DE69527937T2

DE69527937T2 - Empfänger mit einstellbarem symbolentscheider

Info

Publication number: DE69527937T2
Application number: DE69527937T
Authority: DE
Inventors: Hilson Richards
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-09-29
Filing date: 1995-09-01
Publication date: 2003-04-24
Anticipated expiration: 2015-09-02
Also published as: JP3639595B2; RU2151467C1; GB9419630D0; EP0732020A1; DE69527937D1; KR960706732A; TW293207B; JPH09505972A; CN1136377A; IN184246B; WO1996010309A1; US5732110A; KR100350563B1; CN1078788C; BR9506387A; EP0732020B1

Description

Technischer Bereich

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger mit einem einstellbaren Symbolentscheider und insbesondere aber nicht ausschließlich auf einen Null-ZF-Empfänger für FSK-Signale. In einem derartigen Empfänger wird der Ausgang des Demodulators einem Symbolslicer zugeführt, der im Falle von 2 Pegelmodulation eine Entscheidung trifft, wenn das Symbol sagen wird eine binäre 1 oder eine binäre 0 ist, je nachdem, ob das Signal sich über oder unter einem Slice-Schwellenpegel befindet.

Stand der Technik

Ein Problem bei Empfängern im Allgemeinen ist, dass die Frequenz des Ortsoszillators mit der Temperatur und mit der Alterung des Kristalls schwankt, was bedeutet, dass es zwischen der Mittenfrequenz des Senders und der Frequenz des Ortsoszillators des Empfängers einen zeitvariablen Offset gibt. Um mit der Schwankung fertig zu werden hat ein Empfänger eine Toleranz, ausgedrückt in Hertz, damit er imstande ist, übertragene Daten zu empfangen, während dieser Offset existiert. Wenn aber der Offset zu groß wird, wird der Empfänger versagen, die übertragenen Daten zu empfangen. Bei höheren Frequenzen, wie in dem UHF-Band (um 900 MHz herum) ist, obschon die Kristallalterung und die Schwankung der Temperatur des Oszillators, ausgedrückt als Teile per Million (ppm) dieselben sind wie bei niedrigeren Frequenzen, die wirkliche Schwankung ausgedrückt in Hertz größer und dadurch wird die Toleranz des Empfängers zum Empfangen von Daten überschritten, so dass zusätzliche Maßnahmen erforderlich sind um zu gewährleisten, dass der Empfänger unter solchen Umständen nach wie vor funktioniert.
Normalerweise fügen Entwerfer von Empfängern eine automatische Frequenzregelung (AFR) hinzu um die Offsetleistung des Empfängers zu erweitern. Solche AFR-Techniken erfordern oft, dass der Frequenzoffset gemessen wird und dass dies benutzt wird zur Steuerung der Frequenz des Ortsoszillators, und zwar derart, dass der Frequenzoffset minimiert wird. Anwendung von AFR geht mit Nachteilen einher, die beinhalten, dass eine zusätzliche Schaltungsanordnung vorgesehen werden soll zur Steuerung des Ortsoszillators und dass gewährleistet wird, dass das Signal, das empfangen wird, dasjenige Signal ist, dessen Offset man messen möchte. Bei Systemen, bei denen der Sender nicht ständig eingeschaltet ist, ist es notwendig, zu gewährleisten, dass das Steuersignal zu dem Ortsoszillator nicht auf das Kanalrauschen reagiert und dass gewährleistet wird, dass das AFR-System nicht auf Nachbarkanalsignale mit einem hohen Pegel reagiert.

