstsignal 1 umgesetzten elektrischen Signals hervorgerufen, was dazu führt, daß der optimale Entscheidungspegel der Entscheidungsschaltung 4 die durch eine gestrichelte Linie l _{s 2} angedeuteten Schwankungen aufweist. Normalerweise liegt der Entscheidungspegel der Entscheidungsschaltung 4 auf einem konstanten Wert fest. Wird der Entscheidungspegel auf einen Wert eingestellt, der im eingeschwungenen Zustand optimal ist, d. h. nahe Null, so tritt im Anfangsteil des empfangenen optischen Burstsignals ein Entscheidungsfehler auf, was die normale Entscheidung in diesem Teil unmöglich macht. Der Bereich der Einschwingzeit läßt sich duch Anheben der im unteren Frequenzbereich liegenden Eckfrequenz des Wechselstromverstärkers 3 verkleinern. Das Anheben der Eckfrequenz führt jedoch zu einer Wellenformverzerrung im Ausgangssignal des Verstärkers 3 im eingeschwungenen Zustand, wodurch das Augenmuster verschlechtert und die Empfindlichkeit des Empfängers abträglich beeinflußt wird.

Wenn andererseits der in Fig. 1 dargestellte herkömmliche Empfänger zwei oder mehr optische Burstsignale gleichzeitig empfängt (d. h., eine Kollision optischer Signale erfolgt), so tritt kein Fehler bei der Entscheidung (Umsetzung in ein digitales Signal) des Burstsignals des höheren Pegels auf, wenn die Pegeldifferenz zwischen den optischen Burstsignalen einen bestimmten Wert überschreitet. Dies kann man als Vorteil der digitalen Signalübertragung ansehen, jedoch kann keine Information erhalten werden, die die Kollision der optischen Signale anzeigt, und es ist nicht möglich, das CSMA/CD-Steuerverfahren zu verwenden, welches eines der oben erläuterten Datenpaket-Übertragungsprozeduren darstellt. Das heißt mit anderen Worten: Wenn bei diesem Übertragungsverfahren eine Signalkollision stattfindet, werden beispielsweise sämtliche Lichtübertragungen von allen Sendequellen eines Übertragungssytems gestoppt, und die Signale werden in geeigneten unterschiedlichen Zeitintervallen erneut gesendet. Wenn das gesendete Ausgangssignal einer der Sendequellen jedoch einen geringen Pegel hat, so ergibt sich der Nachteil, daß keine Signalkollision festgestellt wird (wie es oben erwähnt wurde), und die Information von der Sendequelle mit dem verringerten Pegel wird nicht in dem Empfänger empfangen.

Die vorliegende Erfindung zielt ab auf einen Empfänger für ein Burstsignal, das aus einem Manchestercode-Impulszug besteht, der gewonnen wird durch Umsetzen jeder Stelle A (A =0 oder A=1) eines zu übertragenden Binärcodes in einen zweistelligen Binärcode (Paarcodes) A (oder A ), wobei das Zeitraster des umzusetzenden Codes doppelt so lang wie das des Manchestercodes ist, d. h., die Dauer (Zeitschlitz) einer Stelle A des umzusetzenden Binärcodes ist gleich der Dauer der zugehörigen zweistelligen Manchestercodes. Erfindungsgemäß wird das empfangene Burstsignal einer Teilantwortumsetzung (partial response conversion) "PR (1,-1)" in einer Teilantwortschaltung unterzogen, um das Signal in ein Wechselstromsignal, d. h., in ein Signal ohne Gleichanteil, umzusetzen.

Fig. 3 zeigt das Augenmuster des Ausgangssignals von der Teilantwortschaltung, gemessen nach Durchlauf eines Tiefpaßfilters mit einer Eckfrequenz, die das 0,7fache der Übertragungs-Taktfrequenz 2f₀ beträgt. Dieses Augenmuster hat die Form eines sogenannten "Blinzelmusters", bei dem Der Teil P₁ entsprechend dem früheren Bit des manchestercodierten Paarcodes ternär ist und der Teil P₂ entsprechend dem letzteren Bit binär ist. Die Wiedergewinnung der übertragenen Information aus dem in Fig. 3 gezeigten Augenmuster erfolgt dadurch, daß das Ausgangssignal der Teilantwortschaltung mit Hilfe einer binären Entscheidungsschaltung einer Unterscheidung unterworfen wird, und zwar unter zeitlicher Steuerung (t _D in Fig. 3) entsprechend dem letzteren Bit des Manchester-Codepaares.

Wenn man andererseits das Ausgangssignal der Teilantwortschaltung mit Hilfe der binären Entscheidungsschaltung, deren Entscheidungspegel geringfügig gegenüber dem Wert Null verschoben ist, bei der Zeit (t _C in Fig. 3), die dem früheren Bit der Manchester-Codepaare entspricht, einer Entscheidungsoperation unterwirft, so besteht die Möglichkeit, aus dem Ausgangssignal Anomalitäten der empfangenen optischen Burstsignale festzustellen, d. h., eine Anomalität eines Synchronisationsmusters und eine durch Signalkollision verursachte Anomalität. Im Zeitpunkt t _C nämlich, der dem früheren Bit der Manchester-Codepaare entspricht, kommt es gelegentlich zu der Situation, daß das Ausgangssignal der Teilantwortschaltung den Pegel Null hat, wie aus Fig. 3 ersichtlich ist. Wenn also ein Signal niedrigen Pegels mit einem Signal eines höheren Pegels kollidiert und die kollidierenden Signale sich in dem Null-Pegel-Bereich überlappen, so wird der Pegel in großem Umfang beeinflußt und übersteigt leicht den geringfügig gegenüber dem Null-Pegel verschobenen Entscheidungspegel, was zu einer Codierregelverletzung des Entscheidungs-Ausgangssignals von diesem Teil führt. Durch Überwachen einer Codierregelverletzung (CRV) eines Codezugs, der aus den Entscheidungs-Ausgangswerten des dem ternären Augenmuster entsprechenden Teils sowie den Entscheidungs-Ausgangswerten der den benachbarten Binär-Augenmustern entsprechenden Teile besteht, läßt sich eine Anomalität in dem Synchronisationsmuster sowie eine Signalkollision feststellen.

Aus der obigen Beschreibung ersieht man, daß es eine Voraussetzung des erfindungsgemäßen Empfängers ist, daß senderseitig die Übertragungsdaten in einen Manchestercode umgesetzt werden und die Leistung eines Trägers, wie z. B. einer optischen oder elektromagnetischen Welle moduliert und als Burstsignal übertragen wird.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel für ein optisches Nachrichtenübertragungssystem. Ein Übertragungssignal A, das aus einem Vorsatz PRE und einem Datenteil DATA (siehe Fig. 5A) besteht, wird auf einen Daten-Eingang 11 eines optischen Burstsignalsenders 10 gegeben und einem Manchestercode-Umsetzer 14 zugeführt. Ein mit dem Übertragungssignal A synchronisiertes Zeitsteuersignal (f₀) wird von einem Takt- Eingang 12 an den Manchestercode-Umsetzer 14 gelegt. Der Umsetzer 14 gibt ein Ausgangssignal "10" bei einer Eingabe von '0' und ein Ausgangssignal "01" bei einer Eingabe von '1' ab, was der in Fig. 6 dargestellten Manchestercode-Umsetzregel entspricht. Wenn in einem Zeitpunkt t₁ ein Eingangssignal B an dem Freigabesignal-Eingang 13 auf hohen Pegel geht, wie in Fig. 5B gezeigt ist, wird von dem Ausgang C des Manchestercode-Umsetzers 14 (Fig. 5C) eine burstsignalähnliche Impulsfolge abgegeben, solange das Eingangssignal B einen hohen Pegel hat. Durch das burstähnliche Signal wird in einem elektrooptischen Wandler 15 ein optisches Signal leistungsmoduliert, um ein optisches Burstsignal 6 zu erhalten, das von dem optischen Burstsignalsender 10 gesendet wird.

