JP2692440B2 - Ｆｓｋデータ受信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用される周波数偏移変調（ＦＳＫ）信
号のデータ受信方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線周波搬送波上のＦＳＫ信号を
用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の構
成として検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５８−８１３６３号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図１２を参
照して従来のＦＳＫデータ受信方式について簡単に説明
する。図１２においてｆｃを搬送波周波数およびΔｆを
ＦＳＫ変調周波数偏移とした場合、周波数ｆｃ±Δｆの
ＦＭ入力信号がアンテナ１２１で受信され、ミクサ１２
２の一方の入力端子に印加される。この所望の信号の他
に隣接チャンネル信号もアンテナ１２１で受信され、ミ
クサ１２２に送られる。信号チャンネル内には入るがｆ
ｃから少量（δｆ）ずれた周波数ｆ_L＝ｆｃ−δｆの信
号を出力する高安定度局部発振器１２３をミクサ１２２
の他方の入力端子に接続する。ミクサ１２２の出力信号
は信号周波数Δｆ＋δｆおよびΔｆ−δｆ並びに周波数
偏移した隣接チャンネル信号をも含む。信号周波数Δｆ
＋δｆとΔｆ−δｆのピークは２δｆだけ離れているの
で、適当な弁別器で互いに分けることができる。ローパ
スフィルタ１２３により隣接チャンネルを落とし、帯域
フィルタ１２５により２つの信号周波数が互いに分離さ
れると共にすべての低周波雑音から分離される。各帯域
フィルタ１２４、１２５の出力信号は、それぞれの振幅
または包絡線検波器に、入力される。そしてデータ信号
を再生するために振幅検波器１２６、１２７の出力信号
を差回路１２８で比較し、端子１２９にデータ出力が得
られるものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、以上のような
構成では、局部発振周波数帯の周波数混合器が１個でＦ
ＳＫのデータ受信を行なっているが、局部発振周波数の
周波数安定度が必要で、形状が大きくまた高価な高安定
局部発振器を用いるか、局部発振器に自動周波数制御
（ＡＦＣ）回路を設ける必要がある。ＡＦＣ回路には、
別の発振器や周波数混合器が必要となる。また、直交復
調系の回路構成では、局部発振周波数帯の周波数混合器
が２個必要であり、小形低消費電力化の構成としては不
利でありまた、局部発振周波数ずれに対する許容幅が比
較的大きいが、充分とは言えない。従来の復調方式にお
いては、以上のような課題を有していた。

【０００５】本発明は上記課題を解決するもので、直接
変換受信機の構成としながら、局部発振周波数帯の周波
数混合器が１個で無線ＦＳＫデータの受信を行ない、あ
る程度の高速データ伝送に対応でき、局部発振周波数と
搬送波との周波数ずれの許容幅の拡大ができ、そのため
ＡＦＣが不要となり、周波数安定度が不利となる高い周
波数帯への対応も可能とし、低消費電力で、集積回路化
に適した復調方式を得ることを目的とするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の技術的解決手段は、局部発振器に局発ＦＳ
Ｋ変調信号を加え、ベースバンド信号の周波数電圧変換
回路の電圧変化を比較判定することにより搬送波信号の
ＦＳＫ変調周波数偏移の上下を判定し第１の復号信号を
得る第１の復号回路を設ける。またその第１の復号回路
の他に、周波数電圧変換回路の出力電圧により局部発振
周波数ずれを判定して第１、第２の制御信号を生成し、
その第１の制御信号に応じて局部発振周波数ずれの少な
い範囲の場合には、第１の復号回路からの第１の復号信
号を第３の復号信号として出力し、また、前記の第１の
制御信号により局部発振周波数ずれがある程度大きくな
ったと判定した場合には、第２の復号回路として、ベー
スバンド周波数の高い側では、前記第１の復号信号とベ
ースバンド信号周波数の判定信号との位相の同相逆相の
判定により、局部発振周波数ずれの正負の方向の判定を
しておき、前記第１の復号信号と同等な信号を第２の復
号信号とし、ベースバンド周波数の低い側では、ベース
バンド周波数信号の周波数変化による判定信号と、前記
の同相逆相の判定結果を利用して第２の復号信号を得、
前記の第１の制御信号により、第１、第２の復号信号か
ら、第３の復号信号を得る復号信号処理回路を有し、そ
の第３の復号信号を用いてデータ復調を行なうものであ
る。

【０００７】なお、第２の制御信号に応じて、局部発振
周波数ずれの少ない範囲では、第１の復号信号を得た
後、第２の復号信号を得るための手段への電源電圧を第
２の電源供給回路により間欠的に供給し、局部発振周波
数ずれがある程度大きくなると、第２の復号信号を得た
後、局発ＦＳＫ変調信号の接断および第１の復号信号を
得るための手段への第１の電源供給回路の出力電圧の接
断を制御することが可能である。

【０００８】

【作用】本発明は局部発振周波数帯の周波数混合器が１
つの構成により、局発ＦＳＫ変調信号に応じて、ベース
バンド信号の周波数電圧変換回路の電圧が変化した状態
を比較判定することにより、搬送波信号のＦＳＫ変調周
波数偏移と局発ＦＳＫ変調信号の関係が判明することに
より、搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移の上下を判定
し第１の復号信号を得る。また局部発振周波数ずれを判
定し、局部発振周波数ずれの少ない範囲では、上記の周
波数混合器１つの回路構成により搬送波信号のＦＳＫ変
調周波数偏移の上下を判定し、局部発振周波数ずれがあ
る程度大きくなると、ベースバンド信号の周波数の高低
の差が大きくなり、判定が確実に行なえるベースバンド
周波数の高い側の等価変調指数が大きいときに、第１の
復号回路による復号信号とベースバンド周波数の判定回
路の出力信号との位相の同相逆相関係が、局部発振周波
数ずれの正負方向によって変わるので、その同相逆相関
系の判定と信号の反転非反転の選択を行なって、復号出
力としては、第１の復号信号と同等な信号を用い、等価
変調指数が小さく搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移の
上下の判定が困難となるベースバンド周波数の低い側で
は、局部発振周波数ずれが大きい方が逆に有利となるベ
ースバンド周波数の変化による判定と、前記の同相逆相
の判定による局部発振周波数ずれの正負方向の情報を利
用して復調するようにしたものである。このようにする
ことにより、広い範囲の局部発振周波数ずれに対応でき
るＦＳＫデータ受信方式が得られ、受信機として直接変
換受信方式の構成の適用が容易となる。

【０００９】なお、局部発振周波数ずれの少ない範囲で
は、局部発振周波数ずれに基づく復号回路部は間欠動作
させ、局部発振周波数ずれがある程度大きくなると、局
発ＦＳＫ変調信号と、第１の復号信号を得るための回路
構成の電源の接断を制御することにより、ベースバンド
・フィルタ帯域幅の必要以上の拡大を防止することがで
き、また低消費電力化が図られる。