Beschreibung der Erfindung

Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung den Effekten großer Frequenzoffsets zwischen einer Mittelfrequenz eines Senders und der Frequenz des Ortsoszillators in einem Null-ZF-Empfänger zu begegnen.
Nach der vorliegenden Erfindung wird ein FSK-Empfänger geschaffen mit Mitteln zum Erzeugen von impulsartigen Darstellungen proportional zu der Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz des empfangenen Signals und einem Signal des Ortsoszillators, mit Mitteln zum Verwenden der impulsartigen Darstellungen zum Erzeugen einer augenblicklichen Darstellung der Frequenz, gekennzeichnet durch Mittel zum Messen von Spitzenausschlägen der augenblicklichen Darstellungen der Frequenz, mit Mitteln zum Ermitteln der Differenz zwischen den Spitzenausschlägen und mit Mitteln zum Berechnen wenigstens eines Symbol Slice Pegels aus der Differenz zwischen den Spitzenausschlägen.
Für ein M. Modulationsschema, das (M-1) Symbol Slice Pegel erfordert, können die Mittel zum Berechnen des Symbol Slice Pegels oder einer Anzahl Symbol-Slice-Pegel Mittel aufweisen zum Implementieren eines Algorithmus
wobei MIN der minimale Spitzenausschlag ist, wobei MAX der maximale Spitzenausschlag ist und wobei M die Anzahl Modulationspegel ist.
Im Falle eines 2-Pegel-Signals vereinfachen die Mittel zum Berechnen eines Symbol Slice Pegels unter Anwendung des Algorithmus zu Mitteln zum Berechnen die Hauptabweichung der Spitzenausschläge, wobei diese Hauptabweichung proportional zu dem Offset zwischen der ausgesendeten Mittenfrequenz und der Frequenz des Ortsoszillators ist, und zum Mitteln zum Einstellen des Slicepegels auf die Hauptabweichung.
Die vorliegende Erfindung schafft ebenfalls einen FSK-Empfänger mit einer Null-ZF-Stufe mit einem Ortsoszillator, wobei Demodulationsmittel Mittel enthalten zum Erzeugen impulsartiger Darstellungen eines empfangenen Signals, wobei die impulsförmigen Darstellungen proportional ist zu der Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz des empfangenen Signals und dem Signal des Ortsoszillators, Mittel, die mit den Demodulationsmitteln gekoppelt sind zum Zählen der Impulse, Filtermittel mit einer differenziellen Funktion, gekoppelt mit den genannten Zählmitteln zum Schaffen einer demodulierten Darstellung des Signals, gekennzeichnet durch Mittel zum Speichern der maximalen und minimalen Werte der demodulierten Darstellung des Signals, Mittel um zu Bestimmen, ob die Anzahl während aufeinander folgender Perioden entsprechend im Wesentlichen einer Symbolperiode oder einem Teil einer Symbolperiode eines Modulationssignals, empfangener Impulse einen zur Zeit gespeicherten maximalen oder minimalen Wert übersteigt, Mittel, die reagieren auf eine Änderung in wenigstens einem der maximalen und minimalen Werte zum Berechnen des Mittelwertes des demodulierten Signals, das proportional ist zu dem Frequenzoffset, Mittel zum Bestimmen der Symbol Slice Pegel aus den maximalen und minimalen Werten und Mittel zum Slicen der demodulierten Darstellung des Signals zum Erzeugen der wiederhergestellten Daten.
Eine einstellbare Symbol-Slice-Demodulation an sich hat eine Anzahl günstiger Merkmale gegenüber Steuer-AFR-Systemen mit einer geschlossenen Schleife und von dem Integratortyp. Einstellbare Bitslice-Demodulation erfordert nicht eine Schleifenregelung mit der einhergehenden Gefahr der Speicherung nicht einwandfreier Werte. Weiterhin ist sie schnell handelnd und selbst korrigierend, was beide von Bedeutung ist, wenn man mit Signalen mit hohen Datenraten fertig werden muss. Als Vergleich, AFR-Systeme mit einer geschlossenen Schleife werden beeinträchtigt, wenn es keinen Träger gibt, sind langsam zum Einfangen von Signalen gegenüber der Signaldatenrate und die Einfangzeit variiert mit dem HF-Signalpegel und dem Offset.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Schwellenpegel der Symbol-Slice bestimmt durch Berechnung der halben Summe der maximalen und minimalen Impulszählwerte für ein 2-Pegel-Modulationssystem.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Reihe Diagramme A bis E, welche die übertragenen binären FSK-Signale (Diagramm A) und die Effekte des Triftes zwischen den Oszillatoren des Senders und des Empfängers (Diagramme B bis E) erläutern,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Null-ZF-Empfängers von einem Typ, wie dieser in der Europäischen Patentschrift EP-A-0 405 679 beschrieben ist,
Fig. 3 Wellenformdiagramme A bis N in Bezug auf die Wirkung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2,
Fig. 4 ein Blockschaltbild zweier alternativer Ausführungsformen eines einstellbaren Symbolslicers,
Fig. 5 eine NRZ-übertragenen binären Wellenform,
Fig. 6 eine Darstellung des R-Impulses und des S-Impulses von dem Empfänger nach Fig. 1, welche die Wellenform nach Fig. 5 darstellen, wenn diese mit Kanalrauschen empfangen wird,
Fig. 7 eine Graphik des Ausgangssignals des Vorwärts-Rückwärts- Zählers 54 nach Fig. 3,
Fig. 8 eine Graphik der Differenz zwischen dem aktuellen Zählwert am Ausgang des Vorwärts-Rückwärts-Zählers und des Zählwertes eine Symbolperiode früher zusammen mit den wiederhergestellten Daten,
Fig. 9 bis 11 Graphiken, die darstellen, wie die variablen Symbolslicepegel für verschiedene Verschiebungen in den Offset-Frequenzen erhalten werden, wobei die Eingangsdaten und die wiederhergestellten Daten über jeder Graphik für 2 Pegel dargestellt sind,
Fig. 12 ein schematisches Blockschaltbild einer Implementierung eines Algorithmus zum Aktualisieren maximaler und minimaler Werte für 2 Pegel und zum Erzeugen eines Symbol Slice Pegels,
Fig. 13 eine Darstellung des R-Ausgangssignals und des S-Ausgangssignals für ein 4 Pegel moduliertes Signal,
Fig. 14 den augenblicklichen Wert des Zählers, wenn der R-Impuls und der S-Impuls nach Fig. 13 zugeführt werden, und
Fig. 15 eine Graphik, welche die Differenz zwischen dem augenblicklichen Zählerausgang und dem Ausgang um eine Symbolperiode früher zusammen mit drei Slicepegeln darstellt.
In der Zeichnung sind für entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen verwendet worden.

