JPH088593B2 - デイジタル変調波用復調回路 - Google Patents
デイジタル変調波用復調回路Info
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- JPH088593B2 JPH088593B2 JP7678884A JP7678884A JPH088593B2 JP H088593 B2 JPH088593 B2 JP H088593B2 JP 7678884 A JP7678884 A JP 7678884A JP 7678884 A JP7678884 A JP 7678884A JP H088593 B2 JPH088593 B2 JP H088593B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2334—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using filters
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はディジタル信号で変調された受信信号を復調
する簡単な回路構成のディジタル変調波用復調回路に関
する。
する簡単な回路構成のディジタル変調波用復調回路に関
する。
（従来技術とその問題点） ディジタル信号における技術的課題のうち、変復調技
術は、特に無線通信において、重要である。特に変復調
特性のうち、送信（変調）側においては、送信スペクト
ルと電力利用効率が、受信（復調）側においては、誤り
率特性が問題となる。その他、送信機および受信機の回
路実現性も実用上の大きな課題である。このうち、送信
スペクトルについては、ベースバンドにおける帯域制限
フィルタのみによって原理的に帯域が決まる線形変調方
式が最も優れている。従来、線形変調方式は、マイクロ
波多重通信などのように、回路実現がやや困難で全体で
は高価であっても、多重化が行われているために、チャ
ンネル当りの価格にするとさほど問題とならないような
システムに採用されてきた。ところが、移動通信などの
ように、通常、１チャンネルのシステムでは、回路実現
の困難さによる価格増加は大きな問題となる。特に、移
動通信においては、送信回路の実現性の他に受信電力が
例えば80dBほども大きく変動するために、受信側におい
て、ダイナミックレンジの大きな自動利得制御回路を必
要とすることと、復調方式が同期検波などのように回路
構成が複雑になるために、線形変調方式はこれまで、使
用されていない。実際に採用されているのは、例えば、
平出、室田などにより、電子通信学会誌昭和57年２月号
192ページから198ページに、「移動通信におけるディジ
タル伝送技術」と題して発表されている技術展望記事の
うち、「狭帯域ディジタル変調」の節で示されているよ
うに、周波数変調などの非線形変調方式である。しかも
非線形変調方式は、その周波数帯域が、ベースバンド信
号の帯域のみならず変調指数にも依存するため線形変調
方式にくらべて周波数帯域が広くなることがさけられな
い。
術は、特に無線通信において、重要である。特に変復調
特性のうち、送信（変調）側においては、送信スペクト
ルと電力利用効率が、受信（復調）側においては、誤り
率特性が問題となる。その他、送信機および受信機の回
路実現性も実用上の大きな課題である。このうち、送信
スペクトルについては、ベースバンドにおける帯域制限
フィルタのみによって原理的に帯域が決まる線形変調方
式が最も優れている。従来、線形変調方式は、マイクロ
波多重通信などのように、回路実現がやや困難で全体で
は高価であっても、多重化が行われているために、チャ
ンネル当りの価格にするとさほど問題とならないような
システムに採用されてきた。ところが、移動通信などの
ように、通常、１チャンネルのシステムでは、回路実現
の困難さによる価格増加は大きな問題となる。特に、移
動通信においては、送信回路の実現性の他に受信電力が
例えば80dBほども大きく変動するために、受信側におい
て、ダイナミックレンジの大きな自動利得制御回路を必
要とすることと、復調方式が同期検波などのように回路
構成が複雑になるために、線形変調方式はこれまで、使
用されていない。実際に採用されているのは、例えば、
平出、室田などにより、電子通信学会誌昭和57年２月号
192ページから198ページに、「移動通信におけるディジ
タル伝送技術」と題して発表されている技術展望記事の
うち、「狭帯域ディジタル変調」の節で示されているよ
うに、周波数変調などの非線形変調方式である。しかも
非線形変調方式は、その周波数帯域が、ベースバンド信
号の帯域のみならず変調指数にも依存するため線形変調
方式にくらべて周波数帯域が広くなることがさけられな
い。
（発明の目的） 本発明は、移動通信において、線形変調方式を実現す
るために、受信回路の構成が簡単な復調回路を提供する
ことにある。
るために、受信回路の構成が簡単な復調回路を提供する
ことにある。