Mit Hilfe eines optoelektrischen Wandlers 2 eines Empfängers 20 für optische Burstsignale wird das optische Burstsignal 6 in ein elektrisches Signal umgesetzt. Das elektrische Signal wird in einer Teilanwortschaltung 21 in ein Wechselstromsignal D ohne Gleichanteil umgesetzt, wie es in Fig. 5D dargestellt ist. Die auf das Signal D einwirkende Bandbegrenzung entsteht in dem optoelektrischen Wandler 2 und einem Wechselstromverstärker, der dazu in Kaskade geschaltet ist, obschon er in der Zeichnung nicht dargestellt ist. Die Teilantwortschaltung 21 führt das durch, was als eine PR(1, -1)-Umsetzung bezeichnet wird, bei der manchestercodierte Eingangssignale "1" und "0" in eine Folge von Ausgangswerten "1, -1" bzw. "0, 0" umgesetzt werden. Jeder der so erhaltenen beiden Ausgangswerte wird mit dem benachbarten Ausgangswert derart überlappt, daß der zweite Wert des vorhergehenden Ausgangssignals dem ersten Wert des folgenden Ausgangssignal überlagert wird. Die Teilantwortschaltung 21 kann als Analogschaltung ausgebildet sein, die die Funktion besitzt, ein in seiner Polarität umgekehrtes und um ein Bit verzögertes Eingangssignal des eingegebenen Manchestercodes und ein unverzögertes Eingangssignal aufzusummieren. Die Schaltung hat eine Art Filterkennlinie, um Gleichstromkomponenten auszuschalten. Mit einem derartigen Schaltungsaufbau werden die beiden Eingangssignale "1" und "0" in "1, -1" bzw. "0, 0" umgesetzt, da jedoch der zweite Wert "-1" des vorhergehenden und der erste Wert "0" des letzteren einander überlagert werden, ergibt sich als resultierendes Ausgangssignal "1, -1, 0". Im Fall kontinuierlicher Daten hängt der erste Wert des früher umgesetzten Ausgangssignals von dem unmittelbar vorausgehenden Wert ab. Bezeichnet man den von dem vorausgehenden Wert abhängigen Wert mit "X", eine positive Ausgangsamplitude mit "+" und eine negative Amplitude mit "-", so wird ein Zug von Manchestercodes "1010" durch die Teilantwortschaltung 21 umgesetzt in "X-+-", wie in Fig. 6 dargestellt ist. Die entsprechende Ausgangswellenform ist in der horizontalen Zeile der in Fig. 6 gezeigten Eingangsmuster der Entscheidungsschaltung 4 dargestellt.

Wie oben beschrieben wurde, handelt es sich bei der Teilantwortumsetzung um eine Art von bipolarer Umsetzung. Selbst wenn das der Teilantwortumsetzung unterworfene Signal von dem Wechselstromverstärker 3′ in Fig. 4 verstärkt wird, wird, da das Signal keine Gleichstromkomponente enthält, keine Schwankung des optimalen Entscheidungspegels (wie in Fig. 2C gezeigt ist) eintreten, so daß ein sehr schnelles Ansprechen auf den Burst möglich ist. Das verstärkte Ausgangssignal D des Wechselstromverstärkers 3′ wird an die Entscheidungsschaltung 4 und einen Zeitsteuerungsextraktor 22 gelegt. Der Zeitsteuerungsextraktor 22 extrahiert ein Taktsignal G (Fig. 5G), das eine Frequenz 2f₀ hat, die doppelt so hoch ist wie die Frequenz f₀ des Informationsübertragungs-Taktsingals. Das Taktsignal G wird auf einen 1/2-Frequenzteiler 40 gegeben, der einen Phasenumkehr- Eingangsanschluß 41 aufweist, und es wird an einen Trägerdetektor 23 gelegt, der als Empfangsdetektor dient.

Gemäß Fig. 4 stellt der Trägerdetektor 23 einen Träger aufgrund des Vorhandenseins der Komponente der Frequenz 2f₀ in dem Eingangssignal fest, d. h., er stellt die Eingabe von Signalen in den Burstsignalempfänger 20 für optische Burstsignale fest. Das dieser Feststellung entsprechende Ausgangssignal H des Trägerdetektors 23 steigt praktisch gleichzeitig mit dem ersten Impuls des Taktsingals G an (siehe Fig. 5H), und es wird an ein Monoflop 24 gelegt. Demzufolge erzeugt das Monoflop 24 ein Ausgangssignal I mit hohem Pegel innerhalb einer festen Zeitdauer T₁. Das Ausgangssignal I (Fig. 5I) wird auf ein UND-Glied 25 gegeben, um dieses für den Zeitraum T₁ zu öffnen.

Andererseits wird das Ausgangssignal des Wechselstromverstärkers 3′ von der binären Entscheidungsschaltung 4 beim Ansteigen des Zeitsteuersignals P (siehe Fig. 5P) vom 1/2- Frequenzteiler 40 beurteilt. Das Zeitsteuersignal P hat die gleiche Frequenz f₀ wie der Informationsübertragungstakt. Der interne logische Zustand des 1/2-Frequenzteilers 40, der mit seinem Betrieb nach Ankunft eines Signals an dem Empfänger beginnt, bestimmt sich nach Maßgabe der Wahrscheinlichkeit, so daß es von der Wahrscheinlichkeit abhängt, ob das Ausgangssignal P Null-Phase oder f-Phase aufweist. Es sei angenommen, die Anfangsphase des Zeitsteuersignals P im Zeitpunkt der Beurteilung der ersten Daten entspreche der Darstellung in Fig. 5P. Das durch Beurteilung des Ausgangssignals D des Wechselstromverstärker 3′ mit dem Signal P in der Entscheidungsschaltung 4 gewonnene Signal sei mit R bezeichnet. Dieses Entscheidungs-Ausgangssignal R (Fig. 5R) ist ein NRZ-Code (ein Code ohne Rückkehr zu Null) und wird an den Empfangssignal-Ausgangsanschluß 5 sowie an einen Ungleichlauf-Detektor 50 gegeben. Wenn der Entscheidungspegel (Schwellenwert) und der Quantisierungsfehler der Entscheidungsschaltung 4 l _{s 3} bzw. ε/2 sind, so wird das Eingangssignal der Entscheidungsschaltung 4, dessen Pegel kleiner als (l _{s 3}+½ε) und größer als (l _s 3-½ε) ist, nicht immer korrekt eingestuft. Daher wird der Entscheidungspegel l _{s 3} der Entscheidungsschaltung 4 so gewählt, daß sein Wert größer als +½ε oder kleiner als -½ε ist, jedoch nahe bei Null liegt. Fig. 5 zeigt ein Beispiel, gemäß dem der Schwellenpegel der Entscheidungsschaltung 4 so gewählt ist, daß er auf der +-Seite liegt. Der Schwellenpegel l _{s 3} ist in dem Signal durch eine gestrichelte Linie dargestellt.

