LU82155A1 - System zum empfang frequenzmodulierter digitaler nachrichtensignale - Google Patents

Description

A

y . SIEMENS AKTIENGESELLSCHAFT Unser Zeichen

Berlin und München ^ p ß52g B RO

System zum Empfang frequenzmodulierter digitaler Nach-5 richtensignale.___ (Zusatz zu Patent 26 28 997)

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Empfang 10 digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer binären Frequenzmodulation einem Träger aufgeprägt sind, in einem reflexionsbehafteten Ausbreitungsmedium, insbesondere für den Empfang bei mobilen Stationen, Weitver-srs kehr- und Streustrahlverbindungen.

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Bei digitalen Nachrichtenübertragungssystemen ist unter stark gestörten Ausbreitungsbedingungen (Mehrwegeausbreitung) die Reichweite näherungsweise umgekehrt proportional zur Höhe der zu übertragenden Bitrate. Den 20 die Reichweite bestimmenden Grenzfall stellt die totale 'Informationsauslöschung dar, bei der die Modulationszeichen infolge der durch die Umwegdifferenzen der reflektierenden Trägerwellen verursachten unterschiedlichen Laufzeiten gegenphasig am Empfangsort eintreffen 25 und sich gegenseitig auslöschen. In einem weiten Be-

Jae 1 Kom / 07.02.1979

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reich schon vor diesem Grenzfall treten bereits teilweise Informationsverluste durch Laufzeit- und Amplitudenverzerrungen auf, die zu sehr hohen Fehlerraten in der Übertragung führen.

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Um in diesem genannten Bereich eine erhebliche Verbesserung der Übertragungsqualität herbeizuführen und auf diese Weise letztlich eine Verbesserung der Reichweite von digitalen Nachrichtensystemen mit binärer Frequenz-10 modulation, insbesondere zwischen mobilen Stationen ^ ‘ und bei sich ständig verändernder Ausbreitungssituation, zu erzielen, ist im Hauptpatent bereits vorgeschlagen worden, die durch Phasen- und Amplitudenverzerrungen auftretenden Informationsverluste ihrer Ursache nach 15 in zwei sich ergänzenden Anordnungen automatisch zu erfassen, von denen die eine einen Frequenzdiskriminator aufweist, dem eine Einrichtung zum Erkennen von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nachgeschaltet ist, sowie eine Schaltung, die diese Stör-20 spitzen ausgleicht, und die andere einen Amplitudendemodulator enthält, der dem Frequenzdemodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist. Dabei sind die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen Umschalter ge-©. . führt, der von einer Amplitudendemodulations-Auswerte- 25 Vorrichtung gesteuert wird und der bei erkennbarer Amplitudendemodulation ausreichender Größe den Amplitudendemodulator und bei erkennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskriminator samt Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang schaltet und bei dem dem Aus-50 gang des AM-Demodulators ein Polarisationsinverter nachgeschaltet ist, der, von einem Polaritätsintegrator gesteuert,über einen AM-Entscheider das AM-Demodu-lationsprodukt abhängig von der Höhe des FM-Demodulati-onsproduktes im Sinne polaritätsrichtiger AM-Demodula-35 tion umsteuert.

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Dieser vorgeschlagenen Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die infolge Mehrwegeausbreitung verursachten Verzerrungen hei binär frequenzmodulierten digitalen Nachrichtensignalen im wesentlichen durch zwei, 5 gerade bei Schmalbandsystemen mit einem Modulations index kleiner eins, klar voneinander zu unterscheidenden Störformen zum Ausdruck kommen können. Dieser Sachverhalt soll im folgenden anhand von Fig. 1 näher erläutert werden.

10 q * In Fig. 1 sind über der Frequenz f für drei ausgepräg te Fälle I, II und III im oberen Diagramm der Amplitudenverlauf der aus dem Mehrwegeempfang resultierenden Signalspannung U_ee und im darunter angegebenen Dia-15 gramm der resultierende Phasenwinkel 'S--- auf getragen.

In Höhe des oberen Diagramms ist auf der linken Seite zusätzlich ein Zeigerdiagramm dargestellt, das angibt, in welcher Weise sich die empfangene Signalspannung, und zwar die direkt empfangene Signalspannung Ud und 20. die über einen Umweg empfangene Signalspannung Uu zur resultierenden empfangenen Signalspannung U_ö_ ergän-zen.

@ ^ Sobald die Laufzeitunterschiede der am Empfangsort ein-_- 25 fallenden Wellenfronten des direkten Strahls und des Umwegstrahls in die Größenordnung der Bitdauer kommen, wird der Frequenzabstand der Minima der Verteilungscharakteristik so klein, daß die Energie des Empfangssignals bereits innerhalb des Modulationshubs mit der 50 Modulationsgeschwindigkeit und abhängig von der Radiofrequenz und der Tiefe der Minima fast beliebig schwanken kann. Eine Folge dieser durch die Zeigeraddition der einfallenden Signale verursachten Energieschwankungen, die im Amplitudenbegrenzer des Empfangs- -35 Systems vor der Demodulation wieder eliminiert werden, sind die bei der Zeigeraddition zwangsläufig entstehenden schnellen Phasenänderungen des resultierenden

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Signals. Diese schnellen Phasenänderungen können naturgemäß durch den Amplitudenbegrenzer nicht unterdrückt werden und erzeugen deshalb am Ausgang des FM-Demodu-lators eine bitsynchrone Störmodulation. Diese Störmo-5 dulation kann in ihrer Größe die Nutzmodulation um ein Vielfaches übertreffen und macht damit die Lesbarkeit der Nutzinformation zunichte.