【００１０】

【実施例】（実施例１） 以下、図１を参照しながら本発明の第１の実施例につい
て説明する。図１は、本発明におけるＦＳＫデータ受信
方式を適用した受信機の主要部の回路系統図である。図
１において、上下に等周波数間隔の周波数偏移でＦＳＫ
変調された搬送波信号１にほぼ等しい周波数で発振させ
た局部発振器２と、局発ＦＳＫ変調信号３の位相を調整
する位相調整回路４の第１の出力信号５を局部発振器２
に加え、局部発振器２の出力信号と搬送波信号１とを周
波数混合する周波数混合器６の出力信号にフィルタ７を
通してベースバンド信号８を得、振幅制限増幅器９によ
りベースバンド信号８を振幅制限し、その出力パルスの
数をパルスカウント回路１０によって電圧に変換する。
つまり、振幅制限増幅器９とパルスカウント回路１０と
で、周波数電圧変換回路１６を、構成している。そのパ
ルスカウント回路１０の出力電圧１１と局発ＦＳＫ変調
信号３の位相の調整を行なう位相調整回路４の第２の出
力信号１２との比較判定を電圧比較判定回路１３により
行ない、その出力信号を第１の復号信号１４とする。第
１の復号回路１５は、電圧比較判定回路１３と位相調整
回路４とを有するもので、その出力信号の第１の復号信
号１４から、データ復調を行なう。なお、局発ＦＳＫ変
調信号３とは、あらかじめ受信側で定めた基準信号であ
り、例えば「１０１０１…」のように１と０を単純に繰
り返す信号が一般的であるが、あらかじめ定まっている
信号であれば「１１００…」等、どのような信号でも良
い。

【００１１】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。上下に等周波数間隔の周波数偏移でＦＳＫ
変調された搬送波信号１にほぼ等しい周波数で発振させ
た局部発振器２に、位相調整回路４により局発ＦＳＫ変
調信号３の位相を調整した第１の出力信号５を加え、局
部発振器２の出力信号と搬送波信号１とを周波数混合器
６に接続し、その出力信号にフィルタ７を通してベース
バンド信号８を得ると、ベースバンド信号Ｂ（ｔ）は、
局部発振器２の周波数ずれをΔｆ、搬送波信号１のＦＳ
Ｋ周波数偏移を±ｆ_D 、局発ＦＳＫ変調信号３を局部発
振器２に加えることにより生じる周波数偏移を±ｆ_L と
すると、 ｆ_D ｆ_L Ｂ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π（ｆ_D−ｆ_L−Δｆ）ｔ−θ） ＋ ＋ Ｂ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π（ｆ_D＋ｆ_L−Δｆ）ｔ−θ） ＋ − Ｂ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π（ｆ_D＋ｆ_L＋Δｆ）ｔ＋θ） − ＋ Ｂ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π（ｆ_D−ｆ_L＋Δｆ）ｔ＋θ） − − となり、その周波数関係を図に示すと、図９の説明図に
示すようにΔｆに対して４つのベースバンド信号８の周
波数をとる。また、ＦＳＫ変調周波数偏移信号±ｆ
_D（ｈ）と局発ＦＳＫ信号３による周波数偏移±ｆ
_L（ｉ）との関係により、そのベースバンド信号８の出
力周波数は、局部発振器の周波数ずれ△ｆにつれて、図
１０の右側に示した図では各々の±ｆ_Dと±ｆ_Lの距離差
に相当する周波数となり、ｆ_Dとｆ_Lの相互関係から周波
数が決まり、同図（ａ）から（ｇ）に示すように変化す
ることになる。

【００１２】このようにして得られたベースバンド信号
８を周波数振幅制限増幅器９により振幅制限し、その出
力パルスの数をパルスカウント回路１０によって電圧に
変換すると、その電圧を判定することにより、ベースバ
ンド信号８の周波数変化が判定できることになる。そこ
で電圧比較判定回路１３により、パルスカウント回路１
０の出力電圧１１と局発ＦＳＫ変調信号３からの第２の
出力信号１２との比較判定を、位相調整回路４により局
発ＦＳＫ変調信号３の位相を調整してタイミングを合わ
せて行なうことにより、復号が可能となる。このように
復号信号は、位相調整回路４と電圧判定比較回路１３に
より、得られるため、それらの回路４、１３をまとめて
第１の復号回路１５と呼ぶこととする。その出力信号で
ある第１の復号信号１４から、データ復調を行なう。

【００１３】なお、図３は本発明の第１の実施例におけ
る、第１の復号回路１５の具体的な回路の一実施例であ
る。図３は、図９の説明図のように局部発振器２の周波
数ずれΔｆが、局発ＦＳＫ変調信号３の周波数偏移±ｆ
_Lの範囲内９１において、復調が可能な回路構成であ
り、第１の復号回路１５の、電圧比較判定回路１３とし
て、図９の第１のｆ／ｖ判定ライン９３のように、搬送
波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の周波数のパルスの数
に相当する電圧を基準として電圧の比較を行なう第１の
電圧比較回路３１と、第１の電圧比較回路３１の出力信
号３２と位相調整回路４の第２の出力信号１２とを入力
とする第１の排他的論理和回路３３とを有し、位相調整
回路４の第１の出力信号５として局発ＦＳＫ変調信号３
をそのまま用い、位相調整回路４の第２の出力信号１２
として局発ＦＳＫ変調信号３を遅延回路３４で遅延させ
た信号を用いている。

【００１４】以下に、図３の実施例の動作を、説明図の
図９、図１０、図１１も併用して説明する。図１１にお
いては、（ａ）が時間（横軸）に対する周波数（縦軸）
の変化を示し、（ｂ）から（ｋ）が時間（横軸）に対す
る電圧（縦軸）の変化を示している。図９の局部発振器
２の周波数ずれΔｆが、局発ＦＳＫ変調信号３の周波数
偏移±ｆ_L の範囲内９１においては、搬送波信号１のＦ
ＳＫ変調周波数偏移信号が図１１（ａ）に示すように、
周波数偏移±ｆ_D により高低する。すなわち図１１
（ａ）は、仮想的にみれば、直接的に周波数電圧変換し
たとした場合の電圧信号とみてもよい。また、局発ＦＳ
Ｋ変調信号３の周波数偏移±ｆ_L が変化すると、それを
位相調整した局部発振器２への入力信号５は、図１１
（ｂ）に示すように高低し、周波数混合器６の出力とし
て得られる信号から、フィルタ７を通して得たベースバ
ンド信号８を振幅制限増幅器９で振幅制限増幅し、その
周波数に相当するパルスカウント回路１０の出力電圧１
１は、図９の第１の電圧比較回路３１の第１のｆ／ｖ判
定ライン９３に相当する周波数を周波数偏移ｆ_D として
いるが、それに比べて、送られて来たデータの周波数偏
移が＋ｆ_D の場合は、＋ｆ_L ならば低く、−ｆ_L ならば
高く、送られて来たデータの周波数偏移が−ｆ_D の場合
は、逆に＋ｆ_L ならば高く、−ｆ_L ならば低くなる。こ
れは、図１０の（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）によっても、各
信号間の周波数差として容易に理解できる。例えば図１
０の（ｃ）のように、多少負側の局部発振周波数ずれの
場合には、各信号間の周波数差に応じて、出力電圧１１
は、図１１（ｃ）のようになり、第１の電圧比較回路３
１を用いて、第１のｆ／ｖ判定ライン９３によって判定
すると、その出力信号３２は、範囲内９１では局部発振
周波数ずれの正負の方向にかかわらず、図１１（ｄ）に
示すようになる。局発ＦＳＫ信号３に対するベースバン
ド信号８の周波数を電圧に変換して判定するまでの時間
位相差を、図１１（ｅ）に示す遅延回路３４を用いて遅
延した信号により、タイミングを合わせ、第１の電圧比
較回路３１の出力信号３２（図１１（ｄ））と共に、排
他的論理和回路３３に加えると、その出力に、搬送波信
号のＦＳＫ変調周波数偏移信号（図１１（ａ））を遅延
した形となっている図１１（ｆ）に示す、すなわち第１
の復号信号１４が得られることになる。