（発明の構成） 本発明によれば、ベースバンドにおける帯域制限フィ
ルターの通過帯域のみによって変調後の送信信号スペク
トル帯域が定まる線形変調方式によって変調された線形
変調波であって、送信すべきディジタル信号に対応し
て、あらかじめ定められたＮ個（Ｎは正の整数）の位相
点のうち、各信号点のタイミングにおいてそのいずれか
の位相点をとるよう信号遷移するように変調され、かつ
変調された信号に振幅の変化が存在する線形変調波を復
調するディジタル変調波用復調回路において、 前記線形変調波を入力とする振幅制限回路と、 前記振幅制限回路の出力信号を位相検波する位相検波器
であって、前記振幅制限回路の出力信号を入力として周
波数検波を行う周波数検波器と、前記周波数検波器の出
力を入力として送信ディジタル信号の繰り返し周期だけ
積分する積分放電フィルタとからなる位相検波器と、 前記位相検波器の出力を入力として、ディジタル信号を
判定する判定器であって、前記位相検波器の出力であっ
て前記繰り返し周期時間の間の位相変化に比例する信号
を２πを法とする位相に対応させて判定する判定回路と
からなることを特徴とするディジタル変調波用復調回路
が得られる。
ルターの通過帯域のみによって変調後の送信信号スペク
トル帯域が定まる線形変調方式によって変調された線形
変調波であって、送信すべきディジタル信号に対応し
て、あらかじめ定められたＮ個（Ｎは正の整数）の位相
点のうち、各信号点のタイミングにおいてそのいずれか
の位相点をとるよう信号遷移するように変調され、かつ
変調された信号に振幅の変化が存在する線形変調波を復
調するディジタル変調波用復調回路において、 前記線形変調波を入力とする振幅制限回路と、 前記振幅制限回路の出力信号を位相検波する位相検波器
であって、前記振幅制限回路の出力信号を入力として周
波数検波を行う周波数検波器と、前記周波数検波器の出
力を入力として送信ディジタル信号の繰り返し周期だけ
積分する積分放電フィルタとからなる位相検波器と、 前記位相検波器の出力を入力として、ディジタル信号を
判定する判定器であって、前記位相検波器の出力であっ
て前記繰り返し周期時間の間の位相変化に比例する信号
を２πを法とする位相に対応させて判定する判定回路と
からなることを特徴とするディジタル変調波用復調回路
が得られる。
（実施例） 本発明は上述の構成のうち、振幅制限回路によって、
受信電力が大きく変動することに対して、簡単な回路で
対処できる。また、検波器として周波数検波器を使用す
ることで、検波回路を簡単に実現できる。さらに、信号
判定を２πを法とする位相に対応させて行うことで、周
波数検波器を使用することに帰因する誤り率特性の劣化
を改善している。
受信電力が大きく変動することに対して、簡単な回路で
対処できる。また、検波器として周波数検波器を使用す
ることで、検波回路を簡単に実現できる。さらに、信号
判定を２πを法とする位相に対応させて行うことで、周
波数検波器を使用することに帰因する誤り率特性の劣化
を改善している。
以下、本発明の実施例について、図面を参照して詳細
に説明する。第１図は本発明の復調器の対象となる線形
変調波の第１の例を発生させる変調器のブロック図を示
し、第２図は、この場合の変調波の位相点および信号軌
跡を複素振幅平面上に示したものである。送信すべきデ
ィジタル信号は入力端子111,112より入力され、低域通
過フィルタ121および122に入力される。低域通過フィル
タ121,122の出力信号はそれぞれ、ミクサ131,132に入力
され、同時に入力される局部発振信号を振幅変調する。
局部発振信号は、局部発振器140の出力を90゜位相差分
離回路に入力することによって得られ、二つの局部発振
信号の間の位相は90゜だけ異なる。ミクサ131,132の出
力は加算回路160に入力されたのち、出力端子170に出力
されて送信される。このような変調器は直交変調器とし
てよく知られている。この変調器は、低域通過フィルタ
の出力信号であるベースバンド信号を搬送波帯に周波数
変換したものであるので、線形変調器である。したがっ
て、送信スペクトルは、原理的に低域通過フィルタのみ
によって定まり、スペクトル帯域を狭くできる。これに
対し周波数変調などの非線形変調方式は、そのスペクト
ルが、ベースバンド信号スペクトル以外にも変調指数に
も依存するので、線形変調方式に比べて、スペクトラム
帯域が広くなることは避けられない。変調信号の位相点
は第２図の「○」印および「×」印で示した点を取る。
ここで、入力端子111に入力される２値信号によって、
「×」印で示した位相のいずれかが、入力端子112に入
力される２値信号によって、「○」印で示した位相のい
ずれかが選ばれる。ここで、二つのディジタル信号のタ
イミングをずらすことで、「○」印と「×」印で示した
位相点を交互に取るものとする。このとき信号軌跡は概
略同図の直線で示したようになる。このような変調方式
はπ/2シフトBPSKとして知られている。
に説明する。第１図は本発明の復調器の対象となる線形