Die maximale Phasenänderungsgeschwindigkeit der resul-10 tierenden Signalspannung tritt in den Minima der Ver-^ ' teilungscharakteristik auf und ist umso größer, je tie fer ein Minimum ist. Im Grenzfall, bei selektiver Total-auslöschung, kann sie beliebig groß werden.

15 Abhängig davon, ob sich das Minimum inmitten des Hubbereichs, der beim angenommenen Modulations index < 1 durch die beiden Eckfrequenzen definiert ist, oder in der Nähe einer der Eckfrequenzen befindet, treten die im vorstehenden bereits erwähnten beiden unterschied-20 liehen Störformen auf. Die Eckfrequenzen sind in Fig. 1 für die drei ausgeprägten Fälle I, II und III mit fg/f^, fq'/î-j* und fQ"/f^n bezeichnet. Die Mittenfrequenz zwischen den jeweiligen Eckfrequenzen ist mit fm,· f 1 Q und fm" angegeben.

25 a) Minimum in der Nähe einer Eckfrequenz des Hubbereichs Befindet sich das Minimum innerhalb oder außerhalb des Hubbereichs, aber in der Nähe einer der beiden Eckfrequenzen, so wird die Empfangsenergie bei dieser Eckfre-50 quenz relativ gering sein. Die Empfangsenergie bei der zweiten Eckfrequenz hingegen ist zwangsläufig höher, da sie dichter am nächsten Maximum der resultierenden Signalspannung Ureg liegt. Aus diesem Verhalten ergibt sich im Empfangssignal vor dem Begrenzer eine eindeu-55 tige bitsynchrone Amplitudenmodulation, deren Polung abhängig von der Lage des Minimums entweder in Gleich-

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läge oder in Kehrlage zum ursprünglichen Modulations-signal ist. Die bei Frequenzmodulation übliche Begrenzung vor der. Demodulation unterdrückt diese Amplitudenmodulation. Damit wird sie am Ausgang des Demodulators 5 nicht wirksam. Wirksam hingegen wird die in der Nähe des Minimums bei Zeichenwechsel auftretende Phasenänderung, die sich am Ausgang des Demodulators als starke Zeichenverzerrung äußert. Im Falle II nach Fig. 1 liegt die Eckfrequenz f^ ’ im Minimum und die 10 Eckfrequenz £ 1 im Maximum der frequenzabhängigen 0 Empfangscharakteristik der resultierenden Signalspan nung Üreg. Unterschreitet die Energie der Eckfrequenz f^' das Eigenrauschen des Empfängers, dann ist ein sehr wesentlicher Grenzfall dieses Betriebsverhaltens 15 erreicht. Infolge des negativen Geräuschabstandes bei einer der Eckfrequenzen erscheint anstelle aller logischen Zeichen, die dieser Eckfrequenz entsprechen (Nullen oder Einsen), lediglich Rauschen am Begrenzerund Demodulatorausgang. Das mit dem FM-Demodulator 20 demodulierte Signal ist damit unbrauchbar geworden.

Das Empfangssignal vor dem Begrenzer besitzt aber auch hierbei eine bitsynchrone Amplitudenmodulation, so daß unter Ausnutzung dieser Amplitudenmodulation, 0. , sofern eine ansprechende Amplitude vorhanden ist, eine 25 Regeneration des empfangenen Signals möglich ist.

b) Minimum innerhalb des Hubbereichs nahe der Mitten-frequenz 30 Tritt das Minimum im mittleren Bereich des durch die beiden Eckfrequenzen gegebenen Hubbereichs auf, dann zeigt sich die durch Mehrwegeempfang verursachte Störung in folgender Form. Die Phasenänderungsgeschwindigkeit im Minimum wiikt sich am Begrenzer- und Demodu-35 latorausgang als Frequenzablage aus und kann ein Vielfaches des Nutzhubes erreichen. Die Dauer der Ablage

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hängt ah von der Modulationsgeschwindigkeit und der relativen Tiefe des Minimums. Ist infolge dieses Zusammenhangs die Dauer der Ablage kleiner als die Bitdauer, so äußert sich diese Ablage innerhalb eines Mo-5 dulationszeichens (bit) als Spitze, deren Größe und Ausprägung von der Tiefe des Minimums abhängen. Die Verzerrungsspitzen treten aber nicht zwangsläufig innerhalb jedes Einzelbits auf, sondern nur bei Zeichenwechsel, da ausschließlich hierbei der Hubbereich 10 durchlaufen wird. In Fig. 1 ist dieser Fall, bei dem q das Minimum bei der Frequenz fm in der Mitte zwischen den beiden Eckfrequenzen £q und f^ auf tritt, mit I bezeichnet. Diese Art der Störung läßt sich dadurch weitgehend eliminieren, daß die auftretenden Störspitzen 15 am Ausgang des Frequenzdemodulators unterdrückt werden.

Der in Fig. 1 weiterhin dargestellte Fall III repräsentiert praktisch den ungestörten Empfang, bei dem die beiden Eckfrequenzen Iq" und f^M zu beiden Seiten 20 des Maximums mit ausreichender Amplitude auftreten und die durch Phasenverzerrungen bedingte Amplitudenmodulation praktisch vernachlässigbar ist.

Q Fig. 2 der Zeichnung zeigt den grundsätzlichen schal- 25 tungstechnischen Aufbau eines Systems zum Empfang frequenzmodulierter digitaler Nachrichtensignale mit Störunterdrückung, wie es im Hauptpatent angegeben ist.