【００１５】以上の説明から明らかなように、本実施例
によれば、局部発振周波数帯の周波数混合器を１つだけ
用いて、局部発振器に局発ＦＳＫ変調信号を加え、ベー
スバンド信号の周波数電圧変換回路の電圧変化を比較判
定することにより搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移の
上下を判定し復号信号を得ることができるようにしたも
のであり、消費電流を必要とする局部発振周波数帯の周
波数混合器を通常よりも１つ省略でき、また、局部発振
器の出力を２つの周波数混合器に分配して供給する必要
もないため、局部発振器の出力を低くでき、直接変換受
信機で問題となる相互干渉が抑えられ小形化と低消費電
力化が図られる。また、第１の復号回路の具体的回路の
実施例によれば、適用範囲は狭いが、簡単な復号回路か
らデータ復調することができ、小形で低消費電力化に適
するＦＳＫデータ受信方式が得られたことになる。

【００１６】（実施例２） 次に以下、図１と図４を参照しながら本発明の第２の実
施例について説明する。図４は、本発明におけるＦＳＫ
データ受信方式を適用した受信機の第１の復号回路１５
の具体的な回路の一実施例である。図４の第１の復号回
路１５は、図９の説明図の、局部発振器２の周波数ずれ
Δｆが、搬送波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移±ｆ_Dの
範囲内９２において、復調が可能な具体的な回路の例で
ある。この場合については、局部発振器２に局発ＦＳＫ
変調信号３を供給するための位相同期調整回路４１を設
け、また、電圧比較判定回路１３としては、搬送波信号
１のＦＳＫ変調周波数偏移信号の信号伝送の単位データ
区間内の周波数パルスの増減を判定する回路を必要とす
ることになるが、その具体的回路例として、遅延電圧比
較回路４２とＤ形フリップフロップ回路４３とを設けて
いる。

【００１７】以下に、図４の実施例の動作を、説明図の
図９、図１０、図１１も併用して説明する。図１１にお
いては、（ａ）が時間（横軸）に対する周波数（縦軸）
の変化を示し、（ｂ）から（ｋ）が時間（横軸）に対す
る電圧（縦軸）の変化を示している。図９の局部発振器
２の周波数ずれΔｆが、搬送波信号１のＦＳＫ変調周波
数偏移±ｆ_D の範囲内９２において、搬送波信号１のＦ
ＳＫ変調周波数偏移信号が図１１（ａ）に示すように、
周波数偏移±ｆ_D により高低する。すなわち図１１
（ａ）は、仮想的にみれば、直接的に周波数電圧変換し
たとした場合の電圧信号とみてもよい。これに対して、
局部発振器２への入力信号５を、位相同期調整回路４１
によって、局発ＦＳＫ変調信号３の周波数偏移±ｆ_L が
同じ伝送速度で９０度の位相差となるようにするか、あ
るいは図１１（ｇ）のように、２倍の伝送速度で位相同
期をとるようにして供給すると、パルスカウント回路１
０の出力電圧１１は、図１０の（ａ）から（ｇ）のよう
に局部発振器２の周波数ずれΔｆにつれて、ベースバン
ド信号８の周波数が、搬送波信号１のＦＳＫ変調周波数
偏移の伝送信号の単位データ区間内に増減するのでそれ
につれて図１１（ｈ）のように変化する。なお、同図
（ｈ）の点線（リ）は図１０（ｂ）、実線（チ）は図１
０（ｆ）の場合の局部発振周波数ずれに対応している。
そして、単位データ区間内のベースバンド信号８の周波
数の増減の順番は、局部発振周波数ずれにかかわらず、
図９、図１０から分かるように搬送波信号１のＦＳＫ変
調周波数偏移信号のデータ、すなわち周波数偏移±ｆ_D
の符号により逆転する。そこで単位データ区間内の増減
を判定する回路として、遅延電圧比較回路４２とＤ形フ
リップフロップ回路４３とを設けている。遅延電圧比較
回路４２は、ベースバンド信号周波数の増減の間隔に合
わせて、現在の信号と遅延回路４４により単位データ区
間の約半分の時間遅延した信号との大小関係を電圧比較
器４５で判定を行なうもので、従って判定結果を得るに
は単位データ区間の約半分の時間以上の遅延が生じ、そ
の出力信号４６は、局部発振周波数ずれの異なる図１１
（ｈ）の実線（チ）、点線（リ）に対応して図１１
（ｉ）の実線（ル）、点線（ヌ）のようになる。ここ
で、実線（ル）、点線（ヌ）とも同じ判定結果となって
いる区間は、単位データ区間の後半で、その単位データ
区間内の増減が判定されている部分であり、単位データ
区間の前半の部分は、前のデータ区間との関係により、
また局部発振周波数ずれにより、判定が変化してしまう
部分である。判定としては、単位データ区間内の増減の
みを用いれば良いので、その区間部分にパルスの立ち上
がりのあるように、位相同期調整回路４１の出力信号を
遅延・波形整形回路４７により遅延し、図１１（ｊ）の
ような出力信号１２を得て、この出力信号１２をクロッ
ク入力とし、遅延電圧比較回路４２の出力信号４６をＤ
入力とする、Ｄ形フリップフロップ回路４３により、比
較判定すると、その出力信号として、同図（ｋ）のよう
な、搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移信号の同図
（ａ）を遅延した第１の復号信号１４が得られることに
なる。