Der Ungleichlauf-Detektor 50 tastet das Entscheidungs-Ausgangssignal R an den Vorderflanken des Zeitsteuersignals P ab, und wenn in diesem Fall ein spezielles Synchronmuster wie beispielsweise abwechselnde Pegel von "0" und "1" in dem Vorsatz PRE in Fig. 5A in dem Ausgangssignal R der Entscheidungsschaltung 4 nicht enthalten ist, so erzeugt der Detektor 50 ein Ausgangssignal (Detektorsignal) S (Fig. 5S). In dem Beispiel nach Fig. 5 wird das Ausgangssignal S zu den Zeitpunkten t₃, t₄ und t₅ erzeugt. Das Ausgangssignal S wird an das UND-Glied 25 gelegt, welche durch das Signal I geöffnet wurde, und das Ausgangssignal U des UND- Gliedes wird an den Phasenumkehreingang 41 des 1/2-Frequenzteilers 40 gelegt, wodurch das Zeitsteuersignal P in seiner Phase umgekehrt wird, damit die Entscheidungsschaltung 4 das ihm zugeführte Eingangssignal unter zeitlicher Steuerung entsprechend dem letzteren Bit der Manchester-Codepaare beurteilt, d. h. zu jeweils Zeitpunkten des binären Abschnitts P₂ des Augenmustern nach Fig. 3. Das Ausgangssignal S nach Ablauf des Zeitraums T₁ kann wegen des Signals I nicht das UND-Glied 25 passieren. Nachdem also die Synchronisation einmal hergestellt ist, wird die Synchronisation nicht wieder zerstört. Der Zeitraum T₁ wird gleich oder kleiner gewählt als der Zeitraum des Vorsatzes PRE, der am Anfang eines Übertragungssignals zugefügt wird, um für eine ordnungsgemäße Burstübertragung eine Synchronisation zu schaffen.

Als nächstes sollen spezielle Beispiele für den Aufbau der binären Einscheidungsschaltung 4, der Teilantwortschaltung 21, der Zeitsteuerungsextraktors 22, des Trägerdetektors 23, des mit dem Phasenumkehreingang 41 ausgestatteten 1/2- Frequenzteilers (Taktgenerators) 40 und des Ungleichlaufmuster- Detektors 50 gegeben werden.

Beispielsweise wird in der in Fig. 7 dargestellten binären Entscheidungsschaltung 4 das Ausgangssignal des Wechselstromverstärkers 3′ von einem Anschluß 61 an den nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers 62 gelegt, während der Schwellenpegel l _{s 3} über einen Anschluß 63 an den invertierenden Eingang des Vergleichers 62 gelegt wird. Das Vergleichsergebnis des Vergleichers 62 wird an den Dateneingang D eines Flipflops 64 gelegt. Das von dem 1/2-Frequenzteiler 40 kommende Zeitsteuersignal P gelangt über einen Anschluß 65 an den Taktanschluß CK des Flipflops 64, so daß das Ausgangssignal des Vergleichers 62 mit der Vorderflanke des Zeitsteuersignals in das Flipflop 64 eingegeben wird. Das Ausgangssignal des Flipflop 64 gelangt als Entscheidungs- Ausgangssignal an einen Anschluß 66.

Die Teilantwortschaltung 21 hat z. B. den in Fig. 8 gezeigten Aufbau, bei dem ein der Teilanwortumsetzung zu unterziehendes Eingangssignal von einem Anschluß 67 an den nicht-invertierenden Eingang einer Differentialschaltung 68 und an eine Verzögerungsschaltung 69 gelegt wird. Die Verzögerungsschaltung 69 verzögert das ihr zugeführte Eingangssignal um eine Taktperiode ½f₀ des Manchestercodes und liefert das verzögerte Ausgangssignal an den invertierenden Eingang der Differentialschaltung 68, von der eine Teilanwort PR (1, -1) an einen Anschluß 71 gegeben wird.

Die Teilantwortschaltung 21 kann auch den in Fig. 9 gezeigten Aufbau haben. Das Eingangssignal vom Anschluß 67 wird an eine Emitterfolgerschaltung 72 gegeben, deren Ausgangssignal über einen Widerstand 73 auf eine Emitterfolgerschaltung 74 gegeben wird. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 73 und der Emitterfolgeschaltung 74 ist über ein Koaxialkabel 75 auf Masse gelegt, die Masseseite des Koaxialkabels 75 besitzt eine Verbindung zwischen dem Innenleiter und dem Außenleiter. Die Impedanz, gesehen von dem Koaxialkabel 75 Richtung der Verbindung des Widerstands 73 mit der Emitterfolgerschaltung 74, wird so groß gemacht wie die charakteristische Impedanz des Koaxialkabels 75. Die Länge des Koaxialkabels 75 wird so gewählt, daß die in ihr herrschende Fortpflanzungszeit ¼f₀ betragen kann. Demzufolge wird das Ausgangssignal der Emitterfolgerschaltung 72 zu der Emitterfolgerschaltung 74 und dem Koaxialkabel 75 verzweigt. Das in das Koaxialkabel 75 abgezweigte Signal wird am masseseitigen Ende reflektiert und gleichzeitig in seiner Polarität umgekehrt, so daß es nach Verstreichen einer Zeit von ½f₀ dem von der Emitterfolgerschaltung 72 kommenden Signal überlagert wird und an die Emitterfolgerschaltung 74 gelangt. Das von der Emitterfolgerschaltung 74 abgegebene Teilantwort-Umsetzungssignal wird an den Anschluß 71 gegeben.

Es können auch noch verschiedene andere Teilantwortschaltungen verwendet werden.

Als Zeitsteuerungsextraktor 22 läßt sich ein Differential- Vollweggleichrichter (oder Differenz-Vollweggleichrichter) verwenden. Wie Fig. 10 zeigt, wird das vom Anschluß 76 kommende Eingangssignal D von einer Differential- (oder Differenz-)- Schaltung 77 differenziert (oder einer Differenzbildung unterworfen), und das Ausgangssignal E der Schaltung 77 erhält die in Fig. 5E dargestellte Gestalt. Das Signal E wird von einem Vollweggleichrichter 78 vollweggleichgerichtet, so daß das Signal F erhalten wird, dessen Grundfrequenz 2f₀ ist, also doppelt so groß ist wie die Frequenz f₀ des Informationsübertragungstakts, wie man aus Fig. 5F ersieht. Das auf diese Weise erhaltene Signal F wird sequentiell auf eine Schwingkreisschaltung 79 gegeben, die auf die Frequenz 2f₀ abgestimmt ist, sowie auf eine Amplitudenbegrenzer 81, so daß am Anschluß 82 das in Fig. 5G gezeigte Signal G erscheint. Da keine nennenswerte Differenz zwischen den Leistungsspektren des Manchestercodes vor und nach der Teilantwortumsetzung vorhanden ist, selbst wenn das Eingangssignal des Zeitsteuerungsextraktors 22 vom Ausgang des optoelektrischen Wandlers 2 abgeleitet wird, wird die Zeitsteuerungs-Extraktionskennlinie nicht spürbar abträglich beeinflußt. In diesem Fall kann man dem Differenzier- oder Differenzbildungsvorgang fortlassen. Verwendet man einen amplitudenbegrenzenden Verstärker wie den Wechselstromverstärker 3′, so daß der dynamische Bereich der Entscheidungsschaltung 4 klein gehalten werden kann, so unterliegt das Leistungsspektrum des Ausgangssignals des amplitudenbegrenzenden Verstärkers beträchtlichen Schwankungen aufgrund seiner nicht-linearen Kennlinie, und wenn dieses Ausgangssignal als Eingangssignal für den Zeitsteuerungsextraktor 22 verwendet wird, verschlechtert sich die Zeitsteuerungs-Extraktionskennlinie. Verwendet man also den amplitudenbegrenzenden Verstärker, so sollte das Eingangssignal des Zeitsteuerungsextraktors 22 von der dem amplitudenbegrenzenden Verstärker vorausgehenden Stufe abgenommen werden.