変調波の第１の例を発生させる変調器のブロック図を示
し、第２図は、この場合の変調波の位相点および信号軌
跡を複素振幅平面上に示したものである。送信すべきデ
ィジタル信号は入力端子111,112より入力され、低域通
過フィルタ121および122に入力される。低域通過フィル
タ121,122の出力信号はそれぞれ、ミクサ131,132に入力
され、同時に入力される局部発振信号を振幅変調する。
局部発振信号は、局部発振器140の出力を90゜位相差分
離回路に入力することによって得られ、二つの局部発振
信号の間の位相は90゜だけ異なる。ミクサ131,132の出
力は加算回路160に入力されたのち、出力端子170に出力
されて送信される。このような変調器は直交変調器とし
てよく知られている。この変調器は、低域通過フィルタ
の出力信号であるベースバンド信号を搬送波帯に周波数
変換したものであるので、線形変調器である。したがっ
て、送信スペクトルは、原理的に低域通過フィルタのみ
によって定まり、スペクトル帯域を狭くできる。これに
対し周波数変調などの非線形変調方式は、そのスペクト
ルが、ベースバンド信号スペクトル以外にも変調指数に
も依存するので、線形変調方式に比べて、スペクトラム
帯域が広くなることは避けられない。変調信号の位相点
は第２図の「○」印および「×」印で示した点を取る。
ここで、入力端子111に入力される２値信号によって、
「×」印で示した位相のいずれかが、入力端子112に入
力される２値信号によって、「○」印で示した位相のい
ずれかが選ばれる。ここで、二つのディジタル信号のタ
イミングをずらすことで、「○」印と「×」印で示した
位相点を交互に取るものとする。このとき信号軌跡は概
略同図の直線で示したようになる。このような変調方式
はπ/2シフトBPSKとして知られている。
第３図は本発明の復調器の対象となる線形変調波の第
２の例を発生させる変調器のブロック図である。入力端
子311および312に同時に入力される１組の２値ディジタ
ル信号は、スイッチ回路320により、低域通過フィルタ3
21と322の組と323と324の組に交互に入力される。低域
通過フィルタ321,322,323,324の出力信号は、それぞれ
ミクサ331,332,333,334に入力されることにより、同時
に入力される局部発振信号を振幅変調する。局部発振信
号は、局部発振器340の出力を０゜,90゜,45゜,135゜の
位相差分離回路の出力として得られる。変調信号は加算
回路360に入力されたのち、出力端子370に出力される。
この場合も、第１図に示したのと同様に線形変調波が得
られるので、送信スペクトルの帯域は狭い。第４図は、
この場合の信号点および軌跡を示す複素振幅平面図であ
る。「○」印で示した点はミクサ333,334の組によって
与えられ、「×」印で示した点はミクサ331,332の組に
よって与えられる。スイッチ回路によって、交互にミク
サの二つの組が選択されるので、信号軌跡は概略同図の
直線で示したようになる。「○」印および「×」の４つ
の信号点のうちどれかが選ばれるかは二つの２値信号の
組み合わせで決まる。このような変調方式はπ/4シフト
QPSKとしてよく知られている。
２の例を発生させる変調器のブロック図である。入力端
子311および312に同時に入力される１組の２値ディジタ
ル信号は、スイッチ回路320により、低域通過フィルタ3
21と322の組と323と324の組に交互に入力される。低域
通過フィルタ321,322,323,324の出力信号は、それぞれ
ミクサ331,332,333,334に入力されることにより、同時
に入力される局部発振信号を振幅変調する。局部発振信
号は、局部発振器340の出力を０゜,90゜,45゜,135゜の
位相差分離回路の出力として得られる。変調信号は加算
回路360に入力されたのち、出力端子370に出力される。
この場合も、第１図に示したのと同様に線形変調波が得
られるので、送信スペクトルの帯域は狭い。第４図は、
この場合の信号点および軌跡を示す複素振幅平面図であ
る。「○」印で示した点はミクサ333,334の組によって
与えられ、「×」印で示した点はミクサ331,332の組に
よって与えられる。スイッチ回路によって、交互にミク
サの二つの組が選択されるので、信号軌跡は概略同図の
直線で示したようになる。「○」印および「×」の４つ
の信号点のうちどれかが選ばれるかは二つの２値信号の
組み合わせで決まる。このような変調方式はπ/4シフト
QPSKとしてよく知られている。
第７図は、本発明の復調器を用いた受信機の構成例を
示すブロック図である。入力アンテナ710に受信された
線形変調波は、帯域通過フィルタ720で帯域制限された
のち、振幅制限回路730に入力される。振幅制限回路
は、周波数変調用の通常の移動無線装置に用いられるも
のでよい。振幅制限回路の代わりに、自動利得制御回路
を用いても、原理的には同様な効果が得られるけれど
も、前述した通り回路構成が複雑になることは避けられ