Das ZF- und Demodulationsteil ZD ist Teil eines konventionellen Empfängers. Das ZF-Eingangssignal wird 30 über das ZF-Filter 1 dem Begrenzer 2 zugeführt und im FM-Demodulator 3 demoduliert. Zwischen dem ZF-Filter 1 und dem Begrenzer 2 ist ein selektiver ZF-Ausgang zusätzlich angeordnet, der mit der als statischer Entzerrer SE bezeichneten Schaltung zur Störunterdrückung 35 von Störungen der unter a) geschilderten Störungsart verbunden ist. Der Ausgang des FM-Demodulators 3 ist

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mit dem Eingang des dynamischen Entzerrers DE verbunden, der die unter b) geschilderten Störungen im Zusammenhang mit der Mehrwegeausbreitung unterdrückt. Den Ausgängen des dynamischen und des statischen Entzerrers 5 DE und SE ist die Datenauswerteschaltung DA nachgeschaltet, an deren Datenausgang das empfangene, von Störungen befreite Signal abgenommen wird.

Der dynamische Entzerrer DE weist den Umschalter 5 auf, 10 dem das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 unmittel-q bar zugeführt wird und bei störungsfreiem FM-Empfang direkt über die Schaltanordnung 13 der Datenauswerteschaltung DA und den hierin enthaltenen Regenerator 15 zum Datenausgang geleitet wird.

15

Sobald nun die als dynamische Verzerrungen anzusprechenden Störungen nach b) auftreten, tritt der am Ausgang des FM-Demodulators 3 mit seinem Eingang parallelgeschalteten Grenzwertschalter 4 in Funktion und schal-20 tet den Umschalter 5 in seine zweite Stellung. Gleichzeitig ergeht ein Schaltbefehl an den Abtasthaltekreis 7, dem eingangsseitig über das Laufzeitglied 6 das Ausgangssignal des FM-Demodulators 3 ebenfalls zugeführt (Q wird. Der Abtasthaltekreis 7 ist mit seinem Ausgang mit 25 dem zweiten Kontakt des Umschalters 5 verbunden. Zum Zeitpunkt des Ansprechens des Grenzwertschalters 4 liegt damit am Abtasthaltekreis 7 ein verzögertes Signal, dessen Momentanwert dem des demodulierten Signals vor der Grenzwertüberschreitung in erster Näherung 30 entspricht. Für die Dauer der Grenzwertüberschreitung wird dieser Momentanwert im Abtasthaltekreis 7 gespeichert und über den zweiten Kontakt des Umschalters 5 in den Datenstrom substituiert. Auf diese Weise wird der Energieinhalt des ursprünglichen Bits erhalten 35 und seine Lesbarkeit im Regenerator 15 sichergestellt.

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Das am Ausgang des ZF-Filters 1 ausgekoppelte ZF-Sig-nal besitzt im Falle der Störungsart nach a), die als statische Verzerrung anzusprechen ist, eine bitsynchrone Amplitudenmodulation. Dieses AM-Signal wird 5 über den logarithmischen Verstärker 8 dem AM-Demodulator 9 zugeführt. Ausgangsseitig weist der Amplitudendemodulator 9 zur Trennung des Gleich- und des Wechselanteils seines Ausgangssignals einen Kondensator auf. Das vom Gleichstromanteil befreite Ausgangs-10 Signal des Amplitudendemodulators 9 wird über den φ Block 10, der die Taktgewinnung und die Begrenzug des AM-Demodulationsproduktes umfaßt, und den steuerbaren Inverter 11 einem weiteren Anschluß der Schaltanordnung 13 zugeführt. Die Polarität des demodulierten AM-Sig-15 nais an den Ausgängen des Amplitudendemodulators 9 und des Blocks 10 ist entweder in Gleichlage oder Kehrlage mit dem demodulierten FM-Signal am Ausgang des Umschalters 5, de nachdem, ob die eine oder die andere der beiden Eckfrequenzen definitionsgemäß ausgelöscht ist. 20 Um hier die notwendigen eindeutigen Verhältnisse zu schaffen, wird der jeweils lesbare Anteil des FM-de-modulierten Signals mit dem AM-demodulierten Signal im Polaritätsintegrator 12 verglichen und nach Bedarf ^ der Inverter 11, der dabei über den Ausgang des Polari- 25 tätsintegratois gesteuert wird, umgeschaltet.

Wie Fig. 2 zeigt, ist der Ausgang des Amplitudendemodulators 9 des statischen Entzerrers SE sowie der Ausgang des Inverters 11 mit entsprechenden Eingängen des AM-30 Entscheiders 14 verbunden, der Teil der Datenauswerte-schaltung DA ist und der automatisch prüft, ob eine fehlerfreie bitsynchrone· Amplitudenmodulation vorhanden ist. Nur in diesem Fall betätigt der AM-Entscheider 14 die Schaltanordnung 13 zur Anschaltung des Ausgangs 35 des Inverters 11 an den Regenerator 15, dem dann die über die Amplitudendemodulation des empfangenen Signals >

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gewonnenen Daten zugeführt werden.