Als Trägerdetektor 23 kann man einen neutriggerbaren monostabilen Multivibrator (Monoflop) verwenden, der Impulse mit einer Breite von etwas mehr als 1/f₀ abgibt, oder man kann eine Anordnung verwenden, die das Taktsignal G gleichrichtet und glättet und mit dem geglätteten Ausgangssignal einen Schmitt-Trigger aktiviert. Andererseits kann man das Taktsignal G und ein durch Verschieben des Signals G um ½f₀ verschobenes Signal einer EXKLUSIV-ODER-Verknüpfung unterziehen. In manchen Fällen ist eine Anordnung vorzuziehen, die als Eingangssignal für den Trägerdetektor 23 das Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung 4, des optoelektrischen Wandlers 2 oder des Wechselstromverstärkers 3′ verwendet.

Für den 1/2-Frequenzteiler 40, der mit dem Phasenumkehranschluß 41 ausgestattet ist, kommen die folgenden drei Schaltungen in Betracht:

• (1) Eine Schaltung, in der ein Taktsignal mit richtiger Phase von dem Phasenumkehrsignal U aus den ½-frequenz-geteilten Takt-Ausgangssignalen mit Null- oder π-Phase ausgewählt wird.
• (2) Wie in Fig. 11 gezeigt ist, wird einer der Impulse des Eingangs-Taktsignals G vom Anschluß 42 durch ein Sperrgatter 83 synchron mit der Eingabe des Phasenumkehrsignals U am Anschluß 41 beseitigt, und das Ausgangssignal des Sperrgatters 83 wird von einem T-Flipflop 44 auf die halbe Eingangsfrequenz heruntergeteilt.
• (3) Wie in Fig. 12 gezeigt ist, werden das Eingangs- Taktsignal G und das Phasenumkehrsignal U (dessen Impulsbreite doppelt so groß ist wie die des Taktsignals G ) von einem ODER-Glied 84 synchron mit der Eingabe des Phasenumkehrsignals U einer ODER-Verknüpfung unterworfen, um zwei Taktimpulse des Taktsignals G in einen einzigen breiten Takt umzusetzen, und das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 84 wird auf das T-Flipflop 44 gegeben.

Fig. 13 zeigt die Schaltung gemäß (1). Das Taktsignal G wird über den Anschluß 42 an den 1/2-Frequenzteiler 44 gegeben, der durch ein T-Flipflop gebildet ist. Ein Ausgangssignal J des Flipflops 44 hat die gleiche Frequenz f₀ wie der Infromationsübertragungstakt und wird an ein UND-Glied 45 sowie an ein EXKLUSIV-ODER-(EXOR-)Glied 46 gelegt. Das andere Ausgangssignal K des Flipflops 44 hat die gleiche Frequenz wie das Ausgangssignal J, demgegenüber jedoch eine um π verschobene Phase, und das Signal wird an ein UND- Glied 47 gelegt. Das Ausgangssignal L des UND-Gliedes 45 gelangt an einen Setzeingang S eines RS-Flipflops 48, und das Ausgangssignal M des UND-Gliedes 47 gelangt an einen Rücksetzeingang R des RS-Flipflops 48. Das am Ausgang Q erscheinende Signal N des RS-Flipflops 48 wird an einen Eingang des EXOR-Glieds 46 gegeben, und zwar an einen solchen Eingang, an den nicht das Signal J gelangt. Das Phasenumkehrsignal U wird an die UND-Glieder 45 und 47 gegeben.

Der interne logische Zustand des 1/2-Frequenzteilers 40, in welchem dieser seinen Betrieb nach Ankunft eines Burstsignals an dem Empfänger 20 beginnt, bestimmt sich aus der Wahrscheinlichkeit heraus, und im Fall der Schaltung nach Fig. 13 gibt es vier mögliche Fälle, die in Fig. 14 dargestellt sind: Im ersten Fall ist das Signal P in Phase (0- Phase) mit dem Signal J, und es ist synchron mit den binären Abschnitten P₂ des Ausgangssignals D (Fig. 5D) des Wechelstromverstärkers 3′; im zweiten Fall ist das Signal P außer Phase (π-Phase) mit dem Signal J und ist nicht synchron mit den binären Abschnitten P₂ des Signals D; im dritten Fall ist das Signal P außer Phase (π-Phase) mit dem Signal J und ist synchron mit den Binärabschnitten P₂ des Signals D; und im vierten Fall ist das Signal P in Phase mit dem Signal J und ist nicht synchron mit den Binärabschnitten P₂ des Signals D. In dem zweiten Fall, in dem das Signal P nicht synchron mit den binären Abschnitten P₂ des Signals D während des Zeitpunktes t₁ ist, stellt der Ungleichlauf- Detektor 50 den Ungleichlauf nach dem Ansteigen des Signals P fest, und das Phasenumkehrsignal U wird erzeugt, das als Rücksetzsignal über das UND-Glied 47 dem Eingang M zugeführt wird, um das Flipflop 48 zurückzusetzen. Als Ergebnis nimmt das Signal N am Q-Ausgang des Flipflops 48 einen niedrigen Pegel zum Invertieren des Signals P an, so daß das Signal P in Synchronisation mit den Binärabschnitten P₂ des Signals D gezogen wird. In dem vierten Fall wird ebenfalls das Phasenumkehrsignal U nach dem Ansteigen des Signals P erzeugt und als Setzsignal L über das UND-Glied 45 an das Flipflop 48 gelegt, damit das Signal N am Q-Ausgang hohen Pegel annimmt und dadurch das Signal P invertiert oder umkehrt, um die Synchronisation zu erreichen. In dem ersten und dritten Fall, in denen das Signal J vom logischen Anfangszustand an, in welchem der 1/2-Frequenzteiler 40 zu arbeiten beginnt, mit den binären Abschnitten P₂ synchron ist, wird das Signal U nicht erzeugt, und es erfolgt keine Phasenumkehr.

Der Ungleichlauf-Detektor 50 kann durch ein Schieberegister 51, einen Decodierer 52 zum Decodieren des Inhalts des Schieberegisters 51 und ein Flipflop 53 zur Wellenformung eines Synchronfehler- oder Detektorsignals S des Detektors 50 und zum Erzielen einer Synchronisation zwischen dem Signal S und dem Zeitsteuersignal P gebildet sein, wie in Fig. 15 gezeigt ist. In dem in Fig. 5A gezeigten Beispiel wird, weil der Vorsatz PRE, in welchem der Zustand "0" und der Zustand "1" miteinander zur Bildung eines Synchronmusters abwechseln, ein Code "11" oder "00" von dem Decodierer 52 festgestellt, und dieser Code ist repräsentativ für eine Anomalität des Synchronmusters. Fig. 16 zeigt ein spezielles Beispiel des Ungleichlauf-Detektors 50 zur Verwendung in einem solchen Fall. Das Schieberegister 51 ist ein Zwei- Bit-Schieberegister, und der Decodierer 52 setzt sich aus einem UND-Glied 57, einem NOR-Glied 58, welche beide die Ausgangssignale des zweistufigen Schieberegisters 51 empfangen, und einem ODER-Glied 59, das die Ausgangssignale der Gatter 57 und 58 empfängt, zusammen. Das einen Synchronfehler kennzeichnende Anomalitätsmuster des Codes "11" wird von dem UND-Glied 57 festgestellt, und das Anomalitätsmuster entsprechend dem Code "00" wird durch das NOR- Glied 58 ermittelt. Als Decodierer 52 kann auch eine als Decodierer ausgelegte integrierte Schaltung verwendet werden. Nach Phasenumkehr durch das Detektorsignal S ist das Zeitsteuersignal P stets synchron mit den binären Abschnitten P₂, welche die letztere Hälfte des in Fig. 3 dargestellten "Blinzelmusters" bilden, und die übertragene Information läßt sich dadurch erhalten, daß die binären Abschnitte P₂ einem binären Unterscheidungsvorgang unterworfen werden. Auf diese Weise läßt sich eine Verschlechterung der Entscheidung reduzieren, und die Entscheidungsschaltung 4 kann eine einfache Binärpegel-Entscheidungsschaltung sein.