ない。振幅制限回路730の出力は周波数検波器740と積分
放電フィルタ750とで構成される位相検波器745に入力さ
れる。周波数検波器も、通常の移動無線装置に使用され
るものでよい。周波数検波器は、例えば、同期検波器に
比べて、構成がはるかに容易であることは、よく知られ
ている事実である。本発明における位相検波の原理を、
第５図に示した複素振幅平面図と第６図に示した復調波
形図を用いて説明する。ここではπ/2シフトBPSKの場合
を考え、第５図において信号点がＡからＢに変化した場
合を考える。雑音が無い場合、入力変調波の信号軌跡は
点Ａから点Ｂへ直線上に進む軌跡ａとなる。この信号を
振幅制限回路730に入力することにより、その出力の信
号軌跡は円周上の軌跡ｂとなる。周波数検波器740は軌
跡ｂの原点０に対する位相角の変化速度である瞬時角周
波数を出力する。その出力は、積分放電フィルタ750に
入力されて積分される。したがって、積分放電フィルタ
750の出力には、信号点Ａから信号点Ｂの位相差すなわ
ちこの場合ではπ/2が得られる。このように、周波数検
波器740と積分放電フィルタ750を接続した回路745は位
相検波器を形成する。信号点ＡからＣに変化した場合に
は、先と同様にして、位相検波器745の出力には、位相
差−π/2が得られる。したがって、送信すべき２値信号
に応じて、位相の変化がπ/2あるいは−π/2となるよう
に変調すれば位相検波器745の出力を判定回路760で判定
することによって、出力端子780に送信データが得られ
る。
示すブロック図である。入力アンテナ710に受信された
線形変調波は、帯域通過フィルタ720で帯域制限された
のち、振幅制限回路730に入力される。振幅制限回路
は、周波数変調用の通常の移動無線装置に用いられるも
のでよい。振幅制限回路の代わりに、自動利得制御回路
を用いても、原理的には同様な効果が得られるけれど
も、前述した通り回路構成が複雑になることは避けられ
ない。振幅制限回路730の出力は周波数検波器740と積分
放電フィルタ750とで構成される位相検波器745に入力さ
れる。周波数検波器も、通常の移動無線装置に使用され
るものでよい。周波数検波器は、例えば、同期検波器に
比べて、構成がはるかに容易であることは、よく知られ
ている事実である。本発明における位相検波の原理を、
第５図に示した複素振幅平面図と第６図に示した復調波
形図を用いて説明する。ここではπ/2シフトBPSKの場合
を考え、第５図において信号点がＡからＢに変化した場
合を考える。雑音が無い場合、入力変調波の信号軌跡は
点Ａから点Ｂへ直線上に進む軌跡ａとなる。この信号を
振幅制限回路730に入力することにより、その出力の信
号軌跡は円周上の軌跡ｂとなる。周波数検波器740は軌
跡ｂの原点０に対する位相角の変化速度である瞬時角周
波数を出力する。その出力は、積分放電フィルタ750に
入力されて積分される。したがって、積分放電フィルタ
750の出力には、信号点Ａから信号点Ｂの位相差すなわ
ちこの場合ではπ/2が得られる。このように、周波数検
波器740と積分放電フィルタ750を接続した回路745は位
相検波器を形成する。信号点ＡからＣに変化した場合に
は、先と同様にして、位相検波器745の出力には、位相
差−π/2が得られる。したがって、送信すべき２値信号
に応じて、位相の変化がπ/2あるいは−π/2となるよう
に変調すれば位相検波器745の出力を判定回路760で判定
することによって、出力端子780に送信データが得られ
る。
第６図は、位相検波器の出力を判定する動作を説明す
るための図である。積分放電フィルタ750はシンボル時
刻t1から積分を始め、シンボル周期Ｔの後の次のシンボ
ル時刻t2には位相変化π/2あるいは−π/2が得られる。
この出力を判定レベルを０とした判定をすることによっ
て、送信データが得られる。ここで、積分放電フィルタ
750のタイミングおよび判定のタイミングはクロック再
生回路770より与えられる。第４図に示したような信号
点配置についても同様にして、三つの判定レベルを設定
することにより、送信データを得ることができる。
るための図である。積分放電フィルタ750はシンボル時
刻t1から積分を始め、シンボル周期Ｔの後の次のシンボ
ル時刻t2には位相変化π/2あるいは−π/2が得られる。
この出力を判定レベルを０とした判定をすることによっ
て、送信データが得られる。ここで、積分放電フィルタ
750のタイミングおよび判定のタイミングはクロック再
生回路770より与えられる。第４図に示したような信号
点配置についても同様にして、三つの判定レベルを設定
することにより、送信データを得ることができる。
以上の説明は、雑音を無視した場合を想定したもので
あるが、実際には雑音を避けることはできない。再び第
５図にもどって説明を行う。送信の信号点がＡからＢへ
変化する場合、雑音によって、帯域通過フィルタ720の
出力の軌跡が例えばｃのようになることがある。このと
き、振幅制限回路730の出力は軌跡ｄのようになり、積