【００１８】局発ＦＳＫ変調信号３の伝送速度が搬送波
信号１の変調周波数偏移信号の伝送速度と同じで、９０
度の位相差になるようにした場合についても、ほぼ同様
なことが言えるが、単位データ区間の増減判定区間部分
に合わせるため、この場合には、Ｄ形フリップフロップ
回路４３のクロック入力には、遅延・波形整形回路４７
により遅延だけでなく、パルスの両エッジを検出して、
そこで狭い幅のパルスをつくり、それをクロック入力と
する必要がある。

【００１９】以上の説明から明らかなように、本実施例
によれば、第１の実施例と同様に局部発振周波数帯の周
波数混合器を１つだけ用いて、搬送波信号のＦＳＫ周波
数偏移の上下を判定し復号信号を得ることができるよう
にしたものであり、小形化と低消費電力化が図られる。
また、この第１の復号回路の具体的回路の実施例によれ
ば、局部発振器の周波数ずれの適用範囲を直接変換受信
機として必要な最大の範囲、すなわち搬送波信号のＦＳ
Ｋ周波数偏移まで拡大できる。

【００２０】（実施例３）次に以下、図２を参照しなが
ら本発明の第３の実施例について説明する。図２は、本
発明におけるＦＳＫデータ受信方式を適用した受信機の
主要部の回路系統図である。図２において、ベースバン
ド信号８の周波数電圧変換回路１６の電圧変化を比較判
定することにより、搬送波信号１のＦＳＫ変調周波数偏
移の上下を判定し第１の復号信号１４を出力する、本発
明の第１、第２の実施例のような第１の復号回路１５の
他に、ベースバンド信号８の周波数電圧変換回路１６か
らの出力を入力電圧とする電圧判定手段１７を設け、そ
の電圧判定手段１７からの信号により第１の制御信号１
８を得る制御信号生成回路１９とを有し、また電圧判定
手段１７の出力信号に応じて、第１の復号信号１４と電
圧判定手段１７の出力信号との同相逆相関係の判定を行
なう同相逆相判定回路２０と、その同相逆相判定回路２
０の出力信号に応じて、電圧判定手段１７の出力信号ま
たはその反転信号を選択する信号反転選択回路２１とを
持つ、第２の復号回路２２を有し、信号反転選択回路２
１の出力信号すなわち復号回路２２の出力信号として第
２の復号信号２３を得て、また、制御信号生成回路１９
の出力の第１の制御信号１８に加えて、第２の制御信号
２６と間欠動作信号２７と、第１、第２の電源供給回路
２８、２９と、局発ＦＳＫ信号接断回路３０とを有し、
第１、第２の復号信号１４、２３を入力信号とし、第１
の制御信号１８を用いて、第３の復号信号２４を得る復
号信号処理回路２５を有し、第３の復号信号２４を用い
てデータ復調を行なうものである。

【００２１】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移に対し
て、伝送ビットレートを高速化すると、１ビット伝送当
たりに含まれる変調周波数偏移の周波数成分が少なくな
り、 変調指数＝最大周波数偏移／最高信号伝送周波数 上式で表される変調指数が小さくなる。なお、最高信号
伝送周波数は、ＦＳＫの場合、伝送ビットレート／２で
あり、多値ＦＳＫのような場合には、伝送シンボルレー
ト／２である。変調指数が小さい場合には、少ない周波
数成分でデータ判定を行なうことになり、当然データ復
調には不利となる。

【００２２】また、直接変換受信方式の場合、 等価変調指数＝ベースバンド信号周波数／最高信号伝送
周波数 ＝変調指数±（局部発振周波数ずれ／最高信号伝送周波
数） 上式で等価的な変調指数を表すと、局部発振周波数がず
れた場合、ＦＳＫ変調データの周波数偏移の上下に対応
して、ベースバンド信号の周波数が高低し、等価変調指
数が大小の値をとることになる。特にベースバンド信号
周波数が低い側では、ベースバンド信号の周波数成分が
少なくなり、１ビット伝送当たりに含まれるベースバン
ド信号の周波数の成分を示す等価変調指数が小さくな
り、この場合、良好なデータ復調にとって、不利とな
る。

【００２３】そこで、ベースバンド信号８の周波数電圧
変換回路１６の電圧変化を比較判定することにより、搬
送波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の上下を判定するこ
とによって得られる第１の復号信号１４を出力する第１
の復号回路１５の他に、ベースバンド信号８の周波数を
電圧に変換する周波数電圧変換回路１６と、その出力を
入力電圧とする電圧判定手段１７とを設け、その電圧判
定手段１７からの信号により局部発振周波数ずれを判定
して、第１の制御信号１８を得る制御信号生成回路１９
を設ける。第１の制御信号１８は、電圧判定手段１７の
出力信号を、ある期間、例えば搬送波信号１のＦＳＫ変
調周波数偏移信号の単位データ区間の電圧の和あるいは
平均をとって判定することによって生成させることがで
きる。これで局部発振周波数ずれが判定可能なことは、
図１０によっても明らかである。あるいは、第１の制御
信号１８は、電圧判定手段１７の出力信号による、搬送
波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の伝送信号の数単位デ
ータ区間の判定結果を保持して、論理和をとることによ
って生成させることができる。また、あるいは、搬送波
信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の伝送信号の単位データ
区間で、電圧判定手段１７の出力信号により、図９の第
２のｆ／ｖ判定ライン９４の上下両側の判定、すなわち
電圧判定手段１７の出力電圧の高低の両側の判定を行な
って、論理和をとることによって生成させることができ
る。その第１の制御信号１８に応じて、局部発振周波数
ずれの少ない範囲の場合には、復号信号処理回路２５に
より、復号回路１５によって搬送波ＦＳＫ信号の周波数
偏移の上下を判定した第１の復号信号１４を重視して、
第３の復号信号２４を出力するようにする。

