JPS5831065B2 - Ｆｓｋ復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調による
ディジタル情報伝送方式における復調装置に関する。

ディジクル情報を伝送する際の変復調技術としてＦＳＫ
変調はよく知られている。

これはディジタル情報、例えば１０“、′１“を送信周
波数、例えばｆ。

、ｆｌにそれぞれ対応させて伝送する方式である。

これには送信周波数の数、例えばｆ。。ｆｌの２個だけ
独立の発振器を送信側に持ち、これを入力のディジタル
情報に応じて選択送出する方法と、１つの周波数可変発
振器の発振周波数を入力ディジタル情報に応じて変化さ
せる方法とがある。

前者は符号変換点で位相の不連続が起るのに対し、後者
は起らず、送信信号の帯域制限も後者の方はベースバン
ドにおいて行なえるため取扱いが容易である。

しかし一般に周波数可変発振器は周波数固定の発振器に
比べ周波数安定度が悪く、場合によってはＡＦＣ（自動
周波数制御）の機能が併用される。

一方情報伝送効率の点から変調パルス（ベースバンド信
号）波形はＮ ＲＺ （ｎｏｎ ｒｅｔｕｒｎ ｚｅｒ
ｏ ）が望ましいが、この波形はその電力スペクトラム
に直流分を含むため、例えば従来のＦＤＭ−ＦＭ（周波
数分割多重−周波数変調）伝送路のように直流分が遮断
された伝送系では忠実な伝送ができない。

このため従来Ｆ Ｓ Ｘ変調による情報の伝送は、ディ
ジタル情報を例えばバイポーラ波形のようにその電力ス
ペクトラムに直流成分を含まないようなパルスに変換し
てＦＤＭ−ＦＭ伝送路を通すか、又は周波数安定度を犠
牲にして直流成分も通すＦＭ伝送路を利用していた。

即ち第１図に示すように、入力端子１１からのＮＲＺデ
ィジクル情報はＮＲＺ−バイポーラ変換器１２において
バイポーラパルスに変換され、このバイポーラパルスは
帯域消波器１３により電力スペクトラムが帯域制限され
、コンデンサ１４にて直流遮断されてＦＭ変調器１５へ
変調信号として供給される。

これよりのＦＳＫ変調信号は無線伝送路１６を伝送され
、受信側の周波数変換器１７において局部発振器１８か
らの局部信号と混合されて中間周波信号に変換される。

この信号は中間周波信号器１９を通じて周波数弁別器２
１に供給され、その弁別出力はコンデンサ２２にて直流
遮断され、再生識別回路２３にてバイポーラパルスが再
生さ４′シて端子２４へ出力される。

この従来の伝送方式ではＮＲＺ−バイポーラ変換器１２
を必要とし、構成が比較的複雑になり、しかもこの部分
においてビット誤りを生じる機会がそれだけ多くなり、
またバイポーラパルスはＮＲＺパルスと比較して、１ビ
ツトに割当られた全時間の半分しか利用されないため伝
送効率が悪く、その点からもビット誤りを増加させるこ
とになる欠点があった。

一方、第２図に示すように端子１１からのＮＲＺパルス
の情報は増幅器２５にてパルス増幅され、更に低域通過
ろ波器２６にて変調電力スペクトラムの帯域が制限され
、そのろ波出力は直流結合されて１Ｍ変調器２７を変調
し、伝送路１６へ送出される。

受信側では第１図の場合と同様に中間周波数に変換され
た後に周波数弁別され、再生識別回路２８においてＮＲ
Ｚパルスが再生されて端子２４に出力される。

この伝送方式は直流成分も情報伝送に利用されるため、
１Ｍ変調器２７においてＡＦＣを掛けることができない
。

よって周波数がドリフトする欠点があり、また帯域制限
により振幅変調成分が生じ、非直線性部分を通ると周波
数帯域が広がるため、帯域制限をすると云うことが繰返
され、ビット誤りの発生原因になる欠点もあった。

なお第１図のＦＭ変調１５においでは点線で示すようζ
（１：ＡＦｃを掛けることができる。

以上述べたように従来のＦＳＸ変調伝送方式は伝送路の
非直線性に対し強いと云う優れた特性をもつが、ＦＳＫ
方式は位相シフトキーイング（ＰＳＫ）方式程普及して
いない。