Wie die praktische Erprobung einer solchen Entzerrerschaltung im Fährbetrieb zeigt, treten bei hügeligem 5 und gebirgigem Gelände sehr schnelle zeitliche Wechsel der einzelnen Verzerrungszustände auf. Um hier eine wirksame Entzerrung vornehmen zu können, müssen von der Entzerrungseinrichtung...hohe Adaptionsgeschwindigkeiten verlangt werden. Mit anderen Worten muß die 10 Verzerrungseinrichtung in der Lage sein, bei ungünsti--, gen Verhältnissen bis zu achtzig mal in der Sekunde ^ auf einen anderen Auswertezustand umzuschalten. Bei solch hohen Adaptionsgeschwindigkeiten können beim Umschalten vom FM-Datenstrom auf den AM-Datenstrom 15 und umgekehrt in der jeweilig zugehörigen Taktgewinnung Phasensprünge auftreten. Die dadurch im Signalstrom am Ausgang der Datenauswerteschaltung DA nach Fig. 2 auftretende gestörte Bitintegrität führt alsdann zum Synchronisationsverlust des Datenempfangs-20 teils und damit zu hohen Informationsverlusten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ausgehend von einem System zum Empfang digitaler Nachrichtensig-^ nale nach dem Hauptpatent eine dieses System weiter- 25 bildende Lösung anzugeben, die es ermöglicht, auch bei hohen Adaptionsgeschwindigkeiten der Entzerrerschaltung mit hoher Sicherheit einen Verlust der Synchronisation des Datenempfangsteiles auszuschließen.

30 Ausgehend von dem bereits geschilderten System nach dem Hauptpatent wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der den Ausgängen der beiden Demodulatoren zugeordnete Umschalter zu einer Schaltanordnung mit einem Doppelumschalter für die gleichzeitige 35 Umschaltung zwischen dem FM-Takt und dem AM-Takt sowie dem regenerierten FM-Demodulationsprodukt und dem rege-

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- 10 — nerierten AM-Demodulationsprodukt erweitert ist, daß in diesa? Schaltanordnung ferner eine im Zeitraum eines fehlenden auswertbaren AM-Demodulationsproduktes gesperrte, einen Phasenausgleich zwischen dem AM-Demo-5 dulationsprodukt bzw. dem AM-Takt und dem FM-Demodu-lationsprodukt bzw. dem FM-Takt herbeiführende Phasen-nachführeinrichtung vorgesehen ist und daß der AM-Entscheider zur Ableitung sowohl des Schaltsignals für den Doppelmschalter als auch des Steuersignals 10 für die sperrbare Phasennachführeinrichtung eine Zeit-¢) ’ bewertungsschaltung aufweist.

Der Erfindung liegt die wesentliche Erkenntnis zugrunde, daß sich die für den Synchronisationsverlust 15 des Datenempfangsteils verantwortlichen Phasensprünge bei der Umschaltung zwischen den beiden Demodulatorausgängen bei Verwendung einer Phasennachführeinrichtung dann auf treten, wenn nicht durch Einführung einer Zeitbewertung des Umschaltkriteriums dafür gesorgt 20 wird, daß Fehlschaltungen mit hoher Sicherheit ausgeschaltet sind und darüber hinaus auch noch sichergestellt ist, daß die Phasennachführeinrichtung bei fehlendem auswertbaren AM-Demodulationsprodükt nicht , in . Ui* . . - ' Undefinierter' Weise arbeiten kann 25

Vorteilhafte schaltungstechnische Ausgestaltung der

Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 6 angegeben.

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Anhand eines Ausführungsbeispiels soll die Erfindung 30 im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeuten

Fig. 1 das bereits erläuterte, die verschiedenen Störformen bei Mehrwellenausbreitung in einem Zweiwegemodell beschreibende Diagramm, 35 Fig. 2 der grundsätzliche Aufbau einer Entzerrerschaltung im Blockschaltbild,

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Fig. 3 ein nähere Einzelheiten aufVreisend.es Blockschaltbild der Datenauswerteschaltung der Entzerrer-schal tung nach der Erfindung,

Fig. 4 das nähere Einzelheiten aufweisende Blockschalt-5 bild des Phasenvergleichers der Phasennachführ- einrichtung nach Fig. 3,

Fig. 5 erste, die Funktion des Phasenvergleichers nach Fig. 4 erläuternde Zeitdiagraimne,

Fig. 6 zweite, die Funktion des Phasenvergleichers nach 10 Fig. 4 erläuternde Zeitdiagraimae.

o *

Das in Fig. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel für eine nach der Erfindung ausgebildete Datenauswerteschaltung DA entsprechend Fig. 2 umfaßt die Schaltanordnung 13, 15 den Regenerator 15 und den AM-Entscheider 14. Die eingangsseitigen Anschlüsse x1, x2, x3, x4 und x5 sowie der ausgangsseitige Anschluß x6 der Datenauswerteschaltung DA sind entsprechend Fig. 2 in Fig. 3 ebenfalls angegeben.

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Die Schaltanordnung 13 besteht aus dem FM-Regenerator • FR, der Phasennachführeinrichtung PE, dem Umschalter U und einem seinem Steuereingang vorgeschalteten Verzö- ^ Q gerungsglied 'ZT 1. Das am Anschluß x1 ankommende FM-De- 25 modulationsprodukt wird im FM-Regenerator regeneriert und dem Eingangsanschluß y1 des Phasenvergleichers Ph der Phasennachführeinrichtung PE zugeführt. Weiterhin leitet der FM-Regenerator FR aus dem FM-Demodulations-produkt den FM-Takt und wiederum aus dem FM-Takt einen 30 um den Faktor vier in der Frequenz erhöhten Schiebetakt ab. Der Schiebetakt wird über die Leitungen 11 und 12 den beiden Schieberegistern SR1 und SR2 der Phasennachführeinrichtung PE zugeführt. Ferner wird der FM-Takt als Eingangs signal dem Schieberegister R1 35 über die Leitung 13 und das regenerierte FM-Demodula-tionsprodukt dem Eingang des Schieberegisters SR2 >

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über die Leitung 14 zugeführt. Das Schieberegister SR1 stellt zusammen mit dem Multiplexer MUX1 und das Schieberegister SR2 zusammen mit dem Multiplexer Mux2 eine von den beiden Ausgängen y3 und y4 steuerbare Verzöge-5 rungsanordnung für den FM-Takt bzw. das regenerierte FM-Demodulationsprodukt dar. Diesen Verzögerungsanordnungen ist der Doppelumschalter ü nachgeschaltet, der aus den Umschaltern u1 und u2 besteht. Die Ausgänge der Multiplexer MUX1 und MUX2 sind jeweils mit einem 10 Schaltkontakt des Umschalters u1 und u2 verbunden.