【００２４】また、図９の説明図に示すように、局部発
振器の周波数ずれΔｆがある程度大きくなると、搬送波
信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の上側下側の±ｆ_Dに対
応して、ベースバンド信号８の周波数が大きく高低する
ようになるので、電圧判定手段１７として、電圧判定回
路を複数設け、第１のｆ／ｖ判定ライン９３で、ベース
バンド信号８の周波数の高低についての判定から、搬送
波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の上下の変化について
の判定を行ない、第２のｆ／ｖ判定ライン９４で、局発
発振周波数ずれの判定を行う。図９の第２のｆ／ｖ判定
ライン９４の下側のラインにより判定を行う場合には、
送られて来たデータの周波数偏移が±ｆ _D のいずれであ
るか、あるいは局発ＦＳＫ変調信号を局部発振器に加え
ることに生ずる周波数偏移が±ｆ _L のいずれかであるの
かによってさらに下側の値をとることがあれば、局発発
振周波数は相当ずれていると判定でき、逆に上側のライ
ンにより判定を行う場合には、判定ラインよりさらに上
側の値をとることがあれば、局発発振周波数は相当ずれ
ていると判定できる。判定ラインを上下することが無け
れば、局発発振周波数のずれは、多くないことが判定で
きる。一連のデータ受信では、±ｆ _D と±ｆ _L の両方が種
々に変化するので、上下どちら側の判定ラインを用いて
も同様の判定結果が得られる。ベースバンド信号８の周
波数の高低についての判定から、搬送波信号１のＦＳＫ
変調周波数偏移の上下の変化についての判定を行なうた
めには、図９の局部発振周波数ずれの範囲９１の内側で
は、電圧判定手段１７に、搬送波信号１のＦＳＫ変調周
波数偏移信号の単位データ区間の電圧の和あるいは平均
をとって判定すること、あるいは、搬送波信号１のＦＳ
Ｋ変調周波数偏移信号の単位データ区間の半分の時間の
各々の±ｆ_D、±ｆ_Lの関係の変化に対しての判定を行な
うことが必要になる。しかし、図９の局部発振周波数ず
れの範囲９１よりも外側では、±ｆ_Lによって影響され
ずに、搬送波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の上下の±
ｆ_Dによって電圧判定手段１７による判定結果が決ま
る。従って、局部発振周波数ずれの判定に関しては、可
能な限り、局部発振周波数ずれの範囲９１よりも外側に
選んだ方がよい。ただし、電圧判定手段１７の出力電圧
の高低だけでは、局部発振周波数ずれΔｆの正負が判明
していないと搬送波信号１のＦＳＫ変調周波数偏移の上
下の判定はできない。しかし、周波数偏移の上下の変化
のみについては判定でき、その信号は、電圧判定手段１
７の出力電圧が高低する場合には、局部発振周波数ずれ
Δｆの正負によって、第１の復号信号１４と同相あるは
逆相のいずれかの関係となる。

【００２５】また、局部発振周波数ずれは、伝送ビット
レートに相当する時間に対して、より長時間的に発生
し、搬送波信号のＦＳＫ変調周波数偏移の上下すなわ
ち、ベースバンド信号の周波数の高低の時間に急激に変
化することは考え難い。従って、電圧判定手段１７と制
御信号生成回路１９により、局部発振周波数ずれを判定
しておきながら、同相逆相判定回路２０および信号反転
選択回路２１を設けることにより、通常はベースバンド
信号８の周波数の高い側となるが、ベースバンド信号８
の周波数の高低のいずれか側で、搬送波ＦＳＫ信号１の
周波数偏移の上下との対応が判定できれば、局部発振周
波数ずれの正負の方向も判定できていることになり、後
は、ベースバンド信号１の周波数の高低の変化が判定で
きれば良いことになる。なお、搬送波ＦＳＫ信号１の上
下との対応とは、±ｆ _D の判定すなわち、復号というこ
とで、復号出来ていれば、ベースバンド信号の周波数の
高低との対応から局部発振周波数ずれも、図１０からも
分かるように、容易に出来ることを意味している。

【００２６】従って、図２の電圧判定手段１７によりベ
ースバンド信号８の周波数が高いと判定した側では、等
価変調指数は大きく判定の信頼度は高くなっているの
で、同相逆相判定回路２０により、第１の復号信号１４
と電圧判定手段１７の出力信号との位相の同相逆相の判
定を行ない、信号反転選択回路２１により、電圧判定手
段１７の出力信号が、第１の復号信号１４と同相ならば
そのまま出力し、逆相ならば電圧判定手段１７の出力信
号を反転した信号に切換え、第２の復号信号２３を得
る。同相逆相を判定したことにより、局部発振周波数ず
れの正負も判定できていることになる。また、電圧判定
手段１７によりベースバンド信号８の周波数が低いと判
定した側では、等価変調指数が小さく、第１の復号信号
１４による搬送波信号１の変調周波数偏移の上下の判定
の信頼度が劣化するが、周波数の変化についての判定は
局部発振周波数ずれが大きい方が逆に有利となるので、
ベースバンド信号８の周波数の変化の判定と、同相逆相
の情報を利用しての復号は可能で、前記同相逆相判定回
路２０の出力信号による、以前の切換えの状態を保持
し、電圧判定手段１７からの信号が、信号反転選択回路
２１を経由して、第２の復号信号２３として出力され、
第１の制御信号１８に応じて、復号信号処理回路２５に
より、第２の復号信号２３を重視して第３の復号信号２
４を得る。以上のようにして得られた第３の復号信号２
４を用いて、データ復調を行なうものである。なお、第
２の復号信号２３は、急激には変化しない局部発振周波
数ずれの情報を元に、ベースバンド信号の周波数の高低
との対応から復号を行うことができる。また、第１の復
号回路の結果を用いて同相逆相判定を行う第２の復号回
路２２が、局部発振周波数ずれが大きい場合に、第１の
復号回路１５の復号結果よりも有利である理由は以下の
理由による。すなわち、局部発振周波数ずれが大きい場
合には、送られて来たデータの周波数偏移±ｆ _D による
ベースバンド周波数の高低差が大きくなる、特に低くな
った側の第１の復号回路での判定がしにくくなって行
く。一方、第２の復号回路２２では、ベースバンド周波
数の高低差を利用しているので、局部発振周波数ずれが
大きい方が感度良く判定できる。

【００２７】次に、制御信号生成回路１９の出力の第１
の制御信号１８に加えて設けた、第２の制御信号２６と
間欠動作信号２７と、第１、第２の電源供給回路２８、
２９と、局発ＦＳＫ信号接断回路３０の動作について説
明する。まず、第２の制御信号２６は、局部発振周波数
ずれに応じて第１の制御信号１８と同様な信号を、第
１、第２の復号信号１４、２３のいずれかの復号結果を
得た後において、生じるものであり、間欠動作信号２７
は、第１、第２の復号信号１４、２３の選択の際に許容
される幅の局部発振周波数ずれを生ずる時間より短時間
間隔の間欠動作となるようにしたものである。第１の制
御信号１８に応じて、局部発振周波数ずれの少ないと判
定される範囲では、第３の復号信号２４として第１の復
号信号１４からの信号を得た後において、第２の制御信
号２６および間欠動作信号２７に応じて、第２の復号信
号２３を得るための手段への電圧出力を第２の電源供給
回路２９により、間欠的に供給し、局部発振周波数ずれ
を反映する第１の制御信号１８の変化について、間欠的
にチェックを行なうようにする。なお、第１の制御信号
１８による判定ラインを、局部発振周波数ずれに対して
の有利不利の関係が逆となっている第１、第２の復号信
号１４、２３のいずれによっても復号可能な局部発振周
波数ずれの範囲の中央付近にすることにより、局部発振
周波数ずれに対する許容幅が大きくなり、間欠動作時間
を長くすることが可能である。第１の制御信号１８に応
じて、局部発振周波数ずれがある程度大きくなったと判
定されると、第２の復号信号２３を得た後には、局部発
振周波数ずれの正負の方向が判定できているので、ベー
スバンド信号８の周波数の高低の変化が判定できれば良
いことになり、従って、第２の復号信号２３側だけ動作
していれば良く、位相調整した局発ＦＳＫ信号５を局部
発振器２に加えなくても良く、また第１の電源供給回路
２８の出力電圧を印加しなくとも良いことになる。従っ
て、局部発振周波数ずれも判定していることになる第２
の制御信号２６に応じて、局発ＦＳＫ信号接断回路３
０、および第１の復号信号１４を得るための手段への第
１の電源供給回路２８の出力電圧の、接断を行なうこと
により、局部発振周波数ずれが大きいところで局発ＦＳ
Ｋ変調信号を切るようにして、搬送波信号のＦＳＫ変調
周波数偏移と局部発振周波数ずれと局発ＦＳＫ変調信号
の合計の周波数幅によって決まる、ベースバンド・フィ
ルタであるフィルタ７の帯域幅の必要以上の拡大を防止
することができ、また電源接断による消費電力の削減が
可能である。

