CN1078788C - 具有可调符号限幅解调器的接收机 - Google Patents

Abstract

FSK零IF接收机具有产生作为一系列重复频率大于调制信号的符号率的窄脉冲的能解调制信号的表示的装置(DEM)和用于确定数据的可调符号限幅解调器(54至66)。该解调器具有调整与偏移频率的脉冲状表示无关的符号限幅阈值的装置，由于本振和标称发射机载频(f_L和f_c)之间的漂移的缘故，偏移频率可以不相同。调整符号限幅阈值的装置包括：测量频率的瞬时表示的峰值偏移的装置，峰值偏移的差值正比于发射频偏，计算峰值偏移的平均偏移的装置，该平均偏移正比于发射中心频率和本振频率之间的偏移，以及在2电平信号的情况下将符号限幅电平设定为平均偏移或者在M元信号的情况下将符号限幅电平设定为多个符号限幅电平的装置。

Description

具有可调符号限幅解调器的接收机

技术领域

本发明涉及具有可调符号限幅解调器的接收机，尤其但不仅仅涉及FSK信号的零IF接收机。在这种接收机中，解调器的输出传送给符号限幅器，在2电平调制的情况下，该符号限幅器根据信号是高于还是低于限幅阈值电平作出符号是表示二进制1还是二进制0的判断。

背景技术

一般说来，接收机的问题在于本振频率随温度和晶体老化而漂移，即意味着在发射机中心频率和接收机本振频率之间存在时变偏离。为了解决和克服漂移，接收机具有在存在这种偏离时能够接收发送数据的容许偏差，该容许偏差用赫兹来表示。但是，如果偏离过大，接收机将不能够接收发送数据。在较高频率下，例如在UHF频带(约900MHz)中，虽然用百万分率(ppm)表示的晶体老化和振荡器温度漂移也许与在较低频率下的无甚区别，但用赫兹表示的实际漂移较显著，并且由于超过了接收机接收数据的容许偏差，所以需要额外的措施来保证接收机在这种条件下仍正常工作。

接收机设计者通常增加自动频率控制(AFC)来扩展接收机的偏移性能。这种AFC技术经常要求频偏可被测量并利用频偏来如此地控制本振频率，即使频偏最小。采用AFC不是没有其缺点的，这些缺点包括必需设置附加电路来控制本振和保证正在接收的信号就是其频偏正是理想测量级信号。在发射机不总是接通的系统中，必需保证对本振的控制信号不对信道噪声作出响应、AFC控制系统不对高电平的相邻信道信号作出响应。

发明概述

本发明的目的就是抵消零IF接收机中发射机中心频率和接收机本振之间大的频偏的影响。

根据本发明，提供了FSK接收机，它包括：产生正比于接收信号的瞬时频率和本振信号的差值的脉冲状表示的装置，利用该脉冲状表示产生频率的瞬时表示的装置，测量频率的瞬时表示的峰值偏移的装置，峰值偏移的差值正比于发射频偏，根据该峰值偏移的差值计算至少一个符号限幅电平的装置。

M进制调制方案需要(M-1)个符号限幅电平，计算一个或多个符号限幅电平的装置可以包括实现以下算法的装置： $\mathrm{MIN}+(\mathrm{MAX}-\mathrm{MIN})\·\frac{2i-1}{2(M-1)}{I}_{i=1...(M-1)}$

其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是调制电平数。

在2电平信号的情况下，利用该算法计算符号限幅电平的装置简化为计算峰值偏移的平均偏移的装置和将限幅电平设定为该平均偏移的装置，该平均偏移正比于发射中心频率和本振频率的频偏。

本发明还提供了FSK接收机，它包括：包括本振的零IF级，具有产生接收信号的脉冲状表示的装置的解调装置，该脉冲状表示正比于接收信号的瞬时频率和本振信号的差，与解调装置连接以便对脉冲进行计数的装置，与所述计数装置连接以便提供解调的信号表示、具有差分功能的滤波装置，存储解调的信号表示的最大和最小值的装置，判断在大体上相应于调制信号的符号周期或符号周期的一部分的连续时间间隔内接收的脉冲的个数是否超过当前存储的最大或最小值的装置，响应最大和最小值至少之一的变化以便计算正比于频偏的解调信号平均值的装置，根据最大和最小值确定(各)符号限幅电平的装置以及对信号的解调表示进行限幅来产生被恢复数据的装置。