Moden zum Durchführen der vorliegenden Erfindung

In Fig. 1 stellt das Diagramm A ein übertragenes binäres "0"-Signal und ein "1"-Signal als FSK-Signal gegenüber einer zentralen Frequenz fC eines Senders dar. Das Diagramm B zeigt die Umhüllende des Empfängerkanalfilters RCF und zeigt dieselben Signale gegenüber der Frequenz fL des Ortsoszillators, die dem Wert fC entspricht. In diesem Fall gibt es zwischen fL und fC keinen Frequenz-Offset. Die Darstellung auf der rechten Seite der Frequenzumhüllenden bezieht sich auf die impulsförmigen Darstellungen dieser binären Signale, erzeugt von der Schaltungsanordnung aus Fig. 2. Diese impulsförmigen Darstellungen sind proportional zu der Differenz zwischen der aktuellen Frequenz des empfangenen Signals und der Frequenz des Ortsoszillators. In Fig. 1 sind die Impulsdarstellungen der binären "0" und "1" durch R bzw. S bezeichnet. Die Diagramme C, D und E zeigen den Effekt der Triftung der Frequenz fL des Ortsoszillators, so dass der Offset zwischen der zentralen Frequenz fc des Senders und der Frequenz fL des Ortsoszillators des Empfängers von C zu U zunimmt, und zwar dermaßen, dass die binäre "1" nicht länger detektierbar ist, wie durch das Fehlen von "S"-Impulsen in der Darstellung auf der rechten Seite des Diagramms E dargestellt ist. Wenn also eine Schaltungsanordnung für eine feste Symbolslice mit dem Ausgang des Empfängers nach Fig. 2 verbunden ist, würde die binäre "1" nicht delektiert werden, was verursacht, dass die demodulierte Darstellung des übertragenen Signals, d. h. die wiederhergestellten Daten, nicht einwandfrei sind. Wenn AFR angewandt worden war, könnte die Frequenz des Ortsoszillators in Richtung der zentralen Frequenz fC des Senders gezogen werden. Wie aber eingangs erläutert, gibt es einige Nachteile bei der Anwendung von AFR.
In Fig. 2 umfasst der Empfänger eine Antenne 10 zum Empfangen von FSK-Signalen fC ± δf, wobei fC eine Nenn-Trägerfrequenz ist und δf die Abweichungsfrequenz beispielsweise 4,8 kHz für ein Datensignals von 1200 Bits/Sekunde ist. Diese Signale werden ersten Eingängen einer ersten und einer zweiten Mischstufe 12 bzw. 14 zugeführt. Ein Ortsoszillator 16, der eine Frequenz fL erzeugt, wobei idealerweise gilt: fC = fL, ist mit zweiten Eingängen der ersten und der zweiten Mischstufe 12, 14 verbunden. Im Falle der Mischstufe 14 ist in die Signalstrecke zwischen dem Ortsoszillator 16 und der Mischstufe 14 ein 90º Phasenschieber 18 aufgenommen. Die Differenzfrequenzen, die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischstufe sind, sind fL - (fC + δf), wenn das Eingangssignal fC + δf ist, und fL - (fC - -δf), wenn das Eingangssignal fC - δf ist.
In einer nicht dargestellten Anordnung des Vorfeldes des Empfängers ist der Phasenschieber 18 in eine der Signalstrecken zwischen der Antenne 10 und der ersten oder zweiten Mischstufe 12 oder 14 eingefügt und der Ortsoszillator 16 ist unmittelbar mit den zweiten Eingängen der Mischstufen 12, 14 verbunden. In anderen nicht dargestellten Anordnungen des Vorfeldes des Empfängers sind ein + 45º-Phasenschieber und ein -45º-Phasenschieber entweder in der betreffenden Ortsoszillatorstrecke oder in der betreffenden Eingangssignalstrecke vorgesehen.
Die quadraturbezogenen Differenzsignale werden in Tiefpassfiltern 20, 22 gefiltert und danach in betreffenden Begrenzungsverstärkern 24, 25 stark begrenzt, wobei diese Verstärker das I- und das Q-Rechtecksignal liefern.
Das I- und das Q-Signale werden danach einem Demodulator DEM zugeführt. Zunächst werden die Impulssequenzen I', ', Q' und ' von den in der Amplituden begrenzten I- und Q-Rechtecksignalen hergeleitet unter Verwendung von monostabilen Schaltungsanordnungen 26, 28, 30, 32 und von Invertern 27, 31. Die Demodulatorschaltung umfasst vier Paare von zwei Eingangs-UND-Gattern 36, 37; 38, 39; 40, 41 und 42, 43. Das I-Signal wird UND-Gattern 36, 39 zugeführt, das -Signal wird den Gattern 37, 38 zugeführt, das Q-Signal wird den Gattern 40, 43 und das - Signal wird den Gattern 41, 42 zugeführt.
Die Impulssequenzen I', ', Q' und ' werden den UND-Gattern 40, 41; den Gattern 42, 43; den Gattern 38, 39 bzw. den Gattern 36, 37 zugeführt.