Während in dem Beispiel nach Fig. 4 das UND-Glied 25 an den Ausgang des Ungleichlauf-Detektors 50 angeschlossen ist, kan das UND-Glied 25 auch an die Eingangsseite des Detektors 50 angeschlossen werden, damit die UND-Verknüpfung der Signale R und I gebildet und das UND-verknüpfte Ausgangssignal an den Detektor 50 gelegt wird.

Fig. 17 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die an den Wechselstromverstärker 3′ des Empfängers nach Fig. 4 anschließenden Stufen modifiziert sind, um den Burstsignalempfänger mit einer Funktion zum Feststellen einer Kollision optischer Burstsignale auszustatten. Teile, die den in Fig. 4 gezeigten Teilen entsprechen, tragen entsprechende Bezugszeichen. Die Anordnung des optoelektrischen Wandlers, des Teilantwortumsetzers und des Wechselstromverstärkers entspricht der Anordnung nach Fig. 4, so daß diese Teile in Fig. 17 fortgelassen sind. Fig. 18 zeigt Beispiele vom Wellenformen, die an verschiedenen Teilen in Fig. 17 auftreten, wobei die den in Fig. 5 dargestellten Teilen entsprechenden Teile mit gleichen Bezugszahlen und -zeichen versehen sind. Es seien Ausgangssignale des Wechselstromverstärkers 3′ für den Fall angenommen, daß optische Burstsignale den Burstsignalempfänger 20 von zwei Knoten mit geringer zeitlicher Differenz erreicht haben (entspricht einer Kollision zwischen optischen Signalen), wobei diese Signale durch D₁ und D₂ in Fig. 18 dargestellt sind. Das Eingangssignal am Anschluß 27 in Fig. 17 entspricht also D₁+D₂. Dieses Eingangssignal wird an die Entscheidungsschaltung 4 und an den Zeitsteuerungsextraktor 22 gelegt. Letzterer gibt das Taktsignal G mit der Frequenz 2f₀ ab, die doppelt so groß wie die Frequenz des Informationsübertragungstaktes, wie es oben erläutert wurde. Das Taktsignal G wird an den mit dem Phasenumkehrsignalanschluß 41 ausgestatteten 1/2-Frequenzteiler 40, den Trägerdetektor 23, die Entscheidungsschaltung 4 und einen Signalkollisions- bzw. Codierregel-Verletzungsdetektor 50′ gelegt.

Der Trägerdetektor 23 ermittelt den Träger (oder das Eingangssignal des Burstsignalempfängers) nach Maßgabe des Vorhandenseins des Taktsignals G der Frequenz 2f₀. Das Ausgangssignal H des Detektors steigt etwa gleichzeitig mit dem ersten Impuls des Taktsignals G an, wie in den Fig. 18G und 18H gezeigt ist, und das Ausgangssignal H wird an das Monoflop 24 gelegt. Demzufolge gibt das Monoflop 24 das Ausgangssignal I hohen Pegels während eines festen Zeitraums T₁ ab, und das Signal I wird an das UND-Glied 25 gelegt, um es zu öffnen, so daß der Phasen-Ziehvorgang möglich ist. Die Entscheidungsschaltung 4 beurteilt das Eingangssignal D₁+D₂ im Zeitpunkt des Ansteigens des Taktsignals G der Frequenz 2f₀. In dem Beispiel nach Fig. 18 ist der Entscheidungspegel l _{s 3} der Entscheidungsschaltung 4 auf einen Wert -Δ eingestellt, der sehr nahe bei Null, jedoch um mehr als -½ε von Null entfernt ist (siehe Fig. 3). Das Entscheidungs-Ausgangssignal R wird an ein als zweite Entscheidungsschaltung fungierendes Flipflop 28 sowie an den Codierregel-Verletzungsdetektor 50′ gelegt. Der Codierregel- Verletzungsdetektor 50′ tastet das Entscheidungs- Ausgangssignal R beim Ansteigen des Taktsignals G ab, und wenn eine Codierregelverletzung festgestellt wird, gibt er das Detektorsignal S ab. Diese Codierregelverletzung tritt bei einem Synchronfehler des Informationsübertragungstakts (f₀) oder bei einer Kollision empfangener Signale ein, und im Beispiel nach Fig. 18 geschieht dies zu den Zeitpunkten t₃, t₄, . . . Das Detektorsignal S muß mit dem Zeitsteuersignal P synchronisiert sein, wie aus Fig. 18 hervorgeht. Folglich werden die Signale S und P von einem UND-Glied 29 UND-verknüpft, und an dem Ausgangsanschluß 30 für eine Codierregelverletzung wird ein Signal T abgeleitet. Bei der obigen Erläuterung kann man davon ausgehen, daß der 1/2- Frequenzteiler 40 beispielsweise ein rücksetzbares T- Flipflop mit einem Rücksetzanschluß als Phasenumkehranschluß und mit einem Triggeranschluß zum Empfangen eines Taktsignals G ist.

Das Signal T wird ebenfalls an das UND-Glied 25 gelegt. Durch das innerhalb des Zeitraums T₁ durch das Signal I geöffnete UND-Glied 25 wird das Signal T zu dem Signal U, das an den Phasenumkehranschluß 41 des Frequenzteilers 40 gegeben wirtd, wo es die Phase des Signals P umkehrt und eine Phasen-Ziehoperation durchführt. Der Zeitraum T₁ wird gleich oder größer gewählt als die Zeitdauer des Vorsatzes PRE [dieser Vorsatz entspricht hier einem Muster von abwechselnden Werten "0" und "1" (siehe Fig. 18A) ], der an den Anfang eines Übertragungssignals gestellt wird, um eine Synchronisation der ordnungsgemäßen Burstübertragung zu erhalten. Das Entscheidungs-Ausgangssignal R der Entscheidungsschaltung 4 wird von dem Zeitsteuersignal P in dem Flipflop 28 einer Beurteilung unterworfen, und an dem Empfangssignal- Ausgangsanschluß 5 wird ein regeneriertes Datensignal V in Form eines NRZ-Codes bereitgestellt. Durch UND-Verknüpfung der Signale R und P mit Hilfe eines UND- Gliedes anstelle des Flipflops 28 läßt sich ein RZ-Ausgangssignal als regeneriertes Datensignal erhalten. Die spezielle Ausgestaltung des Zeitsteuerungsextraktors 22, des Trägerdetektors 23 und des 1/2-Frequenzteilers 40, der mit dem Phasenumkehranschluß 41 ausgestattet ist, entspricht genau der in Verbindung mit Fig. 4 beschriebenen, so daß eine nochmalige Beschreibung nicht notwendig ist. Die vorliegende Ausführungsform unterscheidet sich von dem Empfänger nach Fig. 4 lediglich dadurch, daß die Entscheidungsschaltung 4 die Entscheidung unter zeitlicher Steuerung des Taktsignals G und nicht unter Steuerung des Zeitsteuersignals P durchführt. Der Codierregel-Verletzungsdetektor 50′ kann ebenfalls durch das Schieberegister 51, den Decodierer 52 und das Flipflop 53 gebildet sein, welches die Wellenform des CRV-Ausgangssignals (CRV=Codierregelverletzung) formt und dieses Signal mit dem Zeitsteuersignal synchronisiert, wie aus Fig. 15 ersichtlich ist. In diesem Fall jedoch wird der Schiebetakt für das Schieberegister 51 durch das Taktsignal G erzeugt.