この発明の目的は送信側でＮＲＺパルスのように直流を
含むディジタル情報を直流分を遮断してＦＳＫ変調して
伝送しても、受信側でディジタル情報を、直流結合の場
合と同程度に少ないビット誤り率で受信を可能とし、か
つ送信側でＡＦＣを併用することを可能とし、伝送路の
非直線性に対する優位性を損わないＦＳＸ復調装置を提
供することにある。

この発明によればｎ値（ｎは２以上の正整数）のＦＳＸ
信号を受信する受信復調系において、負帰還ループが設
けられ、この負帰還ループはｎ値の送信周波数と対応し
てｎ個の安定点が与えられ、この負帰還ループで送信側
で遮断されたディジタル情報の直流成分を再生して復調
する。

第３図はこの発明によるＦＳＸ復調装置の実施例を示し
、第１図及び第２図と対応する部分には同一符号を付け
である。

この例では局部発振器１８に対する負帰還ループが設け
られた場合であって発振器１８としては外部電圧により
発振周波数を制御できる可変周波数発振器とされ、中間
周波信号器１９の出力はｎ個の安定点が得られるように
構成された周波数弁別器３１にて周波数弁別される。

この出力中の直流成分が低域済波器３２にて取出され、
その出力にて局部発振器１８が制御される。

周波数弁別器３１の弁別特性は、２値ＦＳＫの場合は入
力周波数ｆ１つまり中間周波ろ波器１９よりの中間周波
数に対する弁別器３１−Ｐ波器３２−発振器１８−周波
数変換器１７−中間周波ろ波器１９−弁別器３１なる負
帰還ループを一巡して炉液器１９に生じる周波数変化量
（オープンループ）が第４図に示すように二つの安定点
ｆ。

′及びｆ１′をもつようにされる。

この安定点ｆ。′及びｆ１′は送信側のディジクル情報
に対応した周波数ｆ。

及びｆｌを受信側において周波数変換器１Ｔにて中間周
波に変換した値である。

入力情報がｆｏの場合は中間周波出力はｆ。

′に安定し、ｆｌの場合はｆ１′に安定する。

従来の自動周波数制御装置では周波数弁別器は安定点は
１つであって、ｆｌとｆ１′との中点の周波数ｆｃに選
定されるため、入力としてｆ。

又はｆｌが長く継続すると、中間周波数はｆｃになるよ
うに作用してしまい、正しく動作しなくなる。

しかしこの発明復調装置ではそのようなことはない。

第５図Ａに示すように直流結合によりＦＳＸ変調送信し
た場合にはもちろん正しく復調できる。

第３図に示すようにＮＲＺパルスをコンデンサ１４にて
直流分を除去すると第５図Ｂに示すように、同一符号が
続く場合は周波数が変化し、即ち図においてｆｌより徐
徐に平均周波数にドリフトするが、その変化はコンデン
サ１４の容量と、ろ波器２６の出力インピーダンスと、
変調器１５の入力インピーダンスとの積での時定数で決
る。

この時定数よりも局部発振器１８を負帰還制御するＡＦ
Ｃループの時定数は小さく選定される。

このようにすれば送信側における周波数ドリフトに、受
信側のＡＦＣループは完全に追従し、送信側で失った直
流分の周波数ドリフトは局部発振器１８の発振周波数変
化により再生され、中間周波出力器１９の出力には直流
結合した第２図の場合と同様のＦＳＸ中間周波信号が得
られる。

第４図に示した弁別特性のＡＦＣ回路の具体例を第６図
に示す。

第６図において中間周波ろ波器１９の中間周波出力は２
πを法として位相差を検出する第１及び第２周波数弁別
回路３５及び３６へ供給され、また上記中間周波出力は
遅延回路３７にて１ビツト以下の１定時間遅延されて第
１周波数弁別回路３５へ供給されると共に、この遅延さ
れた中間周波信号の一部は分岐されて位相推移器３８に
て位相がπ／２ずらされて第２周波数弁別回路３６へ供
給される。

一方の周波数弁別回路の出力が最大、最小となる周波数
で中心レベルを出力し、かつ周波数変動に対する応答が
同極性になるように両弁別回路３５．３６の出力を掛算
回路３９にて掛算する。