Es sind zwei ODER-Gatter 46, 48 mit vier Eingängen vorgesehen. Die Eingänge A bis D des ODER-Gatters 46 sind mit den Ausgängen von UND-Gattern 36, 38, 40 und 42 verbunden und die Eingänge A bis D des ODER-Gatters 48 sind mit den Ausgängen der UND-Gatter 37, 39, 41 bzw. 43 verbunden. Die ODER-Gatter 46, 48 haben Ausgänge R bzw. S.
Die Wirkung der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung wird nachstehend anhand der Wellenformen in den Diagrammen A bis N in den Fig. 3A und 3B beschrieben, die sich als numerisches Beispiel auf ein idealisiertes 2-Pegel NRZ-Signal beziehen mit einer Symbolrate von 1200 bd (Baud) und mit einer Abweichungsfrequenz von ±4,8 kHz, was 4 Zyklen je Symbol ergibt, wenn es in dem Ortsoszillator und in der Nenn-Mittenfrequenz keinen Trift gibt. Der Bequemlichkeit halber beziehen sich die Diagramme A bis D auf einen Übergang zwischen einer binären "1" und einer "0". Die Diagramme A bis D zeigen die in der Amplitude begrenzten Nicht-Zurück-Nach-Null (NRZ) Recheckwellen I, , Q bzw. , Die Diagramme E bis H sind die Impulssequenzen, die an den Ausgängen der monostabilen Schaltungsanordnungen 26, 28, 30 bzw. 32 auftreten. Es sei bemerkt, dass die Impulse in jeder Sequenz der positiv verlaufenden Flanke in dem betreffenden Recktecksignal entsprechen und dass die Dauer jedes Impulses im Vergleich zu der zugeordneten Rechteckwelle klein ist. In den Paaren von UND-Gattern werden die Eingangs-Rechtecksignale zu einem Zeitpunkt abgetastet, der um nahezu 90º von den Flanken in der Phasen verschoben ist. Die Diagramme I bis L, bezeichnet als A&sub4;&sub6;, B&sub4;&sub6;, C&sub4;&sub6; und D&sub4;&sub6; zeigen die Eingänge A bis D des ODER-Gatters 46. Die Eingänge A bis D des ODER-Gatters 48 sind nicht dargestellt, können aber durch Untersuchung der Diagramme A bis H deduziert werden. Die Diagramme M und N zeigen die Ausgänge R, S der NOR-Gatter 46 bzw. 48.
In dem oben gegebenen numerischen Beispiel wird es, wenn es in der Abweichungsfrequenz einen Offset gibt, so dass, sagen wir eine binäre "1" durch 7,2 kHz dargestellt ist, 6 Zyklen je Symbol geben, was zu 24 Nulldurchgängen je Symbol fuhrt und wenn eine binäre "0" durch 2,4 kHz dargestellt ist, was gleichwertig ist mit 2 Zyklen je Symbol, was zu 8 Impulsen je Symbol führt. Wenn bei jedem Nullübergang ein Impuls erzeugt wird und wenn diese Impulse dann gezählt werden, hat man ein Mittel zum Bestimmen des Frequenzoffsets der FSK-Signale.
Die alternativen Ausführungsformen des einstellbaren Symbolslicers aus Fig. 4 sind zum Gebrauch bei 2-Pegel demodulierten Signalen. Die Ausführungsformen weichen voneinander ab in Bezug auf die Implementierung eines Filters 52A oder 52B mit einer Differenziationsfunktion. Der Ausgang des Demodulators DEM ist mit einem asynchronen Aufwärts-Abwärts-Zähler 54 verbunden, der Eingänge 55, 56 hat, welche die R- und S-Ausgangssignale der ODER-Gatter 46, 48 nach Fig. 2 empfangen. Der Zähler 54 hat einen 6-Bit parallelen Ausgang, der mit einem Filter 52A verbunden ist, das ein 9-stufiges Schieberegister 58 aufweist, das 8 mal je Bitperiode des von dem Empfänger (Fig. 2) empfangenen Signals durch ein Taktsignal CL getaktet wird. Zum Erhalten der Zunahme in der Impulszählung über die vorhergehenden Symbolperiode wird die Differenz zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Schieberegisters 58 erhalten. Ein Verfahren dazu ist, den parallelen Ausgang des Schieberegisters 58 einer Zweierkomplementschaltung zuzuführen. Das Ausgangssignale des parallelen Ausgangs der Schaltungsanordnung 60 wird zusammen mit dem Ausgangssignal des parallelen Ausgangs der ersten Stufe des Schieberegisters 58 einer Summierungsschaltung 62 zugeführt. Die Differenz zwischen den beiden Zählwerten wird mit Hilfe eines parallelen Busses 63 einer Ein-Bit-Vergleichsschaltung 64 zugerührt, die ebenfalls die aktuelle Darstellung des Slice-Pegels von einer Stufe 66 empfängt (beschrieben anhand der Fig. 12). Die Werte an den betreffenden Eingängen werden verglichen und es wird ein 2-Pegel-Datenausgangssignal an der Klemme 68 erzeugt.