Fig. 19 zeigt ein spezielles Beispiel des Codierregel-Verletzungsdetektors 50′. In das Schieberegister 51 werden die Entscheidungswerte R des mit einer Frequenz von 2f₀ beurteilten Eingangssignals nach Maßgabe des Taktsignals G eingegeben, und das Schieberegister speichert jeweils 3 aufeinanderfolgende Entscheidungswerte R. Von acht möglichen Kombinationen der drei in den jeweiligen Stufen des dreistufigen Schieberegisters 51 enthaltenen Entscheidungswerte, gibt es gemäß Fig. 6 vier Kombinationen, die mit der Codierregel übereinstimmen, während die verbleibenden vier Kombinationen die Codierregel verletzen. Fig. 6 zeigt zwei Arten dieser Kombinationen für den Fall, daß der Entscheidungspegel der Entscheidungsschaltung 4 von dem Null-Pegel um +Δ oder -Δ abweicht (siehe Fig. 3). Das heißt: Verwendet man den Entscheidungspegel -Δ, so kann kein Muster vorkommen, in welchem in zwei oder mehr aufeinanderfolgenden Bits der insgesamt drei Bits nur Nullen auftreten oder sämtliche drei Bits den Wert 1 haben. Wird als Entscheidungspegel der Wert +Δ verwendet, so kann es kein Muster geben, in welchem zwei oder mehr aufeinanderfolgende Bits den Wert 1 oder sämtliche drei Bits den Wert Null haben. In anderen Worten: In beiden Fällen verstoßen diejenigen der Drei-Bit-Muster, die durch Verändern des zweiten Bits der insgesamt drei der Codierregel entsprechenden Bits erhalten werden, ausnahmslos gegen die Codierregel. Das Beispiel nach Fig. 18 und 19 zeigt den Fall, daß der Entscheidungspegel der Entscheidungsschaltung 4 den Wert -Δ hat. In Fig. 19 ist der Codierregel- Verletzungsdetektor 50′ durch logische Schaltkreise gebildet, durch die das Detektorsignal S erzeugt wird, wenn festgestellt wird, daß der drei Bits umfassende Inhalt des Schieberegisters 51 "000", "001" oder "111" ist. Das UND-Glied 57 empfängt die Ausgangssignale der drei Stufen des Schieberegisters 51, um den Zustand "111" zu erfassen. Das NOR-Glied 58 empfängt die Ausgangssignale der zweiten und dritten Stufe des Schieberegisters 51, um den Zustand "00X" festzustellen, wobei X entweder eine "1" oder eine "0" sein kann. In dem Beispiel nach Fig. 18 wird das drei Bits umfassende Eingabemuster von Entscheidungswerten R des Codierregel-Verletzungsdetektors 50′ "111" in den Zeitpunkten t₃ und t₄, und es stimmt mit dem Muster der in Fig. 6 gezeigten Codierregelverletzung überein, so daß der Detektor 50′ das Detektorsignal S abgibt. Das in den Detektor 50′ in den Zeitpunkten t₅ und t₆ eingegebene Muster ist z. B. "001". Auch dies ist eine Verletzung der Codierregel, und jedesmal wird das Signal S erzeugt. Durch Bilden der UND-Verknüpfung von P und S mit Hilfe des UND- Glieds 29 wird das Codierregel-Verletzungssignal T in den Zeitpunkten t₃, t₅, t₆, t₇ und t₈ erzeugt.

Der in Fig. 19 dargestellte Codierregel-Verletzungsdetektor 50′ stellt nicht eine solche Verletzung der Codierregel fest, gemäß die drei in das Schieberegister 51 eingegebenen Bits den Wert "100" annehmen. Der Zweck dieser Maßnahme besteht darin, eine Kollision mit hoher Zuverlässigkeit festzustellen. Das eine Codierregelverletzung darstellende Drei-Bit-Muster "100" kann nämlich nur in Verbindung mit einem übertragenen Informationsmuster "1 0" auftreten, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Das Eingangssignal D der Entscheidungsschaltung 4 in diesem Fall ist "X+0-" gemäß Fig. 6, weil jedoch die "0" in der Teilantwortschaltung 21 durch Überlagerung von "1" und "-1" erzeugt wurde, kann der sich ergebende Analogpegel des Signals "0" der Teilantwortschaltung 21 kleiner sein als der Entscheidungspegel -Δ, und zwar aufgrund der gegenseitigen Beeinflussung, die sich durch Ungenauigkeiten bei der Teilantwortumsetzung und durch die Summierung von Rauschen ergibt, welches die Signale "1" und "-1" begleitet. In diesem Fall wird das Ausgangssignal "0" von der Teilantwortschaltung 21 mittels der Entscheidungsschaltung 4 als logisch "0" eingestuft, was ein Fehler ist, denn bei Zugrundelegung des Entscheidungspegels -Δ muß das Signal "0" am Eingang der Entscheidungsschaltung 4 als logisch "1" eingestuft werden. Wenn man also die Schaltung so auslegt, daß sie eine solche Codierregelverletzung, bei der die drei Bits umfassende Eingabe "100" ist, nicht feststellt, kann man die Einflüsse aufgrund der Unvollständigkeit bei der Teilantwortumsetzung eliminieren und das zu dem Signal, das durch die obenerwähnte Überlagerung einen Null-Pegel bekommen sollte, hinzukommende Rauschen beseitigen. Hierdurch wird sichergestellt, daß eine Kollision von Burstsignalen festgestellt wird, selbst wenn diese Signale niedrigen Pegel haben. Die Information wird also mit hoher Zuverlässigkeit erhalten. Es ist ebenfalls möglich, sämtliche der vier Muster festzustellen, wenn die Übertragungscharakteristik eine solche Feststellung zuläßt, d. h., wenn ein Signal mit einem ausreichenden Rauschabstand empfangen werden kann. Die Feststellung kann dann, ungeachtet der Tatsache, ob der Entscheidungspegel positiv oder negativ ist, getroffen werden. Ein spezielles Beispiel des Codierregel-Verletzungsdetektors 50′ für einen solchen Fall ist in Fig. 20 in Verbindung mit dem Fall dargestellt, daß der Schwellenwert der Entscheidungsschaltung 4 auf -Δ eingestellt ist. Die Ausgangssignale der ersten und der dritten Stufe des Schieberegisters 51 werden auf ein UND-Glied 88 gegeben, und das Ausgangssignal der zweiten Registerstufe sowie das Ausgangssignal des UND-Gliedes 88 werden auf ein EXKLUSIV-NOR- Glied 89 gegeben. Das UND-Glied 88 und das EXKLUSIV-NOR- Glied 89 ermitteln jeden der Fälle, in denen die Drei-Bit- Eingabe von dem Schieberegister 51 "000", "001", "100" und "111" ist, und sie liefern ein dieser Feststellung entsprechendes Ausgangssignal an den Datenanschluß D des Flipflops 53, welches das Signal S erzeugt. Wenn das Ausgangssignal T aufgrund einer Codierregelverletzung nach dem Ende des In- Phase-Ziehens erscheint, was z. B. zu den Zeitpunkten t₅, t₆, t₇, . . . in Fig. 18T erfolgt, läßt sich das Ausgangssignal T als Kollisions-Feststellungssignal verwenden, weil man davon ausgehen kann, daß das Ausgangssignal T durch den Empfang von zwei oder mehr optischen Eingangssignalen erzeugt wird. Auch in diesem Fall kommt kaum ein Fehler in dem Empfangssignal V vor, wie oben in Zusammenhang mit Fig. 4 beschrieben wurde. Darüber hinaus tritt eine Codierregelverletzung wahrscheinlich in der ersten Hälfte (in dem ternären Abschnitt P₁ des Augenmusters) des "Blinzelmusters" auf, wie in den Fig. 3 und 6 dargestellt ist. Durch Verkleinern des Entscheidungspegels Δ läßt sich also auf einfache Weise ein Zusammentreffen mit einer Störwelle, wenn die Amplitude des entsprechenden elektrischen Signals größer ist als der Entscheidungspegel (eine Signalkollision), ermitteln, was das Feststellen einer Störwelle (einer Kollision) mit niedrigem Pegel möglich macht. Weiterhin wird das Regenerieren des empfangenen Signals auf der Grundlage der Entscheidung in der letzten Hälfte (dem binären Abschnitt P₂ des Augenmusters) des "Blinzelmusters" durchgeführt, so daß die regenerierten Ausgangscodes praktisch keine Fehler enthalten, die durch die Störwelle verursacht werden. Da der Schwellenwert Δ klein ist, kann man die Entscheidungsschaltung 4 dazu verwenden, eine Entscheidung sowohl in der ersten als auch in der zweiten Hälfte des Augenmusters durchzuführen.