可调符号限幅解调独立地具有优于积分器类型的闭环控制AFC系统的若干有利特点。可调位限幅解调不需要具有存储不正确值的相关危险的环路控制。此外，它是快响应和自我校正的，在处理高数据率的信号时，这两个特点是很重要的。相反地，闭环AFC系统在无载波时受到不利影响，相对于信号的数据率，它俘获信号的速度较慢，并且俘获时间随rf信号电平和偏移而发生变化。

在本发明的一实施例中，通过对2电平调制系统计算最大和最小脉冲计数值的一半来确定符号限幅阈值电平。

附图概述

现在将参看附图举例描述本发明，其中：

图1是说明被发送的二进制FSK信号(图A)以及发射机和接收机振荡器之间的漂移的影响(图B至E)的一系列图A至E；

图2是欧洲专利说明书EP-A-0405679中公开的那种零IF接收机的方框示意图；

图3包括与图2所示电路的操作有关的波形图A至N；

图4是可调符号限幅器两个另外实施例的方框示意图；

图5表示NRZ被发送二进制波形；

图6表示当与信道噪声同时接收时表示图5所示波形的图1接收机的R和S脉冲；

图7是图3增减计数器54的输出的图示；

图8是增减计数器输出端的当前计数值和前一个符号周期的计数值之差的图示，包括了被恢复数据；

图9至11是说明对于偏移频率中不同的漂移如何获得(各)可变符号限幅电平的图示，示出了输入和被恢复数据高于各图示2个电平；

图12是用于更新2电平的最大和最小值和产生符号限幅电平的算法的实施的方框示意图；

图13表示4电平被调制信号的R和S输出；

图14表示在施加图13的R和S脉冲时计数器的瞬时值；

图15是表示瞬时计数器输出和前一个符号周期的输出之差的图示，包括三个限幅电平。

图中相同的标号用来表示相应的部件。

完成发明的方式

参看图1，图A将被发送二进制“0”和“1”表示为相对于发射机中心频率f_C的FSK信号。图B表示接收机信道滤波器包括RCF并相对于相应于f_C的本振频率f_L表示相同的信号。此时在f_L和f_C之间无频率偏移。频率包络右侧的草图涉及由图2所示电路产生的这些二进制信号的脉冲状表示。这些脉冲状表示正比于接收信号瞬时频率和本振频率之差。在图1中，二进制“0”和“1”的脉冲表示分别被区分为R和S。图C、D和E说明本振频率fL漂移的影响，发射机中心频率f_C和接收机本振频率f_L之间的偏差从C到E逐渐增大，以至于到达这样的程度，即如所示地因在图E右手侧中无“S”脉冲而不再能够检测二进制“1”。因此，如果将固定的符号限幅电路连接到图2接收机的输出端，则二进制“1”将未被检测，由此造成发送信号的解调表示的错误，该解调表示就是被恢复数据。如果应用AFC，就能够将本振频率拉向发射机中心频率。但是，如一开头所说，采用AFC有某些不足。

参看图2，接收机包括用来接收FSK信号f_C±δf的天线10，这里的f_C是标称载频而δf是偏移频率，例如对于1200位/秒的数据信号为4.8KHz。这些信号提供给第一和第二混频器12、14的第一输入端。产生频率f_L(理想时f_C＝f_L)的本振16与第一和第二混频器12、14的第二输入端连接。就混频器14来说，在本振16和该混频器14之间的信号路径中接入了90度移相器18。第一和第二混频器的差频输出在输入信号是f_C＋δf时为f_L－(f_C＋δf)、在输入是f_C－δf时为f_L－(f_C－δf)。

在接收机前端的未示出结构中，移相器18插入到天线10和第一或第二混频器12或14之间的信号路径之一中去，本振16直接与混频器12、14的第二输入端连接。在接收机前端的其它未示出结构中，在相应的本振路径或相应的输入信号路径中设置＋45度和-45度移相器。

正交相关差信号在低通滤波器20、22中被滤波、然后在提供I和Q方波信号的相应限幅放大器24、25中被硬限幅。

I和Q信号然后提供给解调器DEM。首先利用单稳态电路26、28、30、32和反相器27、31从限幅I和Q方波信号中获得脉冲序列I’、 I’、Q’和 Q’。该解调器电路包括四对两输入与门36、37，38、39、40、41以及42、43。I信号提供给与门36、39， I信号提供给与门37、38，Q信号提供给与门40、43，而 Q信号提供给与门41、42。

脉冲序列I’、 I’、Q’和 Q’分别提供给与门40、41，与非42、43，与门38、39和与门36、37。

设置了两个四输入或门46、48。或门46的输入端A至D分别与与门36、38、40和42的输出端连接，或门48的输入端A至D分别与与门37、39、41和43的输出端连接。或门46、48分别具有输出端R和S。