© * Am anderen Schaltkontakt des Umschalters U1 steht der regenerierte AM-Takt und am anderen Schaltkontakt des Umschalters u2 das regenerierte AM-Demodulationspro-dukt an. Bei Umschaltung wird somit jeweils der Takt 15 und das Demodulationsprodukt gleichzeitig umgeschaltet.

• Die Multiplexer sind mit ihren Eingängen mit den Stufenausgängen der Schieberegister verbunden und weisen beim Ausführungsbeispiel drei Schaltstellungen auf, mit deren Hilfe es beim gewählten Schiebetakt möglich 20 ist, eine Phasenverschiebung, um - 90° vorzunehmen. Der Phasenvergleicher Ph, dem am zweiten Eingangsanschluß y2 das regenerierte AM-Demodulationsprodukt zugeführt ist, vergleicht bei entsprechendem Signal am Sperr-Φ. v eingang y5 die Phasenlage zwischen dem AM- und dem 25 FM-Demodulationsprodukt und veranlaßt, falls erforderlich, über seine Ausgänge y3 und y4 eine dem festgestellten Phasenfehler entsprechende Phasenkorrektur um + oder - 90°.

30 Der Regenerator 15 besteht aus der Summendaten-Taktge-winnung STW und der bistabilen Kippstufe BK1. Der Takt wird zunächst vom Umschaltkontakt des Umschalters u1 der Summendaten-Taktgewinnung zugeführt. Sie besteht aus einem Oszillator mit Phasenregelschleife, 35 bei der sich der Oszillator auf den ihm eingangs zugeführten Takt synchronisiert und ausgangsseitig mit η *

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dem Takteingang der bistabilen Kippstufe BK1 verbunden ist. Die Phasenregelschleife gleicht die über den Ausgang des Schalters Ü1 auftretenden Phasensprünge im AM/FM-Takt entsprechend ihrer Regelzeitkonstanten aus.

5 Das Demodulationsprodukt am Umschaltkontakt des Umschalters u2 wird seinerseits dem Eingang der bistabilen Kippstufe BK1 zugeführt. Der Ausgang der bistabilen Kippstufe stellt mit dem Anschluß χβ den Ausgang des Regenerators 15 dar.

10 I · i ,steht ^ · Das Aus gangs signal des AM-Entscheiders 14,/wie schon ausgeführt worden ist, am Steuereingang des Doppelum-schalters U über das Verzögerungsglied T 1 an. Weiterhin wird dieses Ausgangssignal unmittelbar dem Sperr-15 eingang y5 des Phasenvergleichers Ph der Phasennach-führeinrichtung PE zugeführt. Das Umschaltsignal ist so ausgebildet, daß der Phasenschieber Ph in einem das Umschalten der Signalauswertung von FM auf AM umfassenden Zeitintervall zur Durchführung einer gegebenen-20 falls erforderlichen Phasenanpassung vor dem Umschalten entsperrt ist. Das Verzögerungsglied 2*1 in der Zuführung des Steuersignals am Ausgang des AM-Entscheiders 14 zum Doppelumschalter U überbrückt hierbei die Zeit, die erforderlich ist, um den Regelvorgang der Summen-25 daten-Taktgewinnung STW des Regenerators 15 aufgrund einer Änderung der Phase durch die Phasennachführein-richtung PE zum Abschluß zu bringen. Das gleiche vollzieht sich bei Durchführung einer Umschaltung von der Auswertung des AM-Demodulationsproduktes auf das FM-50 Demodulationsprodukt . Auf diese Weise wird gewährleistet, daß einerseits bei fehlendem AM-Demodulations-produkt, also in den Fällen 1 und III nach Fig. 1 keine in diesem Falle dann Undefinierte Regelung zustande kommt und andererseits die Verzögerungsanordnungen mit 55 drei Schaltstellungen auskommen. Gerade im Fall I, in dem die Nullstelle in der Spektrumsmitte auf tritt,

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kann ein AM-Demodulationsprodukt vorgetäuscht werden.

An sich sind im Falle I die Pegel der beiden Eckfrequenzen fo und f1 durch die Verzerrung etwa gleich stark gedämpft. Durch rauschabhängige Schwankungen 5 des FM-Abtasttaktes können jedoch wesentlich größere Pegelunterschiede vorgetäuscht werden, also ein scheinbares AM-Demodulationsprodukt, das im Vergleich zum FM-Demodulationsprodukt im Phasenvergleicher Ph, wenn dieser nicht gesperrt wäre, einen falschen Regelvorgang 10 auslösen würde.