分放電フィルタ750の出力信号は第６図の破線のように
なる。この場合には、仮に、軌跡の終点が正しくＢ点に
なったとしても、判定レベルを０とする限り誤った判定
を行うことになる。本発明の第６図に示した例では、判
定レベルとして、πおよび−πをさらに追加することに
よって、誤り率を改善しようとするものである。これ
は、同じ信号軌跡の終点に対して、時計廻りおよび反時
計廻りに廻って得られた位相検波出力信号を同一の信号
点とみなすものである。すなわち、位相変化分を２πを
法として判定するものである。先の例では第６図に示し
た領域R1とR3,R2とR4の領域に入る位相点を同一の信号
点として判定するので、信号軌跡がｃのような場合にで
も正しく判定されることになる。第４図に示したような
信号点配置についても、同様にして、判定誤り率を改善
することができる。
あるが、実際には雑音を避けることはできない。再び第
５図にもどって説明を行う。送信の信号点がＡからＢへ
変化する場合、雑音によって、帯域通過フィルタ720の
出力の軌跡が例えばｃのようになることがある。このと
き、振幅制限回路730の出力は軌跡ｄのようになり、積
分放電フィルタ750の出力信号は第６図の破線のように
なる。この場合には、仮に、軌跡の終点が正しくＢ点に
なったとしても、判定レベルを０とする限り誤った判定
を行うことになる。本発明の第６図に示した例では、判
定レベルとして、πおよび−πをさらに追加することに
よって、誤り率を改善しようとするものである。これ
は、同じ信号軌跡の終点に対して、時計廻りおよび反時
計廻りに廻って得られた位相検波出力信号を同一の信号
点とみなすものである。すなわち、位相変化分を２πを
法として判定するものである。先の例では第６図に示し
た領域R1とR3,R2とR4の領域に入る位相点を同一の信号
点として判定するので、信号軌跡がｃのような場合にで
も正しく判定されることになる。第４図に示したような
信号点配置についても、同様にして、判定誤り率を改善
することができる。
（発明の効果） 本発明では、すでに述べたように、振幅制限回路およ
び周波数検波回路を用いることができるので、復調回路
が簡単になる効果がある。さらに、本発明の２πを法と
して判定する判定回路の効果として、例えば、第４図に
示したような信号点配置に対して、計算機シシュレーシ
ョンを行った結果によれば、誤り率が10-3となる搬送波
電力と雑音電力の比に換算して3dBの改善が得られるこ
とが分かった。
び周波数検波回路を用いることができるので、復調回路
が簡単になる効果がある。さらに、本発明の２πを法と
して判定する判定回路の効果として、例えば、第４図に
示したような信号点配置に対して、計算機シシュレーシ
ョンを行った結果によれば、誤り率が10-3となる搬送波
電力と雑音電力の比に換算して3dBの改善が得られるこ
とが分かった。
第１図と第３図はそれぞれ、本発明の復調回路が対象す
る線形変調波を発生する変調器の第１および第２の構成
例を示す図、第２図および第４図はそれぞれ第１図およ
び第３図に示した変調器の信号点および軌跡を示す複素
振幅平面図、第５図は、復調回路の動作を説明するため
の複素振幅平面図、第６図は、本発明の判定回路の動作
を説明するための信号波形の例を示す図、第７図は本発
明の復調回路を用いた受信機の構成例を示すブロック図
である。 これらの図において、121,122,321,322,323,324は低域
通過フィルタ、131,132,331,332,333,334はミクサ、16
0,360は加算回路、140,340は局部発振器、145,345は位
相差分離回路、320はスイッチ回路、710は受信アンテ
ナ、720は帯域通過フィルタ、730は振幅制限回路、740
は周波数検波器、745は位相検波器、750は積分放電フィ
ルタ、760は判定回路、770はクロック再生回路、780は
判定出力信号出力端子である。
る線形変調波を発生する変調器の第１および第２の構成
例を示す図、第２図および第４図はそれぞれ第１図およ
び第３図に示した変調器の信号点および軌跡を示す複素
振幅平面図、第５図は、復調回路の動作を説明するため
の複素振幅平面図、第６図は、本発明の判定回路の動作
を説明するための信号波形の例を示す図、第７図は本発
明の復調回路を用いた受信機の構成例を示すブロック図
である。 これらの図において、121,122,321,322,323,324は低域
通過フィルタ、131,132,331,332,333,334はミクサ、16
0,360は加算回路、140,340は局部発振器、145,345は位
相差分離回路、320はスイッチ回路、710は受信アンテ
ナ、720は帯域通過フィルタ、730は振幅制限回路、740
は周波数検波器、745は位相検波器、750は積分放電フィ
ルタ、760は判定回路、770はクロック再生回路、780は
判定出力信号出力端子である。
Claims (1)
- 【請求項１】ベースバンドにおける帯域制限フィルター
の通過帯域のみによって変調後の送信信号スペクトル帯