现在将参看图3A和图3B的A至N所示的波形说明图2所示电路的操作，图3作为一数值实例涉及到具有1200bd(波特)的符号率和4.8KHz的偏移频率的理想化2电平NRZ信号，当本振和标称中心频率之间无漂移时，它给出每符号4次循环。为了便于参考，图A至N集中在二进制“1”和“0”之间的转移上。图A至D分别表示I、 I、Q和 Q限幅不归零(NRE)方波。图E至H分别是在单稳态电路26、28、30、32的输出端处出现的脉冲序列。应当指出，每一序列中的各脉冲相应于相应方波信号的正沿，与相应方波的宽度相比，各脉冲的宽度较窄。在与门对中，输入方波信号在它们的边缘被移相了约90度的时刻被取样。分别标为A₄₆、B₄₆、C₄₆和D₄₆的图I至L表示或门46的输入A至D。或门48的输入A至D没有表示出来，但可以通过考察图A至H来导出。图M和N分别表示或非门46、48的输出R、S。

在以上给出的数值实例中，如果有偏移频率的偏差，因此比如二进制“1”用7.2KHz来表示，则每符号将有6次循环，这将导致每符号24次零交叉，二进制“0”用2.4KHz来表示，这等价于每符号2次循环导致每符号8个脉冲。如果在每一零交叉处产生一脉冲产且对这些脉冲进行计数，则就有了确定FSK信号频偏的手段。

图4所示可调符号限幅器的可替换实施例供2电平解调信号使用。这两实施例根据滤波器52A或52B实现的不同具有不同的功能。解调器DEM的输出端与异步增减计数器54连接，该异步增减计数器54具有用于接收图2或门46、48的R、S输出的输入端55、56。该计数器54具有与滤波器52A连接的6位并行输出端，滤波器52A包括被是接收机(图2)接收的信号的位周期的8倍的时钟信号CL同步的9级移位寄存器58。为了获得在前一符号周期内脉冲计数值的增加量，先求出移位寄存器58的输出和输入之间的差值。求差值的一种方法就是将移位寄存器58的并行输出提供给二进制补码电路60。电路60的并行输出与移位寄存器58的第一级的并行输出一道提供给求和电路62。两计数值之间的差值通过并行总线63提供给一位比较器64，该比较器64还从级66(参看图12进行描述)接收限幅电平的当前表示。各输入端的值被比较，在终端68上产生2电平数据输出。

在滤波器52B的一替换实施例中，计数器54的输出提供给1位延迟级53和减法级57的一个输入端，第二输入端与延迟级53的输出端连接。级53、57的组合提供了1位差异。级57的输出端与IIR(无限冲击响应)滤波器59连接。滤波器59的输出端与一位比较器64和级66各自的输入端连接。

在替换的未示出实施例中，通过使用较小的移位寄存器或者以更高的速率同步移位寄存器58来获得在前一符号周期的一部分周期内脉冲计数值的增加量。

现在参看图5至8描述可调符号限幅器操作原理。图5表示代表了二进制值0110010的发送序列的NRZ二进制波形。图6表示在有噪声情况下接收该发送序列时的R和S信号。假定rf(射频)信号电平接近接收阈值。还有，在接收机本振频率f_L和发射机中心频率f_C之间有相当大的频偏，见图1的图D。

计数器54是一6位计数器，其负计数值由相应正计数值的二进制补码来构成。一旦计数器54在向上计数期间达到其最大值，它就如图7所示地复位自己并继续计数。同样地，如果该计数器在向下计数、达到其最小值，它就复位自己并继续从上往下地计数。在滤波器52A(图4)的情形中，为了确定计数器54的计数值在一个符号周期内已发生变化的数值，移位寄存器58、二进制补码级60和求和电路62通过从保持最长时间的计数值中减去最新的计数值共同地形成了相应于一个符号周期之前的滑动窗口。由于移位寄存器58按照时钟速率8倍的速率被同步，所以在各符号周期内将有8个不同的计数值。这些不同的计数值由图8上面曲线上的点来表示。在这一实例中，由于在本振和发射机频率之间有显著频偏，所以曲线不低于零。在图8中，通过使级66(图4)的符号限幅电平的值为7，则数据输出就是如图5所示输入数据的延迟型式。通过确定不同计数值的最大和最小值并取它们的平均值来确定2电平的符号限幅电平。在图8中，最大和最小值分别是14和0，平均值是7，所以符号限幅电平是7。应当指出，在图8的下面图形中，由符号限幅器作出的判定形成了图5所示NRE二进制波形的延时型式。