Die geschilderten durch rauschabhängige Schwankungen des FM-Abtasttaktes vorgetäuschten größeren Pegelun-. terschiede würden Im AM-Entscheider 14 darüber hinaus 15 zu einer unerwünschten Umschaltung von der Auswertung des FM-Demodulationsproduktes auf das AM-Demodulationsprodukt führen, wenn nicht, wie das beim AM-Entscheider 14 der Fall ist, von einer Zeitbewertungsschaltung ZB Gebrauch gemacht würde. Die Zeitbewertungsschaltung ZB 20 weist ein Zeittor in Form des Rahmenzählers Z1 auf, dem das regenerierte AM-Demodulationsprodukt am Anschluß x4 angeboten und über die Hintereinanderschaltung des Pulsformers PF und der monostabilen Kippstufe @ r MK1 dem Zähleingang zugeführt wird. Der Pulsformer PF

25 leitet aus den Pulsflanken des regenerierten AM-Demo-dulationsproduktes kurze Impulse ab, die in der monostabilen Kippstufe MK1 in Rechteckimpulse umgesetzt werden. Der Rahmenzähler Z1 zählt also die aufeinanderfolgenden Pulsflanken und stellt sich automatisch 30 am Ende eines Rahmenzyklus wieder auf Null zurück.

Der Rückstellimpuls wird gleichzeitig dem Takteingang der der Zeitbewertungsschaltung ZB nachgeschalteten bistabilen Kippstufe BK2 und dem Rückstelleingang des Ereigniszählers Z2 zugeführt, an dessen Zähleingang 35 die ausgangsseitigen Impulse der monostabilen Kippstufe MK1 über das UND-Gatter G anliegen. Der zweite Λ

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Eingang des UND-Gatters G ist mit dem Ausgang des Komparators K verbunden, dessen Eingang über den Anschluß x5 das nicht regenerierte AM-Demodulationsprodukt zugeführt wird. Das an x4 anliegende Signal weist durch 5 die Regeneration gegenüber dem an x5 anstehenden AM-Demodulationsprodukt eine Nacheilung von Bit/2 auf.

Der Komparator K stellt in Verbindung mit dem einstellbaren Widerstand R eine Schwellwertschaltung dar, die lediglich dann ein Ausgangssignal an den zweiten Ein-10 gang des UND-Gatters G abgibt, wenn der AM-Wechselspan-φ * nungsanteil des nichtregenerierten AM-Demodulations- produktes eine ausreichende Größe erreicht hat. Auf diese Weise ist sichergestellt, daß der Ereigniszähler Z2 nur dann jeden zweiten Impuls am Ausgang der mono-15 stabilen Kippstufe MK1 zählt, wenn ein auswertbares AM-Demodulationsprodukt vorliegt. Sobald der Ereigniszähler Z2 die innerhalb eines Bewertungszeitraumes vorgegebene Zählstellung erreicht bzw. überschreitet, wird über den dem Ereigniszählerausgang nachgeschalte-20 ten Vergleicher V ein Signal am Eingang der bistabilen Kippstufe BK2 wirksam, das im Zeitpunkt der Abgabe eines Rückstellimpulses des Rahmenzählers Z1 über den Ausgang dieser bistabilen Kippstufe als impulsförmiges Q Umschaltsignal an die Schaltvorrichtung 13 abgegeben 25 wird. Wie Fig. 3 ferner zeigt, ist der Vergleicher V weiterhin mit den Ausgängen der Kodier Schaltung CS verbunden, in die der Zählwert des Ereigniszählers Z2 eingespeichert ist, ab dem am Vergleicherausgang eine Umschaltung vorgenommen werden soll.

30

Der Vollständigkeit halber ist in Fig. 4 noch eine Ausführungsform eines sperrbaren Phasenvergleichers Ph nach Fig. 3 dargestellt. Er weist im wesentlichen zwei Signalwege zwischen seinen beiden Eingangsan-35 Schlüssen y1 und y2 und seinen beiden Ausgangsanschlüssen y3 und y4 auf. Im einen Signalweg sind hintereinander die bistabile Kippstufe BK11, das Verzögerungs- *

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glied X2, die bistabile Kippstufe BK12 und die bistabile Kippstufe BK13 angeordnet. Im zweiten Signalweg befindet sich die Hintereinanderschaltung der bistabilen Kippstufen BK21, BK22 und BK23. Für die Takt-5 Steuerung der bistabilen Kippstufen BK12 und BK22 ist die monostabile Kippstufe MK2 vorgesehen, die eingangsseitig mit dem Eingangsanschluß y2 verbunden ist. Die bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 werden für das Sperren des Phasenschiebers Ph benötigt und sind 10 hierzu mit ihren Takteingängen mit dem Sperreingang @ * y5 verbunden. Weiterhin ist in diesem Zusammenhang die monostabile Kippstufe MK3 zu nennen, die eingangsseitig ebenfalls mit dem Sperreingang y5 verbunden ist und ausgangsseitig mit den Rückstelleingängen R der 15 bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 zusammengeschal-tet ist. Wie Fig. 4 ferner erkennen läßt, ist der Eingangsanschluß y2 sowohl mit dem Eingang der bistabilen Kippstufe BK21 als auch mit dem Rückstelleingang R der bistabilen Kipp stufe BK11 verbunden. In 20 gleicher Weise ist der Eingangsanschluß y1 mit dem Eingang der bistabilen Kippstufe BK11 und dem Rückstelleingang R der bistabilen Kippstufe BK21 verbunden.

Θ..

25 Im Schaltbild der Fig. 4 sind an verschiedenen Stellen der Schaltung die kleinen Buchstaben a, b, c, d, e, f, g, h angegeben, die in den folgenden Figuren 5 und 6 Zeitdiagrammen zugeordnet sind, die die an diesen Stellen auftretenden Spannungsverläufe wiedergeben.

30 Anhand dieser Zeitdiagramme soll nun im folgenden die Wirkungsweise des Phasenvergleichers Ph nach Fig. 4 noch näher erläutert werden.