Verwendet man als 1/2-Frequenzteiler die in Fig. 13 gezeigte Schaltung, so stellt das dauernde Zuführen der Phasenumkehrsignale kein Problem dar, und demzufolge läßt sich der gleiche Arbeitsablauf erreichen, wie er oben beschrieben wurde, selbst wenn man statt des Codierregel-Verletzungssignals T das Signal S an das in Fig. 17 gezeigte UND- Glied 25 legt.

Wie oben im Zusammenhang mit Fig. 4 erwähnt wurde, kann man das Ausgangssignal des optoelektrischen Wandlers 2 auch an die Teilantwortschaltung 21 geben, nachdem es nach Bedarf mit Hilfe eines Wechselstromverstärkers 85 verstärkt wurde, wie in Fig. 21 dargestellt ist. In diesem Fall bestimmen sich die Eingangspegel der Verstärker 3′ und 85 und der Teilantwortschaltung 21 so, daß die Linearität dieser Elemente erhalten bleibt um zu verhindern, daß die Rauschzahl der Teilantwortschaltung 21 den gesamten Empfänger beeinflußt. Innerhalb eines Bereiches, in welchem die Linearität beibehalten wird, läßt sich eine Gleichstromkomponente durch die Teilantwortschaltung 21 innerhalb kurzer Zeit entfernen, so daß der optimale Entscheidungspegel nicht gemäß Fig. 2C Schwankungen unterliegt, selbst wenn der Verstärker 85 der Teilantwortschaltung 21 vorgeschaltet ist. Es läßt sich also ein sehr schnelles Ansprechen auf das eingegebene Burstsignal erzielen. Das in der Entscheidungsschaltung 4 vorgesehene Flipflop 64, das anhand der Fig. 7 erläutert wurde, kann auch als die erste Stufe des Ungleichlauf- Detektors 50 oder des Codierregel-Verletzungsdetektors 50′ verwendet werden. Wie in Fig. 21 dargestellt ist, wird das Ausgangssignal des Wechselstromverstärkers 3′ auf einen Vergleicher 62 gegeben, dessen Ausgangssignal an das Schieberegister 51 gelangt, welches am Anschluß 55 den Takt G oder das Zeitsteuersignal P empfängt. Das Entscheidungs- Ausgangssignal R kann von irgendeiner der Stufen des Schieberegisters 51 abgeleitet werden, z. B. von der ersten Registerstufe.

Fig. 22 zeigt Beispiele für gemessene Codierregelverletzungen (CRV), als die vorliegende Erfindung bei einer Empfängervorrichtung eingesetzt wurde, die eine Informationsübertragungsgeschwindigkeit von 32 Mb/s besaß. Sowohl das Hauptsignal als auch ein Kollisionssignal waren Zufallssignale. Die mittlere empfangene optische Leistung des Hauptsignals betrug -35 dBm. Die Abszisse repräsentiert die im Mittel empfangene Leistung des Kollisionssignals, und auf der Ordinate ist die Häufigkeit des Auftretens von Codierregelverletzungen in bezug auf die Informationsübertragungs- Taktfrequenz dargestellt. Aus baulichen Gründen bezüglich des in dem Versuch verwendeten Empfängers wurden die Codierregelverletzungen für sämtliche in Fig. 6 dargestellten vier Muster erfaßt. Die Kurve 86 zeigt den Fall, daß die Phasendifferenz zwischen dem Hauptsignal und dem kollidierenden Signal π betrug, während die Kurve 87 den Fall der Phasendifferenz von 0 zeigt.

Die Häufigkeit einer Codierregelverletzung ohne eine Signalkollision liegt bei einem niedrigen Wert von etwa 10^-6. Wie jedoch aus Fig. 22 hervorgeht, steigt, wenn einmal eine Kollision auftritt, die Häufigkeit des Auftretens bis zu einer Höhe von etwa 0,1 an, und die CRV-Impulse werden mit einer Rate von einem Bit auf etwa zehn Bits erzeugt, selbst wenn das Kollisionssignal eine um 10 dB niedrigere optische Leistung besitzt als das Hauptsignal. Durch Erfassen der CRV-Impulse kann man also sehr rasch Signalkollisionen erkennen. Die Häufigkeit des Auftretens von Codierregelverletzungen kann bis zu etwa 10^-2 abnehmen, was von der Phasenbeziehung zwischen dem Hauptsignal und dem kollidierenden Signal und einigen anderen Bedingungen abhängt. Dann werden die CRV-Impulse jedoch auch mit einer Rate von einem Bit auf 100 Bits erzeugt, so daß die Signalkollision in ausreichend kurzer Zeit festgestellt werden kann.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, bietet die vorliegende Erfindung die Vorteile, daß man einen Wechselstromverstärker in dem Burstsignalempfänger verwenden kann, daß die Einschwingzeit nach der Eingabe eines Burstsignals kurz ist, daß eine Kollision von Signalen niedriger Pegel feststellbar ist, daß die Entscheidung bezüglich eines empfangenen Signals kaum abträglich beeinflußt wird und daß ein eine Anomalität der Synchronisation des Informationsübertragungstaktes anzeigendes Signal aus einer Codierregelverletzung erhalten werden kann. Weiterhin läßt sich die erfindungsgemäße Einrichtung dadurch herstellen, daß zu herkömmlichen Schaltungen wenige zusätzliche Schaltungselemente hinzugefügt werden. Aufgrund dieser besonderen Merkmale läßt sich die Erfindung bei Empfängern für Hochgeschwindigkeits- Datenpaket-Übertragungen und bei einem Empfänger mit CSMA/CD-Steuerung einsetzen. Die Erfindung ist nicht nur einsetzbar bei Empfängern für optische Burstsignale, sondern auch bei Burstsignalempfängern für Übertragungsleitungen in Form von Koaxialkabeln oder Doppeladern. Speziell im Fall der optischen Übertragung mit Hilfe der Methode der Intensitätsmodulation führt jedoch eine 10-dB- Dämpfung der optischen Leistung innerhalb der optischen Übertragungsleitung zu einer 20-dB-Dämpfung eines elektrischen Signals, und es erfolgen Kollisionen mit einiger Wahrscheinlichkeit zwischen optischen Bursts stark unterschiedlicher Pegel, so daß die Erfindung von besonderem Vorteil ist bei der Feststellung einer optischen Burst-Kollision. Wenn man den Taktgenerator (Frequenzteiler) 40 entsprechend steuert, läßt sich mit relativ einfachen Mitteln eine Hochgeschwindigkeitsschaltung erreichen. Der Empfänger benötigt keinerlei besondere Justiervorgänge.