Bei der alternativen Ausführungsform des Filters 52B wird das Ausgangssignal vom Zähler 54 der 1-Bit-Verzögerungsstufe 53 sowie einem Eingang einer Subtrahierstufe 57 zugeführt, wobei der zweite Eingang mit einem Ausgang der Verzögerungsstufe 53 gekoppelt ist. Die Kombination der Stufen 53, 57 schafft eine 1 Bit Differenziation. Ein Ausgang der Stufe 57 ist mit einem IIR-Filter (Infinite Impulse Response) 59 gekoppelt. Ein Ausgang des Filters 59 ist mit betreffenden Eingängen der Ein-Bit-Vergleichsstufe 64 und der Stufe 66 gekoppelt.
In alternativen nicht dargestellten Ausführungsformen wird der Anstieg in dem Impulszählwert für einen Teil einer vorhergehenden Symbolperiode dadurch hergeleitet, dass man entweder ein kleineres Schieberegister hat oder dadurch, dass das Schieberegister 58 mit einer höheren Rate getaktet wird.
Das Prinzip der Wirkung des einstellbaren Symbolslicers wird nun anhand der Fig. 5 bis 8 beschrieben. Fig. 5 zeigt eine NRZ binäre Wellenform, die eine übertragene Sequenz binärer Werte 0110010 darstellt. Fig. 6 zeigt das Signal R und S, wenn die übertragene Sequenz empfangen wird, und zwar im Beisein von Rauschwerten. Es wird vorausgesetzt, dass das HF-Signal nahe bei der empfangenen Schwelle liegt. Es gibt ebenfalls einen relativ großen Frequenzoffset zwischen der Frequenz fL des Ortsoszillators des Empfängers und der übertragenen Mittenfrequenz fC, siehe das Diagramm D in Fig. 1.
Der Zähler 54 ist ein 6 Bit Zähler, wobei negative Zählwerte das Zweierkomplement der entsprechenden positiven Zählwerte aufweisen. Wenn der Zähler 54 beim aufwärts zählen das Maximum erreicht, setzt er sich selbst zurück, wie in Fig. 7 dargestellt, und setzt das Zählen fort. Auf gleiche Weise setzt der Zähler, wenn der Zähler abwärts zählt und das Minimum erreicht, sich selbst zurück und setzt das Zählen von oben nach unten fort. In dem Fall des Filters 52A (Fig. 4) bildet zum Bestimmen des Anteils, um den der Zählwert in dem Zähler 54 sich in einer Symbolperiode geändert hat, das Schieberegister 58, die Zweierkomplementstufe 60 und die Summierungsschaltung 62 gemeinsam ein Schiebefenster dadurch, dass der jüngste Zählwert von dem ältesten Zählwert subtrahiert wird, entsprechend einer Symbolperiode früher. Wenn das Schieberegister 58 achtmal mit der Taktrate getaktet wird, wird es in jeder Symbolperiode 8 verschiedene Zählwerte geben. Die jeweiligen Zählwerte sind durch Punkte über und unter der Kurve in Fig. 8 angegeben. Wenn es, wie in diesem Beispiel, einen wesentlichen Offset zwischen dem Ortsoszillator und den Frequenzen des Senders gibt, geht die Kurve nicht niedriger als Null. In Fig. 8 ist dadurch, dass der Symbol Slice Pegel von der Stufe 66 (Fig. 4) so arrangiert wird, dass er einen Wert 7 hat, der Datenausgang eine verzögerte Version des in Fig. 5 dargestellten Eingangs. Der Symbol Slice Pegel für 2 Pegel wird dadurch bestimmt, dass der maximale und der minimale Wert der Differenzzählungen ermittelt wird und dass der Mittelwert derselben genommen wird. In Fig. 8 sind der maximale und der minimale Wert 14 bzw. 0, wobei der Mittelwert 7 ist, was einen Symbol Slice Pegel gleich 7 ergibt. Es sei bemerkt, dass in dem unteren Diagramm nach Fig. 8 Entscheidungen, gemacht durch den Symbolslicer eine zeitverzögerte Version der in Fig. 5 dargestellten NRZ- Binär-Wellenform bildet.
Fig. 9 bis 11 sind Graphiken, die Beispiele der Einstellung der Symbol Slice Pegel für Differenzen in der Verschiebung der Frequenz des Ortsoszillators zeigen. Jede Figur umfasst drei Diagramme, welche die Eingangsdaten ip an dem Sender, die Ausgangsdaten o/p an dem Empfänger und die Änderungen in den maximalen (MAX) und minimalen (MIN) Werten und den Symbol Slice Pegel (SL) darstellen. In diesen Figuren, geben die Pfeilspitzen, die nach unten zeigen, eine Aktualisierung in dem maximalen Wert und die Pfeilspitzen, die nach oben zeigen, eine Aktualisierung in dem minimalen Wert an. Wenn mehr Daten empfangen werden, neigen die Werte des Maximums, MAX, und des Minimums, MIN, und des Symbol Slice Pegels, SL, dazu zu stabilisieren, mit dem Ergebnis, dass die Eingangs- und Ausgangswellenformen einander ähnlich sind. Ein einfacher Algorithmus zum Aktualisieren der maximalen und minimalen Werte für ein 2 Pegel Signal ist:
- Konstante, K = 2 · 4 · Abweichung/Bitrate
- Beim Aufstarten MAX = 0, MIN = 0
- Die Programmschleife ist wie folgt:
- *Wenn VALUE > MAX, dann MAX = VALUE
- Wenn VALUE < MIN, dann MIN = VALUE
- Symbol Slice Pegel = (MAX + MIN)/2
- Wenn MAX - MIN > K, dann
- MAX = MAX - 1
- MIN = MIN + 1
- Zurück zu*
Fig. 12 zeigt in gezogenen Linien eine Hardware Implementierung des Algorithmus zum Aktualisieren der maximalen und minimalen Werte. Der Ausgang der Summierungsschaltung 62 oder des IIR59 (Fig. 4) wird durch einen Bus 63 einem Maximalwertregister (MAX) 70 und einem Minimalwertregister (MIN) 72 zugeführt, die je den aktuellen MAX-Wert und MIN-Wert speichern. Der aktuelle Symbol Slice Pegel SL wird dadurch hergeleitet, dass der Mittelwert der Summe der MAX- und MIN-Werte in der Stufe 74 erhalten wird und dieser der Vergleichsstufe 64 zugeführt wird (Fig. 4).
Die Differenz zwischen den aktuellen MAX- und MIN-Werten wird in einer Stufe 76 hergeleitet und der Ausgang wird einer Vergleichsstufe 78 zugeführt, und zwar zusammen mit dem Wert von K. Wenn MAX-MIN größer ist als K, dann wird ein Ausgang mit einem Wert "1" an einer Leitung 80 geschaffen, die mit den Registern 70, 72 gekoppelt ist/In dem Fall des Registers 70 wird der Wert Eins von dem aktuellen Wert von MAX subtrahiert um einen neuen MAX zu geben, d. h. der neue MAX = (aktueller) MAX - 1. Mit dem Register 72 wird der Wert Eins zu dem aktuellen Wert von MIN addiert um einen neuen MIN-Wert zu geben, d. h. der neue MIN = (aktueller) MIN + 1.
Fig. 12 zeigt ebenfalls durch gestrichelte Linien eine Verfeinerung der Basis Hardware Implementierung des Algorithmus zum Aktualisieren des maximalen und des minimalen Wertes. Die Verfeinerung umfasst die Anordnung von Filtern 82, 84 in dem Bus 63 hinter einem Knotenpunkt 86, von dem ein Eingang zu der Stufe 66 hergeleitet wird und in dem Bus 88 zwischen dem Knotenpunkt 86 und einem Knotenpunkt 90, mit denen die Eingänge des Maximalwertregisters 70 bzw. des Minimalwertregisters 72 verbunden sind. Die Filter 82 und 84 sind digital implementierte Filter. In dem Fall des Filters 82 ist der Entwurf, dass Datensignale der Ein-Bit- Vergleichsstufe 64 zugeführt werden. Das Filter 84 ist ein langsames Filter, dessen Hauptaufgabe es ist, zu vermeiden, dass alle schnellen Übergänge in die Register 70, 72 eintreten und den Slicepegelausgang der Stufe 74 sperren und folglich dafür sorgen, dass die Vergleichsstufe 64 ein Symbol nicht einwandfrei delektiert. Die Grenzfrequenz des Filters 84 ist die höchste Frequenz der Daten oder liegt nahe daran, wobei diese Grenzfrequenz größer sein wird für Werte von M größer als 2.
Bisher wurde die 2-Pegel-Modulation betrachtet, wie diese in dem "CCIR Radiopaging Code No. 1", auch bekannt als "POCSAG" gefunden wird. Die Lehre der vorliegenden Erfindung aber kann auf M. Modulationsschemen angewandt werden. Als Beispiel wird vorausgesetzt, dass M = 4 ist. Ein 4 Pegel Modulationsschema wird benutzt in dem ERMES "paging code", erzeugt von ETSI (European Telecommunications Standards Institute) und die jeweiligen Symbole sind durch die nachfolgenden Frequenzabweichungen gegenüber einer imaginären Mittenfrequenz angegeben.
Für M = 4 sind drei Slice Pegel SL1, SL2 und SL3 (Fig. 15) erforderlich um zwischen den 4 Symbolen zu unterscheiden. Ein allgemeiner Algorithmus zum Berechnen von Slice Pegeln aus den maximalen (MAX) und minimalen (MIN) Pegeln ist:
wobei M die Anzahl Pegel ist.
Also für M = 4 gibt es 3 Slice Pegel i = 1, 2, 3 gegeben durch:
Fig. 13 zeigt den R- und den S-Ausgang (Fig. 2) in Bezug auf ein 4 Pegel Signal und setzt voraus, dass es zwischen der Mittenfrequenz fC des Senders und der Frequenz fL, des Ortsoszillators keine Frequenzabweichung gibt und dass es in dem empfangenen Signal keinen Rauschanteil gibt.
Fig. 14 ist eine Graphik der Zählwerte in dem Zähler 54 (Fig. 4).
Fig. 15 ist eine Graphik der Differenzzählwerte, wobei die Slice Pegel SL1, SL2, SL3 dargestellt sind. Es sei bemerkt, dass dadurch, dass an den Nulldurchgängen des Datensignals Entscheidungen gemacht werden, die ursprünglichen Datenwerte wiederhergestellt werden.