Die Zeitdiagramme nach Fig. 5 stellen zunächst den 35 Fall dar, in dem das am Eingangsanschluß y1 anliegende FM-Demodulationsprodukt dem am Eingangsanschluß y2 anliegenden AM-Demodulationsprodukt um 180° entsprechend

V

-17 - 79 P 6 5 2 6 einem halben Bit voreilt. Die zugehörigen Pulsfolgen sind in den Diagrammen a und b der Fig. 5 dargestellt. Es ist dabei davon auszugehen, daß die bistabilen Kippstufen BK11 und BK21 lediglich auf die positive Flanke 5 der Pulsfolgen in den Zeitdiagrammen a und b ansprechen. Bei der gegebenen Phasenvoreilung des FM-Demo-dulationsproduktes ergibt sich am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK11 hier kein Signal, weil im Zeitpunkt einer positiven Impulsflanke stets der Rückstell-10 eingang R aktiviert ist. Mangels eines Ausgangssignales ^ * treten auch keine Signale am Eingang und Ausgang der bistabilen Kippstufe BK12 sowie am Ausgang y3 auf. In Fig. 5 ist dies in der im Diagramm c, f, g dargestellten Nullinie zum Ausdruck gebracht.

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Am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK21 im zweiten Signalweg treten entsprechend Diagramm d Impulse auf, deren Dauer gleich der Phasenverschiebung zwischen den Pulsdiagrammen a .und b, also Bithalbe ist. Wie das 20 Diagramm e zeigt, leitet die monostabile Kippstufe MK2 mit jeder positiven Impulsflanke der Pulsfolge a am Eingangsanschluß y2 einen Impuls ab, dessen Dauer ein Viertel eines Bits der Pulsfolge der Diagramme a ©. , und b ist. Mit anderen Worten werden hier mit der po- 25 sitivén Rückflanke die Impulse am Ausgang der monostabilen Kippstufe MK2 das noch Vorhandensein der Impulse nach dem Diagramm d überprüft und bei positivem Ergebnis die bistabile Kippstufe BK22 von ihrem Ruhe- in den Arbeitszustand umgeschaltet. Dieser Vorgang wieder-30 holt sich mit jedem weiteren Impuls, so daß am Ausgang dieser bistabilen Kippstufe entsprechend Diagramm h ein positives Ausgangssignal aufrechterhalten wird. Dieses Ausgangssignal wird im entsperrten Zustand der bistabilen Kippstufe BK23 am Ausgangsanschluß y4 wirk-35 sam und schaltet die Multiplexer MUX1, MUX2 nach Fig.3 im Sinne einer Reduzierung der Phasenablage um. Das » %·

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Entsperren der bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 erfolgt durch den Umschaltimpuls am Sperreingang y5, der mit anderen Worten die bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 für die Durchschaltung eines Signals an ihrem 5 Eingang vorbereitet, während die monostabile Kippstufe MK3 nach einer vorgegebenen Verzögerungszeit beim Zurückkippen in den ünsprungszustand die bistabilen Kippstufen BK13 und BK23 wieder in ihren Ausgangszustand zurückschaltet. Auf diese Weise ist gewährlei-10 stet, daß die erwünschte Phasenanpassung im Zeitbe-0 * reich der Umschaltung lediglich solange aufrecht er halten bleibt, bis die Umschaltung ausgeführt und der geschilderte Regelvorgang in der Summendaten-Taktge-winnung STW abgeklungen ist. Das Zurückschalten der 15 Multiplexer MUX1 und MUX2 in ihre Ausgangsstellung mit dem Zurückkippen der monostabilen Kippstufe MK3 und der damit verbundenen Zustandsänderung an den Rückstelleingängen R der genannten bistabilen Kippstufen löst zwar dann einen weiteren Regelvorgang in der 20 Summendaten-Taktgewinnung aus, der jedoch, da er lediglich eine Phasenänderung von 90° herbeiführt, keinen Bitverlust mit den sich daraus ergebenden Folgen auslös en kann.

. » 25 Die Diagramme der Fig. 6 zeigen die Verhältnisse für den Fall, daß das FM-Demodulationsprodukt in seiner Phase dem AM-Demodulationsprodukt un ein halbes Bit nacheilt. In diesem Falle tritt am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK21 entsprechend dem Diagramm d kein ' 30 Ausgangssignal auf, weil während einer an ihrem Eingang auftretenden positiven Pulsflanke der Rückstelleingang R aktiviert ist. Entsprechendes gilt für das Signal am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK22 und dem Ausgangsanschluß y4. Wie Fig. 6 zeigt, tritt nun-35 mehr am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK11 eine Impulsfolge auf, deren Impulse die Dauer eines halben 4t *·

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Bit aufweisen. Diese Impulse werden im Verzögerungsglied XZ entsprechend Diagramm f um ein halbes Bit verzögert und über die Ausgangsimpulse der monostabilen Kippstufe M2 auf ihre Dauer abgefragt. Entspre-5 chend den in Fig. 5 dargestellten Verhältnissen tritt nunmehr am Ausgang der bistabilen Kippstufe BK12 entsprechend Diagramm g ein Dauersignal auf, das im entsperrten Zustand der bistabilen Kippstufe BK13 an den Ausgangsanschluß y3 gelangt.

10 φ * 6 Patentansprüche 6 Figuren α.