Claims (15)

1. Empfänger für durch Modulation mit einem manchester- codierten Nutzsignal entstandene Burstsignale, umfassend
einen Wechselstromverstärker (3′, 85) für die empfangenen Burstsignale,
eine Entscheidungsanordnung (4, 28) zur Umsetzung des verstärkten Signals in ein binäres Signal,
einen Zeitsteuersignalgenerator (22, 40) zur Erzeugung eines Zeitsteuersignals (P), dessen Frequenz gleich der Bitfrequenz des Nutzsignals ist,
eine Teilantwortschaltung (21), die mit dem Wechselstromverstärker (3′, 85) in Reihe und der Entscheidungsanordnung (4, 28) vorgeschaltet ist und die Summe aus ihrem Eingangssignal und dem um die halbe Periode des Zeitsteuersignals (P) verzögerten und negierten Eingangssignal abgibt, und
einen Signalkollisionsdetektor,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Zeitsteuersignalgenerator (22, 40) aus den empfangenen Burstsignalen ein Taktsignal (G) ableitet, dessen Frequenz (2f₀) doppelt so hoch ist wie die des Zeitsteuersignals (P),
daß die Entscheidungsanordnung (4, 28) eine Entscheidungsschaltung (4) aufweist, welche die Umsetzung des verstärkten Signals unter der Zeitsteuerung durch das Taktsignal (G) in bezug auf einen Schwellenwert ausführt, der größer ist als der Quantisierungsfehler (ε/2) der Entscheidungsschaltung, jedoch nahe bei dem Wert Null liegt, und
daß der Signalkollisionsdetektor (50′) fortlaufend jeweils drei aufeinanderfolgende, sich so ergebende binäre Entscheidungswerte daraufhin überprüft, ob deren Bitmuster gegen die Codierregel verstößt und in einem solchen Falle ein Detektorsignal (S) erzeugt.

2. Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine mit dem Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung (4) beaufschlagte Ausgangseinrichtung (28) zur selektiven Ausgabe des wiedergewonnenen Nutzsignals unter der Zeitsteuerung durch das Zeitsteuersignal (P).

3. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalkollisionsdetektor (50′) ein Schieberegister (51) mit mehreren Stufen enthält, welches die Bits des binären Signals von der Entscheidungsschaltung (4) synchron mit dem Taktsignal (G) empfängt, und einen Dekodierer (2) enthält, der mit den Stufen des Schieberegisters verbunden ist und das Detektorsignal (S) erzeugt, wenn das im Schieberegister enthaltene Bitmuster gegen die Codierregel verstößt.

4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zum phasenrichtigen Einsynchronisieren des Zeitsteuersignals (P) zu Beginn eines Burstsignals das Zeitsteuersignal (P) und das Detektorsignal (S) einer Verknüpfungsschaltung (25, 29) zugeführt saind, die bei Fehlsynchronisation ein Phasenumkehrsignal (U) erzeugt, mit dem eine Einrichtung zur Umkehrung der Phase des Zeitsteuersignals (P) angesteuert wird.

5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (51) drei Stufen aufweist und der Decodierer (52) ein das jeweilige Ausgangssignal aller drei Stufen des Schieberegisters empfangendes UND-Glied (57), ein das jeweilige Ausgangssignal der zweiten und der dritten Stufe des Schieberegister empfangendes NOR-Glied (58) und ein das Ausgangssignal des UND- Glieds und das des NOR-Glieds empfangendes ODER-Glied (59) aufweist.

6. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister (51) drei Stufen aufweist und der Decodierer (52) ein das jeweilige Ausgangssignal der ersten und der dritten Stufe des Schieberegisters empfangendes UND-Glied (88) sowie ein EXKLUSIV- ODER-Glied (89) aufweist, welches das Ausgangssignal der zweiten Stufe des Schieberegisters und das Ausgangssignal des UND-Gliedes empfängt.

7. Empfänger nach einem der Ansprüche 4 bis 6, gekennzeichnet durch eine Zeitsteuereinrichtung (53) zur Ausgabe des Ausgangssignals des Decodierers (52) als Detektorsignal synchron mit dem Taktsignal (G).

8. Empfänger nach Anspruch 2 in Verbindung mit einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der Ausgangseinrichtung (28) mit dem Ausgang einer Stufe des Schieberegisters (51) verbunden ist.

9. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitsteuersignalgenerator ein T- Flipflop (44) enthält, dessen beide gegenphasige, die Frequenz des Zeitsteuersignals (P) aufweisende Ausgangssignale (J, K) in einem ersten und einem zweiten UND-Glied (45, 47) mit dem Detektorsignal (S) verknüpft werden, daß die Ausgänge der UND-Glieder mit dem R-Eingang bzw. dem S-Eingang eines RS-Flipflops (48) verbunden sind und daß nach Maßgabe des Ausgangssignals des RS-Flipflops (48) eines der Ausgangssignale (J) des T-Flipflops mittels eines EXKLUSIV- ODER-Glieds (46) phasenrichtig oder phaseninvertiert als Zeitsteuersignal (P) abgegeben wird.

10. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitsteuersignalgenerator einen 1/2-Frequenzteiler (44) und ein diesem vorgeschaltetes Sperrgatter (83) aufweist, dessen Eingang (42) mit dem Taktsignal (G) und dessen Sperreingang (41) mit einem von dem Detektorsignal (S) abgeleiteten Phasenumkehrsignal beaufschlagt sind, wobei das Ausgangssignal des Frequenzteilers (44) das Zeitsteuersignal (P) ist.

11. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitsteuersignalgenerator einen 1/2-Frequenzteiler (44) und eine diesem vorgeschaltete Einrichtung (84) aufweist, daß die vorgeschaltete Einrichtung (84) einerseits mit dem Taktsignal (G) und andererseits mit einem von dem Detektorsignal (S) abgeleiteten Phasenumkehrsignal (U) beaufschlagt sind derart, daß zwei aufeinanderfolgende Impulse des Taktsignals (G) als ein einziger Impuls in den Frequenzteiler (44) eingebbar sind, dessen Ausgangssignal das Zeitsteuersignal (P) darstellt.

12. Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Burstsignal ein optisches Signal ist und der Empfänger einen opto-elektrischen Wandler (2) aufweist, der das empfangene optische Burstsignal in ein elektrisches, die Reihenschaltung aus Wechselstromverstärker (3′, 85) und Teilantwortschaltung (21) beaufschlagendes Signal umsetzt.

13. Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungsschaltung (4) einen Vergleicher (62) zum Vergleichen des Ausgangspegels des Wechselstromverstärkers (3′) mit einem Schwellenwert und die erste Stufe des Schieberegisters (51) umfaßt.

14. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilantwortschaltung (21) Eingangs- und Ausgangsemitterfolgerschaltungen (72, 74) aufweist, die miteinander über einen Anpassungswiderstand (73) verbunden sind, wobei ein Koaxialkabel zwischen den Verbindungspunkt von Anpassungswiderstand und Ausgangsemitterfolger (74) einerseits und Masse andererseits geschaltet ist und eine Länge aufweist, die einer Laufzeit von ¼f₀ entspricht.

15. Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 14, gekennzeichnet durch ein Sperrglied (29) zum Sperren des Codedetektorsignals (S), wenn es außer Phase mit dem Zeitsteuersignal (P) ist.