【００２８】以上の説明から明かなように、本実施例に
よれば、直接変換受信機の構成としながら、等価変調指
数に応じて、局部発振周波数ずれに不利な復号回路の構
成と有利な復号回路の構成とを併用し、それらの復号の
結果を制御して用いていることになる。しかも各々の復
号回路の使用していない側の電源電圧の供給、および局
発ＦＳＫ変調信号の接断を制御することにより、受信フ
ィルタ帯域幅の必要以上の拡大を防止し、低消費電力化
への対応が可能となっている。そのため、伝送速度が高
速化すると顕著となる局部発振周波数ずれに対する特性
劣化が防止でき、高速データ伝送に対応して、局部発振
周波数と搬送波との周波数ずれの許容幅の拡大による広
い受信帯域幅の復調ができ、周波数安定度が不利となる
高い周波数帯への対応も可能とし、低消費電力対応で集
積回路化に適した復調方式が得られたことになる。

【００２９】（実施例４）次に以下、図５を参照しなが
ら本発明の第４の実施例について説明する。図５は、本
発明におけるＦＳＫデータ受信方式を適用した受信機に
おいて、第２の復号回路２２の周辺回路を含めた具体的
な回路系統図である。以下その構成および動作について
説明する。第１の電圧判定手段１７として、第１、第２
の電圧判定回路５１、５２を設ける。図９の説明図にお
いて、第１の電圧判定回路５１は、第２の電圧判定ライ
ン９４により局部発振周波数ずれの判定を行ない、第２
の電圧判定回路５２は、第１の電圧判定ライン９３によ
りベースバンド信号８の周波数変化の判定を行なうもの
である。第１の電圧判定回路５１の出力信号の高低の一
方の側において、同相逆相判定回路２０により、第２の
電圧判定回路５２の出力信号と第１の復号信号１４との
同相逆相関係の判定を行ない、また信号反転選択回路２
１として、第１、第２の切換回路５３、５４および、同
相時に第１の復号信号１４が得られるように第２の切換
回路５４を切換えるための同相時制御回路５５とを有
し、第１の切換回路５３により、第２の電圧判定回路５
２の出力信号を、逆相の場合には反転し、同相の場合に
は非反転とする切換を行ない、さらに第２の切換回路５
４により、逆相時には前記第１の切換回路５３による反
転出力信号が出力され、同相時には第１の復号信号１４
が出力される。以上の動作を、同相逆相判定回路２０の
出力信号に応じて行なうことにより、第２の復号信号２
３を得ると共に、ベースバンド信号８の周波数変化と局
部発振周波数ずれの正負の方向が判定されたこととな
る。前記第１の電圧判定回路５１の出力信号の高低の他
方の側では、同相逆相判定回路２０の出力信号による切
換えは行なわず、第１の切換回路５３における、以前の
状態を保持し、また、第２の切換回路５４は、第２の電
圧判定回路５２の出力信号が、第１、第２の切換回路５
３、５４を経由して、第２の復号信号２３として出力さ
れるようにする。図５は、以上のような構成と動作で、
第２の復号回路２２を実現する実施例について示してい
る。

【００３０】以上の説明から明かなように、本実施例に
よって、第２の復号回路２２を実現でき、第３の実施例
と同様なことが可能となるＦＳＫデータ受信方式が得ら
れたことになる。

【００３１】（実施例５）次に以下、図６を参照しなが
ら本発明の第５の実施例について説明する。図６は、本
発明におけるＦＳＫデータ受信方式を適用した受信機に
おいて、第２の復号回路２２の周辺回路を含めた具体的
な回路系統図である。図６では、第２の復号回路２２の
同相逆相判定回路２０および信号反転選択回路２１とし
て、Ｄ形フリップフロップ回路６２と、信号反転回路６
３と、排他的論理和回路６４とを有する実施例について
示している。

【００３２】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、第１の復号信号１４に対して最高信
号伝送周波数の周期の半分以下の遅延時間の遅延を遅延
回路６１で行なった第１または第２の電圧判定回路５
１、５２の出力信号をクロック入力信号とし、第１の復
号信号１４をＤ入力とするＤ形フリップフロップ回路６
２を設けると、第２の電圧判定回路５２の出力信号が高
い場合だけその伝送信号内で第１の復号信号１４と比較
を行ない、第１の復号信号１４が同じく高い同相の場合
には、Ｄ形フリップフロップ回路６２の出力は高くなり
信号反転回路６３の出力信号は低くなる。また第２の電
圧判定回路５２の出力信号が高く第１の復号信号１４が
低い逆相の場合には、Ｄ形フリップフロップ回路６２の
出力は低くなり信号反転回路６３の出力信号は高くな
る。このようにして、第２の電圧判定回路５２の出力信
号と第１の復号信号１４との同相逆相関係の判定を行な
うことができる。また、前記第２の電圧判定回路５２の
出力信号および信号反転回路６３の出力信号を、信号反
転選択回路２１としての排他的論理和回路６４の入力信
号とすると、その出力信号として、第２の電圧判定回路
５２の出力信号を、逆相の場合には反転し、同相の場合
には非反転とする切換ができていることになる。それに
よりベースバンド信号８の周波数変化と局部発振周波数
ずれの正負の方向を判定できていることにもなり、また
信号反転選択回路２１の出力として第２の復号信号２３
が得られる。

【００３３】以上の説明から明かなように、本実施例に
よって、比較的簡単な回路で第２の復号回路２２を実現
でき、第３の実施例と同様なことが可能となるＦＳＫデ
ータ受信方式が得られたことになる。

【００３４】また、図７は、本発明の第３から第５の実
施例における復号信号処理回路２５の一例を示す機能説
明図、図８は、本発明の第３から第５の実施例における
復号信号処理回路２５の一例を示す回路系統図である。
図７は、復号信号処理回路２５として、電圧判定手段１
７で判定する前の入力信号側すなわち周波数電圧変換回
路１６の出力のアナログ電圧から、制御信号生成回路１
９により前記第１の制御信号１８を得、第１の復号信号
１４と、第２の復号信号２３とを、重み付け回路７１、
７２により、第１の制御信号１８に応じて重み付けを行
なって、加算器７３で加算して、第３の復号信号２４を
得る信号処理手段を有する例について示している。この
ようにすることにより、局部発振周波数ずれに対して、
切換動作が不要で、第１、第２の復号信号１４、２３の
連続的な信号の採択が可能で、また、局部発振周波数ず
れに対して、復号特性の異なる２つの復号回路の構成か
らの結果を利用することにより、データ復調の信頼性を
増すことができる。