图9至11是说明对于本振频率的不同漂移调整符号限幅电平的例子的图形。各图包括表示发射机输入数据i/p、接收机输出数据o/p以及最大(MAX)及最小(MIN)值和符号限幅电平(SL)的变化的三条曲线。在这些图中，下指箭头表示最大值的更新而上指箭头表示最小值的更新。随着更多的数据被接收，由于输入和输出波形彼此相似，所以最大MAX值、最小MIN值和符号限幅电平的值趋于稳定。更新2电平信号的最大和最小值的一简单算法是：

常量，K＝2×4×偏移/位速率

开始时，MAX＝0，MIN＝0

程序循环如下：

<superscript>*</superscript>If VALUE＞MAX，then MAX＝VALUE

    If VALUE＜MIN，then MIN＝VALUE
符号限幅电平＝(MAX＋MIN)/2
  If MAX－MIN＞K，then

       MAX＝MAX－1

       MIN＝MIN＋1

       Return to<superscript>*</superscript>

图12以实线表示用于更新最大和最小值的算法的硬件实现。求和电路62或IIR59(图4)的输出通过总线63提供给最大(MAX)值寄存器70和最小(MIN)值寄存器72，它们各存储当前MAX和MIN值。当前符号限幅电平SL是通过在级74中求MAX和MIN值之和的平均值并将其作用于比较器64(图4)来获得的。

当前MAX和MIN值之差是在级76中获得的，级76的输出与K的值一道提供给比较器级78。如果MAX-MIN大于K，则值为“1”的输出就通过导线80提供给寄存器70、72。在寄存器70中，从MAX的当前值中减去单位值来得到新的MAX，即新的MAX＝(当前)MAX－1。对于寄存器72，给MIN的当前值增加一单位值来获得新的MIN，即MIN＝(当前)MIN＋1。

图12还用虚线表示了对用于更新最大和最小值的算法的基本硬件实现的改进。该改进包括在从中获得级66的输入的节点86之后的总线63中和在节点86和最大及最小值寄存器70、72的输入端与之连接的节点90之间的总线88中提供滤波器82、84。滤波器82和84都是以数字方式实现的滤波器。滤波器82被设计成为将数据信号传送给一位比较器64。滤波器84是慢跟踪滤波器，其主要功能是防止任何快速瞬态进入寄存器70、72、防止对级74的限幅电平输出的干扰和防止由此造成比较器64错误地检测符号。滤波器84的截止频率是数据的最高频率或略高于数据的最高频率，对于大于2的M的值，该截止频率将要大一些。

到目前为止考虑的是2电平调制，例如在CCIR无线电寻呼码1号或者称为POCSAG中含有的调制。但是，本发明的教导可应用于M进制调制方案。作为例子，考虑M＝4.4电平调制方案在ETSI(欧洲电信标准研究所)制定的ERMES寻呼码中被使用，各种符号由以下相对于抽象中心频率的频偏来表示。

符号	频偏	波特率	每位的零交叉次数
				10110100	+4.6875kHz+1.5625kHz-1.5625kHz-4.6875kHz	3.125kBd3.125kBd3.125kBd3.125kBd	62-2-6

对于M＝4，需要三个限幅电平SL1、SL2和SL3来区分4个符号。根据最大(MAX)和最小(MIN)电平计算各限幅电平的一般算法是： $\mathrm{MIN}+(\mathrm{MAX}-\mathrm{MIN})\·\frac{2i-1}{2(M-1)}{I}_{i=1...(M-1)}$

这里M是电平数。

因此，对于M＝4，有3个限幅电平i＝1，2，3，由下式给出： $\mathrm{MIN}+(\mathrm{MAX}-\mathrm{MIN})\·(\frac{1}{6},\frac{3}{6},\frac{5}{6})$

电路62的输出端上的接收符号值	端子68上的输出被限幅符号值
		＜MIN＋(MAX－MIN).1/6	00
＜MIN＋(MAX－MIN).3/6	01
		＜MIN＋(MAX－MIN).5/6	11
＞MIN＋(MAX－MIN).5/6	10