域が定まる線形変調方式によって変調された線形変調波
であって、送信すべきディジタル信号に対応して、あら
かじめ定められたＮ個（Ｎは正の整数）の位相点のう
ち、各信号点のタイミングにおいてそのいずれかの位相
点をとるよう信号遷移するように変調され、かつ変調さ
れた信号に振幅の変化が存在する線形変調波を復調する
ディジタル変調波用復調回路において、 前記線形変調波を入力とする振幅制限回路と、 前記振幅制限回路の出力信号を位相検波する位相検波器
であって、前記振幅制限回路の出力信号を入力として周
波数検波を行う周波数検波器と、前記周波数検波器の出
力を入力として送信ディジタル信号の繰り返し周期だけ
積分する積分放電フィルタとからなる位相検波器と、 前記位相検波器の出力を入力として、ディジタル信号を
判定する判定器であって、前記位相検波器の出力であっ
て前記繰り返し周期時間の間の位相変化に比例する信号
を２πを法とする位相に対応させて判定する判定回路と
からなることを特徴とするディジタル変調波用復調回
路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7678884A JPH088593B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | デイジタル変調波用復調回路 |
| US06/722,256 US4817116A (en) | 1984-04-17 | 1985-04-12 | Digital radio communication system utilizing quadrature modulated carrier waves |
| AU41074/85A AU589119B2 (en) | 1984-04-17 | 1985-04-12 | Digital radio communication system utilizing quadrature modulated carrier waves |
| NO85851489A NO169269C (no) | 1984-04-17 | 1985-04-15 | Digitalt radiokommunikasjonssystem |
| CA000479247A CA1236168A (en) | 1984-04-17 | 1985-04-16 | Digital radio communication system utilizing quadrature modulated carrier waves |
| SE8501861A SE460326B (sv) | 1984-04-17 | 1985-04-16 | Digitalradiokommunikationssystem som anvaender sig av kvadraturmodulerade baervaagor |
| FI851513A FI80175C (fi) | 1984-04-17 | 1985-04-16 | Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7678884A JPH088593B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | デイジタル変調波用復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219856A JPS60219856A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH088593B2 true JPH088593B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=13615352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7678884A Expired - Lifetime JPH088593B2 (ja) | 1984-04-17 | 1984-04-17 | デイジタル変調波用復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH088593B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1846414A (zh) * | 2003-08-29 | 2006-10-11 | 松下电器产业株式会社 | 时分同步码分多址移动通信系统方式的无线通信方法、无线通信系统、无线接收装置及基站装置 |
-
1984
- 1984-04-17 JP JP7678884A patent/JPH088593B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60219856A (ja) | 1985-11-02 |
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