Industrielle Anwendbarkeit

Datenempfänger, insbesondere aber nicht ausschließlich digitale Personenrufempfänger.

Claims

1. FSK-Empfänger mit Mitteln (DEM) zum Erzeugen von impulsartigen Darstellungen proportional zu der Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz des empfangenen Signals und einem Signal des Ortsoszillators, mit Mitteln (52A oder 52B) zum Verwenden der impulsartigen Darstellungen zum Erzeugen einer augenblicklichen Darstellung der Frequenz, gekennzeichnet durch Mittel (70, 72) zum Messen von Spitzenausschlägen der augenblicklichen Darstellungen der Frequenz, mit Mitteln (66) zum Ermitteln der Differenz zwischen den Spitzenausschlägen und mit Mitteln (66) zum Berechnen wenigstens eines Symbol Slice Pegels aus der Differenz zwischen den Spitzenausschlägen.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (66) zum Berechnen des Symbol Slice Pegels oder einer Anzahl Symbol Slice Pegel ein Mittel umfassen zum Implementieren eines Algorithmus

wobei MIN der minimale Spitzenausschlag ist, wobei MAX der maximale Spitzenausschlag ist und wobei M die Anzahl Modulationspegel ist.

3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (66) zum Berechnen eines Symbol Slice Pegels Mittel (74) umfassen zum Berechnen der mittleren Abweichung der Spitzenausschläge, wobei diese mittlere Abweichung proportional zu dem Offset zwischen der übertragenen Mittenfrequenz und der Frequenz des Ortsoszillators ist, und Mittel (74) umfassen zum Einstellen des Symbol Slice Pegels auf die mittlere Abweichung.

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulator einen einstellbaren Symbol Slicer umfasst, der asynchrone Aufwärts/Abwärts- Zählermittel (54) aufweist mit einem Zunahmeeingang und einem Abnahmeeingang, der eine erste und eine zweite Reihe von Ausgangsimpulsen empfängt, Filtermittel (52A oder 52B) mit einer Differenzierungsfunktion, und Mittel, die mit den Symbolperioden synchronisiert sind zum Ermitteln der wiederhergestellten Daten als die diskrete Differenziation der integrierten Impulszählung.