图13表示与4电平信号相关的R和S输出(图2)，假定发射机中心频率f_C和接收机本振频率f_L之间无频偏，在接收信号中无噪声。

图14是计数器54(图4)中的计数值的曲线。

图15是表示限幅电平SL1、SL2、SL3的不同的计数值的曲线。应当指出，在数据信号的零交叉处进行判定就恢复了原来数据值。

阅读了本说明书，其它改进对本领域技术人员将是显而易见的。这样的改进可涉及到在零IF接收机及其部件的设计、制造和使用方面已知的其它特点，这些特点可用来代替在此已知描述的特点，或者给在此已描述的特点增加这些特点。尽管在本申请中对各特点的特定组合已提出了权利要求，但应当认识到本申请的分开的范围还包括在此明显地或隐含地公开了的任何新颖的特点或各特点的任何新颖的组合或者它们的任何的一般化，不管该范围是否涉及与当前在任一权利要求中要求保护的发明相同的发明，也不管该范围是否如本发明所做的那样克服了任何相同的技术问题或所有相同的技术问题。申请人于是声明：在本申请或从中导出的任何其它申请的要求保护期间，可能对这些特点和/或它们的组合提出新的权利要求。

数据接收机，尤其是但不仅仅是数字寻呼接收机。

Claims (13)

1.包括一个下变频级的一种FSK接收机，包括耦合到下变频级的本地振荡器和可调符号限幅解调器，其特征在于，可调符号限幅解调器包括产生正比于接收信号的瞬时频率和本振信号的差值的脉冲状表示的装置，利用该脉冲状表示获取接收信号频率的瞬时表示的装置，测量频率的瞬时表示的峰值偏移的装置，峰值偏移的差值正比于发射频偏，根据该峰值偏移的差值计算至少一个符号限幅电平的限幅电平确定装置，根据至少一个峰值偏移的变化计算至少一个符号限幅电平，以及一个符号限幅器，以对接收信号的解调表示进行限幅，以产生恢复的数据。

2.权利要求1的接收机，其特征在于，脉冲频率正比于接收信号瞬时频率和本振信号之差，并且用于从脉冲状表示获取频率的瞬时表示的装置包括用于计算脉冲的装置和耦合到计算装置，用于对计算值滤波的差分滤波装置，并且提供有用于分别存储滤波值的最大值和最小值的第一和第二装置，如果经滤波的计数值在相关方向上超过当前存储的最大或最小值，则替换所存储的最大或最小值。

3.权利要求1的接收机，其特征在于，当最大和最小的经滤波的计数值之差大于一个预定值时，提供了用于调整存储的最大和最小值的装置。

4.如权利要求2或3所述的接收机，其特征在于，接收机包括一个零IF级，其中零IF级包括用于产生正交相关的第一和第二信号的装置，其中用于产生正比于接收信号的瞬时频率和本振信号的差值的脉冲状表示的装置包括，用于提供第一和第二信号的反相分别作为第三和第四信号的装置，在出现第一、第二、第三、第四信号的预定边沿时产生一个脉冲的装置，当第一信号在相位上领先第二信号时，产生第一序列，和当第二信号在相位上领先第一信号时，产生第二序列的装置。

5.根据权利要求4所述的接收机，其特征在于，计算脉冲的装置包括异步向上/向下计数器装置，被耦合有一个递增输入端和一个递减输入端，以接收输出脉冲的第一和第二序列。

6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，具有差分功能的滤波装置包括用于提供一个限幅窗口，以观察由预定时间周期分隔开的向上/向下计数装置的输出计数。

7.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，符号限幅器包括与符号周期同步的装置，以确定恢复的数据，作为向上/向下计数器的输出计数的离散差分。

8.根据权利要求6所述的接收机，其特征在于，符号限幅器包括与符号周期同步的装置，以确定恢复的数据，作为向上/向下计数器的输出计数的离散差分。

9.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，用于计算至少一个符号限幅电平的装置，包括用于实现一个算法的装置， $\mathrm{MIN}+(\mathrm{MAX}-\mathrm{MIN})\·\frac{2i-1}{2(M-1)}{I}_{i=1...(M-1)}$

其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是调制电平数。

10.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，用于计算至少一个符号限幅电平的装置包括用于计算峰值偏移的平均偏差的装置，其中所述平均偏差正比于发送的中心频率和本振频率之间的偏移。

11.根据权利要求2所述的接收机，其特征在于，用于根据以下算法确定符号限幅阈值电平的装置： $\mathrm{MIN}+(\mathrm{MAX}-\mathrm{MIN})\·\frac{2i-1}{2(M-1)}{I}_{i=1...(M-1)}$

其中MIN是最小峰值偏移，MAX是最大峰值偏移，M是调制电平数。

12.根据权利要求2所述的接收机，其特征在于，根据当前被存储最大和最下值之和的一半，确定至少一个符号限幅阈值电平之一的装置。

13.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，具有防止快速瞬态进入所述计算至少一个符号限幅电平的装置的瞬态防止装置。

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