この出力にてこれが正の時に中間周波出力が高くなるよ
うに局部発振器１８を制御する。

遅延回路３７の遅延時間をγとし、中間周波信号の周波
数をｆｃとし、これがｆｃ土△ｆに変化すると、遅延回
路３１の出力の変動位相△〆は△Ｚ＝±２π△ｆγ＋〆
。

になる。

ｌｏは入力周波数がｆｃの時の△Ｚである。

この周波数変動に対する△〆は第１周波数弁別回路３５
にて検出され、この回路３５の位相比較特性が正弦波特
性の場合は第７図Ａの曲線４１のように正弦波的に変化
し、第２周波数弁別回路３６の出力は曲線４２のように
曲線４１に対し９０度位相がずれる。

これ等曲線４１，４２の掛算出力は第７図Ｂに示すよう
になり、ｆｃ±、７゜ｆｃ±−＋ ＋ ＊ ＠に安定点
が生じるＡＦＣ回路が４γ が得られる。

従って上記ＦＳＫのｆ。′とｆ１′とを±−に選べばビ
ットごとの周波数を監視しなが４γ らＡＦＣが掛けられ、第４図に示した特性となる。

掛算回路３９としては第１弁別回路３５の出力の正負に
応じて第２弁別回路３６の極性を入れ換えるアナログス
イッチによって実現し、第７図Ｃに示すようにしてもよ
く、或いは弁別回路３５゜３６の各出力の正負を論理′
１“、１０“レベルとして両者の排他的論理和をとるこ
とにより第７図りに示すようにしてもよい。

伝送系の周波数安定度がＦＳＫ変調の偏位よりも大きい
場合はＡＦＣ回路においてｆｃ士上以３
４γ 外のｆｃ±−＋６ｊ＠なる安定点に引込むおそれ４γ がある。

よって上記不要な安定点を除去するために例えば第８図
に示すように中間周波出力は周波数弁別回路４４へも供
給され、第７図Ｅに示すようにｆ Ｃ４ｒ以下では充分
高い正電圧になり、ｆ ｃ ＋ ４ ｒＦ上では充分低
いと電圧になり、これ等ｆ ｃ −Ｔｒ ＜ ｆ＜ ｆ
ｃ ＋ ａ ｒの範囲ではゼロ電圧になるようにされ
る。

この弁別回路４４の出力を適当にウェイト付けした後に
、回路４５で掛算回路３９の出力（第７図Ｂ）とアナロ
グ的に加算することにより第７図Ｆに示すように第４図
の特性になる。

第４図に示した特性を得る更に他の例としては第９図に
示すように周波数弁別器２１の出力（第１０図Ａの曲線
５１）をインバータ４６にて反転して曲線５２のように
し、これと再生識別回路２８の出力（第１０図Ｂ）とを
加算回路４７にて加算し、第１０図Ｃの特性としてもよ
い。

４値ＦＳＫ変調信号に対する負帰還ループの弁別特性は
第１１図に示すように４つの周波数安定点が設けられ、
一般にｎ値のＦＳＫ変調波に対してはｎ１’［Ｍｌの安
定点が設けられ、これは第７図Ｂ。

Ｃ，Ｄなどの特性を利用すれば容易に得られる。

上述ではＦＳＸ変調信号の受信復調系において局部発振
器に対し自動周波数制御ループを構威し、そのループに
ｎ個の安定点を付与したが、ベースバンド処理部分に負
帰還ループを設けてこれにｎ個の安定点を与えてもよい
。

例えばｎ＝２の場合は第１２図に示すように、周波数弁
別器２１の出力はコンデンサ２２を通じて直流増幅器５
３へ供給され、この出力は再生識別回路２８へ供給され
ると共に第３図における周波数弁別器３１の機能と似た
レベル弁別器５４へ供給される。

この弁別器５４は第４図における横軸を弁別器５４に対
する入力レベル、縦軸をループ−巡した直流増幅器５３
の出力レベルの変化量（オープンループ）をとれば、弁
別器３１の特性と同一曲線になる。

この特性は例えば第１０図に示した考えと同様にして得
られる。

即ち増幅器５３は差動増幅器が用いられ、第１０図の曲
線５１と対応した出力−レベル特性であり、その出力は
インバータ５５にて反転されて曲線５２と対応した出力
とされ、−力増幅器５３の出力はリミッタ５６にて第１
０図Ｂの特性と対応した出力を得、これとインパーク５
５の出力とを回路５７にて加算され、その加算出力はＰ
波器３２を通じて直流増幅器５３に制御信号として負帰
還される。