5. Empfänger nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch erste und zweite Mittel (70, 72) zum Speichern des maximalen bzw. des minimalen Zählwertes, durch Mittel (76, 78) zum Ersetzen des maximalen oder minimalen gespeicherten Wertes, wenn ein Zählwert in der betreffenden Richtung den aktuell gespeicherten maximalen oder minimalen Zählwert übersteigt und durch Mittel (74), die mit den genannten ersten und zweiten Mitteln gekoppelt sind zum Ermitteln der Symbol Slice Schwellenwerte(s) auf Basis eines Algorithmus:

wobei MIN die minimalen Spitzenausschläge ist, MAX der maximale Spitzenausschlag ist und M die Anzahl Modulationspegel ist.

6. Empfänger nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch erste und zweite Mittel (70, 72) zum Speichern der maximalen bzw. minimalen Zählwerte, durch Mittel (76,78) zum Ersetzen des maximalen oder minimalen gespeicherten Wertes, wenn ein Zählwert in der betreffenden Richtung den aktuell gespeicherten maximalen oder minimalen Zählwert übersteigt und durch Mittel (74), die mit den genannten ersten und zweiten Mitteln gekoppelt sind zum Ermitteln des Symbol Slice Schwellenpegels auf Basis der halben Summe der aktuell gespeicherten maximalen und minimalen Zählwerte.

7. Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Übergangssperrmittel (84) zum Sperren schneller Übergänge, die mit den genannten Mittel zum Berechnen wenigstens eines Symbol Slice Pegels gekoppelt sind.

8. FSK-Empfänger mit einer Null-ZF-Stufe mit einem Ortsoszillator, wobei Demodulationsmittel (DEM) Mittel enthalten zum Erzeugen impulsartiger Darstellungen eines empfangenen Signals, wobei die impulsförmigen Darstellungen proportional sind zu der Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz des empfangenen Signals und dem Signal des Ortsoszillators, Mittel (54), die mit den Demodulationsmitteln gekoppelt sind zum Zählen der Impulse, Filtermittel (52A oder 52B) mit einer differenziellen Funktion, gekoppelt mit den genannten Zählmitteln zum Schaffen einer demodulierten Darstellung des Signals, gekennzeichnet durch Mittel (70, 72) zum Speichern der maximalen und minimalen Werte der demodulierten Darstellung des Signals, Mittel (76, 78) um zu Bestimmen, ob die Anzahl während aufeinander folgender Perioden entsprechend im Wesentlichen einer Symbolperiode oder einem Teil einer Symbolperiode eines Modulationssignals, empfangener Impulse einen zur Zeit gespeicherten maximalen oder minimalen Wert übersteigt, Mittel (74), die reagieren auf eine Änderung in wenigstens einem der maximalen und minimalen Werte zum Berechnen des Mittelwertes des demodulierten Signals, das proportional ist zu dem Frequenzoffset, Mittel (74) zum Bestimmen der Symbol Slice Pegel aus den maximalen und minimalen Werten und Mittel (64) zum Slicen der demodulierten Darstellung des Signals zum Erzeugen der wiederhergestellten Daten.

9. Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Null- ZF-Stufe Mittel (12, 14, 16, 18) umfasst oder quadraturbezogene erste und zweite Signale erzeugt, dass die Mittel (DEM) zum Erzeugen impulsartiger Darstellungen proportional zu der Differenz zwischen der augenblicklichen Frequenz des empfangenen Signals und der Signal des Ortsoszillators Mittel (27, 31) umfasst zum Schaffen invertierter Versionen des ersten und des zweiten Signals als drittes bzw. viertes Signal, Mittel (26, 28, 30, 32) zum Erzeugen eines Impulses beim Auftreten einer vorbestimmten Flanke des ersten, zweiten, dritten und vierten Signals, Mittel (46, 48) zum Erzeugen einer ersten Reihe von Aus gangsimpulsen, wenn das erste Signal dazu führt, dass das zweite Signal phasengleich ist und einer zweiten Reihe von Ausgangsimpulsen, wenn das zweite Signal dazu führt, dass das erste Signal phasengleich ist.

10. Empfänger nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen einstellbaren Symbolslicer mit asynchronen Aufwärts/Abwärts-Zählermitteln (54) mit einem Zunahme-Eingang (55) und einem Abnahme-Eingang (56), die mit der ersten und der zweiten Reihe von Ausgangsimpulsen gekoppelt sind, dass das Filter Mittel (58, 60, 62) umfasst zum Schaffen eines Schiebefensters zum Beobachten von Ausgangszählwerten des Zählers, die durch eine vorbestimmte Zeitperiode voneinander getrennt sind und Mittel (64), die zu den Symbolperiode synchronisiert sind zum Bestimmen der wiederhergestellten Daten als die diskrete Differenziation der integrierten Impulszählung.