【００３５】また、図８は、復号信号処理回路２５とし
て、電圧判定手段１７の出力信号から制御信号生成回路
１９により第１の制御信号１８を得、第１の復号信号１
４と、第２の復号信号２３とを、第１の制御信号１８に
より切換回路８１で切換えて、第３の復号信号２４を得
る信号処理手段を有する例について示している。このよ
うにすることにより、制御を単純化し、また本発明の第
３の実施例のように、電源電圧の制御と組み合わせて低
消費電力化することが可能となる。

【００３６】なお、いずれの実施例でも、各々の比較判
定および信号制御に関しては、遅延回路等を用いてタイ
ミングを合わせて、前記説明した各々の動作が正しく行
なわれるようにする必要があることは言うまでもない。

【００３７】なお、図９に示した第２のｆ／ｖ判定ライ
ン９４は、ベースバンド信号８の周波数の高低の一方、
あるいは両方とした場合について説明したが、第２のｆ
／ｖ判定ライン９４は、いずれの実施例でも、ベースバ
ンド信号周波数の高い側、低い側、あるいは両方、いず
れによって判定を行なっても良い。

【００３８】また、いずれの実施例でも、変調周波数信
号の形式は、ＦＳＫである場合について説明したが、等
価的に周波数の偏移により変調をかける信号形式につい
ても、本発明のデータ受信方式を適用できることは明ら
かである。

【００３９】また、いずれの実施例でも、受信方式は、
直接変換受信方式とした場合について説明したが、搬送
波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロダイン方式の
受信方式として、本発明のデータ受信方式を適用できる
ことは明らかである。

【００４０】

【発明の効果】以上のように本発明は、局部発振器に局
発ＦＳＫ変調信号を加え、ベースバンド信号の周波数電
圧変換回路の電圧変化を比較判定することにより搬送波
信号のＦＳＫ変調周波数偏移の上下を判定し復号信号を
得る復号回路の他に、電圧判定手段により局部発振周波
数ずれを判定し、前記復号回路による結果とベースバン
ド信号周波数の高低の変化を利用して判定を行なう復号
回路を設け、その２つの復号信号を利用して、広い範囲
の局部発振周波数ずれに対応できるようにしたものであ
る。また、各々の判定回路の電源および局発ＦＳＫ変調
信号の接断を制御することもできる。本発明により、局
部発振周波数帯の周波数混合器が１つの直接変換受信機
の構成で、局部発振器の出力レベルが抑えられるために
相互干渉上有利となり、局部発振周波数ずれの許容幅の
拡大等が期待できＡＦＣが不要となり、ベースバンド・
フィルタ帯域幅の必要以上の拡大を防止することがで
き、ある程度の高速ＦＳＫデータ伝送への対応、低消費
電力化への対応も可能で、かつ集積回路化が可能である
ため小形および低価格化に対応でき、その工業的な効果
は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫデータ受
信方式を適用した受信機の主要部の回路系統図

【図２】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫデータ受
信方式を適用した受信機の主要部の回路系統図

【図３】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫデータ受
信方式を適用した受信機の第１の復号回路の具体的な回
路の一実施例を示す回路系統図

【図４】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫデータ受
信方式を適用した受信機の第１の復号回路の回路系統図

【図５】本発明の第４の実施例における周辺回路を含め
た第２の復号回路の回路系統図

【図６】本発明の第５の実施例における周辺回路を含め
た第２の復号回路の回路系統図

【図７】本発明の第３から第５の実施例における復号信
号処理回路の一例を示す機能概念図

【図８】本発明の第３から第５の実施例における復号信
号処理回路の一例を示す回路系統図

【図９】本発明の第３から第５の実施例における電圧判
定手段の設定動作点を示す概念図

【図１０】本発明の第３から第５の実施例における各信
号の周波数関係の波形図

【図１１】本発明の第４、第５の実施例における各部の
信号波形を示す波形図

【図１２】従来のＦＳＫデータ受信方式による受信機の
主要部の回路系統図

【符号の説明】

１ 搬送波信号 ２ 局部発振器 ３ 局発ＦＳＫ変調信号 ４ 位相調整回路 ６ 周波数混合器 ７ フィルタ ８ ベースバンド信号 ９ 振幅制限増幅器 １０ パルスカウント回路 １３ 電圧比較判定回路 １４ 第１の復号信号 １５ 第１の復号回路 １６ 周波数電圧変換回路 １７ 電圧判定手段 １８ 制御信号 １９ 制御信号生成回路 ２０ 同相逆相判定回路 ２１ 信号反転選択回路 ２２ 第２の復号回路 ２３ 第２の復号信号 ２４ 第３の復号信号 ２５ 復号信号処理回路 ２６ 制御信号 ２７ 間欠動作信号 ２８ 電源供給回路 ２９ 電源供給回路 ３１ 電圧比較回路 ３３ 排他的論理和回路 ３４ 遅延回路 ４１ 位相同期調整回路 ４２ 遅延電圧比較回路 ４３ Ｄ形フリップフロップ回路 ５１ 電圧判定回路 ５２ 電圧判定回路 ５３ 切換回路 ５４ 切換回路 ５５ 同相時制御回路 ６２ Ｄ形フリップフロップ回路 ６４ 排他的論理和回路