なおコンデンサ２２による時定数はろ波器３２によるル
ープ時定数よりも充分太きいものとする。

変調パルスが完全なＮＲＺパルスであっても伝送路にお
ける帯域制限によって情報の波形がなまる。

よって弁別器３１又は５４の出力側にサンプリング回路
を直列に挿入して、これを変調パルスのクロックと同期
して標本化し、その出力にて制御することによりループ
制御におけるＳＮ比を向上することができる。

また上述したようにこの発明装置の使用により送信側に
おいてディジタル情報中の直流成分及びその近くを遮断
して伝送しても良好な再生ができるため、この直流領域
を伝送路の保守のための監視制御信号の伝送のためやＡ
ＦＣなとの伝送路の周波数の安定化の自己制御などに利
用することが可能になる。

以上説明したように本発明のＦＳＸ復調器の使用によれ
ば、直流成分を含んだディジタル信号を交流結合の伝送
路を通じて符号誤り率特性を劣化させることなく伝送す
ることが可能であるから、ＦＳＸによる無線伝送路を構
成する上で従来のＦＤＭ−ＦＭの技術が生かせ、かつ伝
送路の非直線に対する優位性は損なわれない。

このことは伝送路の高周波周波数が準ミリ、ミリ波領域
と高くなるに従かいその利点が顕著となることを示し、
小容量、低価格のディジタル伝送路を構成することが容
易となる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はそれぞれ従来のＦＳＸ伝送系を示す
ブロック図、第３図はこの発明によるＦＳＸ復調装置の
一例を適用したＦＳＸ伝送系を示すブロック図、第４図
はその自動周波数制御ループの特性曲線図、第５図は送
信されるＦＳＸ信号を示す曲線図、第６図はこの発明に
よるＦＳＸ復調装置の他の例を示すブロック図、第７図
は第６図の動作の説明に供するための波形図、第８図及
び第９図はそれぞれこの発明によるＦＳＸ復調装置の更
に他の例を示すブロック図、第１０図は第９図の動作の
説明に供するための波形図、第１１図は４値ＦＳＫ変調
信号に対する自動周波数制御ループの特性曲線図、第１
２図はこの発明によるＦＳＸ復調装置の更に他の例を示
すブロック図である。 １７・・・周波数変換器、１８・・・局部発振器、１９
・・・中間周波済波器、２１・・・周波数弁別器、２８
・・・再生識別回路、３１・・・ｎ値の安定点を有する
周波数弁別回路、３５・・・第１周波数弁別回路、３６
・・・第２周波数弁別回路、３７・・・遅延回路、３８
・・・９０度位相推移器、３９・・・掛算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ｎ値（ｎは２以上の正整数）のＦＳＸ信号を受信復
   調する装置において、上記ｎ値の送信周波数に対応した
   ｎ個の安定点を有する負帰還ループが受信復調系に設け
   られていることを特徴とするＦＳＸ復調装置。 ２ 受信されるｎ値ＦＳＫ信号は、電力スペクトラムが
   直流成分まで伸びているディジタルベースバンド信号の
   低域周波数成分を遮断したものでＦＳＫ変調した信号で
   あり、負帰還ループの遮断周波数は上記低周波成分の遮
   断周波数よりも高く選定されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のＦＳＫ復調装置。 ３ 負帰還ループ内に、受信ディジタル情報のクロック
   と同期して動作するサンプリング回路が挿入され、その
   サンプリング出力により帰還制御が行なわれることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項記載のＦＳＸ
   復調装置。 ４ 受信信号が中間周波信号に変換され、その中間周波
   数を周波数弁別し、その弁別出力により上記中間周波信
   号に変換するための局部発振器の周波数を制御する自動
   周波数制御ループによりｎ個の安定点を有する負帰還ル
   ープが構成されていることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項から第３項までに記載のいずれか１項のＦＳＸ復
   調装置。 ５ 負帰還ループは中間周波信号をその変調信号の１ビ
   ツト以下の時間遅延する遅延回路と、その遅延したもの
   としないものとの位相差を検出する第１周波数弁別回路
   と、上記遅延された信号及び遅延されない中間周波信号
   を、その一方を９０’位相をずらして相互に位相比較す
   る第２周波数弁別回路と、上記第１．第２周波数弁別回
   路の出力の一方が最大、最小となる周波数で中心レベル
   を出力し、かつ周波数変動に対する応答が同極性になる
   ようにこれ等弁別回路の出力を掛算する掛算回路と、そ
   の掛算出力により制御される局部発振器とよりなること
   を特徴とする特許請求の範囲第４項記載のＦＳＸ復調装
   置。