Claims (6)

1. System zum Empfang digitaler Nachrichtensignale, die in Form einer binären Frequenzmodulation einem Träger aufgeprägt sind in einem reflexionsbehafteten Ausbreitlingsmedium, insbesondere für den Empfang bei 5 mobilen Stationen, Weitverkehr und Streustrahl Verbindungen, bei dem die durch Phasen- und Amplitudenverzerrungen auf tretenden Informationsverluste ihra? Ur-igl ' sache nach in zwei sich ergänzenden Anordnungen auto matisch erfaßt werden, von denen die eine einen Fre-10 quenzdiskriminator aufweist, dem eine Einrichtung zum Erkennen von durch Reflexionsverzerrungen verursachten Störspitzen nachgeschaltet ist, sowie eine Schaltung, die diese Störspitzen ausgleicht, und die andere einen Amplitudendemodulator enthält, der dem Frequenz-15 demodulator in einem anderen Zweig parallel geschaltet ist, bei dem ferner die Ausgänge beider Demodulatoren auf einen Umschalter geführt sind, der von einer Am-plitudenmodulations-Auswertevorrichtung gesteuert wird und der bei erkennbarer Amplitudenmodulation ausrei-20 ehender Größe den Amplitudendemodulator und bei er-Φ , . kennbarer Frequenzmodulation den Frequenzdiskriminator samt Störspitzenerkenner auf einen gemeinsamen Ausgang schaltet und bei dem dem Ausgang des AM-Demodulators ein Polarisationsinverter nachgeschaltet ist, der von 25 einem Polaritätsintegrator gesteuert, über einen AM-Entscheider das AM-Demodulationsprodukt abhängig von der Höhe des FM-Demodulationsproduktes im Sinne polaritätsrichtiger AM-Demodulation umsteuert, nach Patent 26 28 997 »dadurch gekennzeichnet, 30 daß der den Ausgängen der beiden Demodulatoren zugeordnete Umschalter zu einer Schaltanordnung (13) mit einem Doppelumschalter (U) für die gleichzeitige Umschaltung zwischen dem FM-Takt und dem AM-Takt sowie V. * * « - 2 - 73 P 6 5 2 6 BRD dem regenerierten FM-Demodulationsprodukt und dem regenerierten AM-Demodulationsprodukt erweitert ist, daß in diese? Schaltanordnung ferner eine zumindest im Zeitraum eines fehlenden auswertbaren AM-Demodulationsprc-5 duktes gesperrte, einen Phasenausgleich zwischen dem AM-Demodulationsprodukt bzw. dem AM-Takt und dem FM-Demodulationsprodukt bzw. dem FM-Takt herbeiführende Phasennachführeinrichtung (PE) vorgesehen ist und daß der AM-Entscheider (14) zur Ableitung sowohl das Schalt-10 signais für den Doppelumschalter als auch des Steuer-φ Signals für die sperrbare Phasennachführeinrichtung eine ZeitbewertungsSchaltung (ZB) aufweist.

2. System nach Anspruch 1, dadurch g e -15kennzeichnet , daß die Phasennachführeinrichtung aus in der Zuführung des FM-Taktes und in der Zuführung des AM-Demodulationsproduktes zum Doppelumschalter (U) angeordneten, von einem Phasenvergleicher (Ph) gesteuerten Verzögerungsanordnungen besteht. 20

3. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß jede Verzögerungsanord-’. nung ein taktgesteuertes Schieberegister (SR1, SR2) © · · aufweist, dessen Takt vom FM-Takt abgeleitet ist, je- 25 doch eine gegenüber diesem wesentlich erhöhte Taktfrequenz hat und daß den Stufenausgängen des Schieberegisters ein von Phasenvergleicher (Ph) gesteuerter, die Verzögerungsanordnung vervollständigender Multiplexer (MUX1, MUX2) nachgeschaltet ist. 30

4. System nach Anspruch 3> dadurch gekennzeichnet , daß die Frequenz des Steuertaktes für die Schieberegister (SR1, SR2) gleich der vierfachen Frequenz des FM-Taktes ist und daß die Steu- 35 erung der aus je einem Schieberegister mit Multiplexer (MUX1, MUX2) bestehenden Verzögerungsanordnung in Phasenschritten von - 90° vorgenommen ist. * « *

5. System nach einem der vorhergehenden3Anspri§cf^P dadurch gekennzeichnet, daß der AM-Entscheider aus der Hintereinanderschaltung der eingangsseitigen Zeitbewertungsschaltung (ZB) und einer 5 ausgangsseitigen Koinzidenzschaltung (BK2) besteht, daß ferner die ZeitbewertungsSchaltung als Zeittor einen die Pulsflanken des regenerierten AM-Demodula-tionsproduktes zählenden Rahmenzähler (Z1) aufweist, der mit Vollendung eines Rahmenzyklus einen Impuls an 10 den einen Eingang der Koinzidenzschaltung und an den φ ' Rückstelleingang eines ebenfalls Pulsflanken des rege- nerierten AM-Demodulationsproduktes zählenden Ereig-niszähleis (Z2) abgibt, der bei Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes die Abgabe eines Steuerimpulses 15 an den zweiten Eingang der Koinzidenzschaltung auslöst und daß dem Zähleingang des Ereigniszählers ein UND-Gatter (G) vorgeschaltet ist, das vom Ausgangssignal eines Schwellwert-Komparators (K) dann und nur dann offen gesteuert ist, wenn das an seinem Eingang an-20 stehende nicht regenerierte AM-Demodulationsprodukt einen vorgegebenen Schwellwert über- bzw. unterschreitet.

. 6. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, 25 dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des AM-Entscheiders (14) als Steuersignal der sperrbaren bzw. entsperrbaren Phasennachführ-einrichtung (PE) unmittelbar und als Umschalt signal dem Doppelumschalter (U) mittelbar über ein Verzögerungs-50 glied (ΖΊ) zugeführt ist.