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 上下に等周波数間隔の周波数偏移で周波
   数偏移変調された搬送波信号にほぼ等しい周波数で、第
   １の位相調整基準信号に応じて局部発振信号を出力する
   局部発振器と、あらかじめ受信側で定めた基準信号の位
   相を調整して前記第１の位相調整基準信号および第２の
   位相調整基準信号を出力する位相調整回路と、前記局部
   発振器の出力信号と前記搬送波信号とを周波数混合する
   周波数混合器と、前記周波数混合器の出力信号にフィル
   タを通して得られたベースバンド信号の周波数を電圧に
   変換する周波数電圧変換回路と、前記第２の位相調整基
   準信号と前記周波数電圧変換回路の出力信号の電圧の比
   較判定を行ない、第１の復号信号を出力する電圧比較判
   定回路とを具備するＦＳＫデータ受信方式。
2. 【請求項２】 位相調整回路は、あらかじめ受信側で定
   めた基準信号の伝送速度が、搬送波信号の変調周波数偏
   移の伝送速度と同じで９０度の位相差となるように、あ
   るいは２倍の伝送速度で位相同期をとるようにしたこと
   を特徴とする請求項１記載のＦＳＫデータ受信方式。
3. 【請求項３】 位相調整回路は、第１の位相調整基準信
   号としてあらかじめ受信側で定めた基準信号を出力し、
   第２の位相調整基準信号として前記基準信号を遅延させ
   た信号を出力することを特徴とする請求項１記載のＦＳ
   Ｋデータ受信方式。
4. 【請求項４】 周波数電圧変換回路は、フィルタを通し
   て得られたベースバンド信号を振幅制限する振幅制限増
   幅器と、前記振幅制限増幅器の出力パルスの数を電圧に
   変換するパルスカウント回路とを具備する請求項１記載
   のＦＳＫデータ受信方式。
5. 【請求項５】 電圧比較判定回路は、搬送波信号のＦＳ
   Ｋ変調周波数偏移の周波数のパルスの数に相当する電圧
   を基準として電圧の比較を行なう第１の電圧比較回路
   と、前記第１の電圧比較回路の出力信号と位相調整回路
   の第２の出力信号とを入力とする第１の排他的論理和回
   路とを具備する請求項１記載のＦＳＫデータ受信方式。
6. 【請求項６】 電圧比較判定回路は、搬送波信号の変調
   周波数偏移の伝送信号の単位データ区間内の周波数パル
   スの増減を判定する遅延電圧比較回路を具備す ることを
   特徴とする請求項１記載のＦＳＫデータ受信方式。
7. 【請求項７】 上下に等周波数間隔の周波数偏移で周波
   数偏移変調された搬送波信号にほぼ等しい周波数で、第
   １の位相調整基準信号に応じて局部発振信号を出力する
   局部発振器と、あらかじめ受信側で定めた基準信号の位
   相を調整して前記第１の位相調整基準信号および第２の
   位相調整基準信号を出力する位相調整回路と、前記局部
   発振器の出力信号と前記搬送波信号とを周波数混合する
   周波数混合器と、前記周波数混合器の出力信号にフィル
   タを通して得られたベースバンド信号の周波数を電圧に
   変換する周波数電圧変換回路と、前記第２の位相調整基
   準信号と前記周波数電圧変換回路の出力信号の電圧の比
   較判定を行ない、第１の復号信号を出力する電圧比較判
   定回路と、前記周波数電圧変換回路の出力信号から第
   １、第２の判定信号を出力する電圧判定手段と、前記電
   圧判定手段からの第１の判定信号により第１の制御信号
   を出力する制御信号生成回路と、前記電圧判定手段から
   の第２の判定信号と前記第１の復号信号との同相逆相関
   係の判定とともに、その判定結果に応じて前記電圧判定
   手段の出力信号の反転非反転の選択を行なうことにより
   第２の復号信号を得る復号回路と、前記第１、第２の復
   号信号を入力して、前記第１の制御信号に応じて第３の
   復号信号を得る復号信号処理回路とを具備するＦＳＫデ
   ータ受信方式。
8. 【請求項８】 復号信号処理回路は、第１の復号信号と
   第２の復号信号とを第１の制御信号に応じて重み付けし
   てから加算して第３の復号信号とすることを特徴とする
   請求項７記載のＦＳＫデータ受信方式。
9. 【請求項９】 復号信号処理回路は、第１の復号信号と
   第２の復号信号とを第１の制御信号に応じて切り換えて
   出力して第３の復号信号とすることを特徴とする請求項
   ７記載のＦＳＫデータ受信方式。
10. 【請求項１０】 上下に等周波数間隔の周波数偏移で周
    波数偏移変調された搬送波信号にほぼ等しい周波数で、
    第１の位相調整基準信号に応じて局部発振信号を出力す
    る局部発振器と、あらかじめ受信側で定めた基準信号の
    位相を調整して前記第１の位相調整基準信号および第２
    の位相調整基準信号を出力する位相調整回路と、前記局
    部発振器の出力信号と前記搬送波信号とを周波数混合す
    る周波数混合器と、前記周波数混合器の出力信号にフィ
    ルタを通して得られたベースバンド信号の周波数を電圧
    に変換する周波数電圧変換回路と、前記第２の位相調整
    基準信号と前記周波数電圧変換回路の出力信号の電圧の
    比較判定を行ない、第１の復号信号を出力する電圧比較
    判定回路と、前記周波数電圧変換回路の出力信号から第
    １、第２の判定信号を出力する電圧判定手段と、前記電
    圧判定手段からの第１の判定信号により第１、第２の制
    御信号を出力する制御信号生成回路と、前記制御信号生
    成回路から供給される第２の制御信号により前記電圧比
    較判定回路と前記位相調整回路との電源電圧を供給する
    とともに、切断を行う第１の電源供給回路と、前記電圧
    判定手段からの第２の判定信号と前記第１の復号信号と
    の同相逆相関係の判定とともに、その判定結果に応じて
    前記電圧判定手段の出力信号の反転非反転の選択を行な
    うことにより第２の復号信号を得る復号回路と、前記第
    １、第２の復号信号を入力して、前記第１の制御信号に
    応じて第３の復号信号を得る復号信号処理回路とを具備
    するＦＳＫデータ受信方式。
11. 【請求項１１】 上下に等周波数間隔の周波数偏移で周
    波数偏移変調された搬送波信号にほぼ等しい周波数で、
    第１の位相調整基準信号に応じて局部発振信号を出力す
    る局部発振器と、あらかじめ受信側で定めた基準信号の
    位相を調整して前記第１の位相調整基準信号および第２
    の位相調整基準信号を出力する位相調整回路と、前記局
    部発振器の出力信号と前記搬送波信号とを周波数混合す
    る周波数混合器と、前記周波数混合器の出力信号にフィ
    ルタを通して得られたベースバンド信号の周波数を電圧
    に変換する周波数電圧変換回路と、前記第２の位相調整
    基準信号と前記周波数電圧変換回路の出力信号の電圧の
    比較判定を行ない、第１の復号信号を出力する電圧比較
    判定回路と、前記周波数電圧変換回路の出力信号から第
    １、第２の判定信号を出力する電圧判定手段と、前記電
    圧判定手段からの第１の判定信号により第１、第２の制
    御信号を出力する制御信号生成回路と、前記制御信号生
    成回路から供給される第２の制御信号により前記電圧比
    較判定回路と前記位相調整回路との電源電圧を供給する
    とともに、切断を行う第１の電源供給回路と、前記電圧
    判定手段からの第２の判定信号と前記第１の復号信号と
    の同相逆相関係の判定とともに、その判定結果に応じて
    前記電圧判定手段の出力信号の反転非反転の選択を行な
    うことにより第２の復号信号を得る復号回路と、前記制
    御信号生成回路から供給される第２の制御信号により前
    記復号回路の電源電圧を供給するとともに、切断を行う
    第２の電源供給回路と、前記第１、第２の復号信号を入
    力して、前記第１の制御信号に応じて第３の復号信号を
    得る復号信号処理回路とを具備するＦＳＫデータ受信方
    式。