DE2921089A1

DE2921089A1 - Verfahren zum erzeugen eines pseudofehlersignals in einer fehlerrate- ueberwachungseinheit und schaltung zur ausfuehrung des verfahrens

Info

Publication number: DE2921089A1
Application number: DE19792921089
Authority: DE
Inventors: Tadayoshi Katoh; Hiroshi Kurihara; Sadao Takenaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-05-23
Filing date: 1979-05-23
Publication date: 1979-11-29
Also published as: SU1306487A3; CA1125404A; JPS5756983B2; JPS54152802A; SU1246907A3; DE2921089C3; AU541344B2; SU1329631A3; SU1299527A3; DE2921089B2; IT1114016B; US4247938A; AU4734579A; FR2428948B1; FR2428948A1; IT7922906A0

Description

Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals in einer-Fehlerrate-Üherwachungseinheit und Schaltung zur Ausführung des Verfahrens

Priorität: 23. Mai 1978 Japan 61835/78

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals in einer Fehlerrateüberwachung s einheit , die in einem Trägerwellen-Digitalmodulationssystem und insbesondere in einer Empfangseinheit in einem m-Phasen-PSK-Übertragungssystem oder in einer Empfangseinheit in einem Mehrpegel-QAM-Übertragungssystem verwendet wird.

Die Schaltungsqualität eines PCM-Übertragungssystems wird durch eine Fehlerrate einer Reihe von Signalimpulsen abgeschätzt. Diese Fehlerrate kann erhalten werden, indem eine Anzahl von Fehlerbits, die innerhalb ,einer vorbestimmten Zeit erzeugt werden, durch die Gesamtzahl der ausgesandten Signalimpulse dividiert wird. Wenn diese Fehlerrate überwacht wird, kann die Wartung des Schaltungszustands sehr wirksam ausgeführt werden.

In einer Vorrichtung zum Überwachen der Fehlerrate sind die folgenden Bedingungen notwendig.

(i) Die Fehlerrate, die in der Fehlerrate-Uberwachungsvorrichtung gemessen wird, muß genau einer tatsächlichen Fehlerrate in einem Verkehrsweg entsprechen.

(ii) Die Messung der Fehlerrate muß den Fehlerweg nicht beeinträchtigen.

(iii) Die Messung der Fehlerrate muß schnell ausgeführt werden.
(iv) Die Messung der Fehlerrate muß ohne Änderung von Daten, die in dem System übertragen werden, ausgeführt werden.

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(ν) Der Aufbau der Überwachungsvorrichtung muß einfach sein und die Kosten der Herstellung der Vorrichtung müssen niedrig sein.

Von den vorstehenden Bedingungen ist die Bedingung (iii) sehr wichtig. Da der Wert der Fehlerrate in der Schaltung üblicherweise sehr klein ist, würde normalerweise eine lange Periode erforderlich sein, um eine genaue Fehlerrate mit wenigen Fehlerbits zu erhalten. Deshalb wird tatsächlich eine Pseudofehlerrate gemessen, indem die Zahl der Fehlerbits künstlich erhöht wird. Die tatsächlichen Fehlerbits werden durch Messen der Pseudofehlerrate bestimmt, so daß die für die Messung der Fehlerrate erforderliche Zeit verringert wird.

Bekannte Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals sind beschrieben von M. Keelty in "Pseudo-Error Detection Theory and Applications in QPSK 1.5 Mbps Data above FDM Voice Systems", NTC'77, Seiten 43:4-1 bis 6, und von CR. Hogge in "Performance Monitoring of a Digital Radio by Pseudo-Error Detection", NTC'77, Seiten 43:3-1 bis 3. Dieser Stand der Technik kann in folgender Weise zusammengefaßt werden:

(a) Ein Pseudofehlerbereich wird in einer Phasenfläche eines Signalvektors vorgesehen. Wenn ein empfangenes Signal in den Pseudofehlerbereich aufgrund von Rauschen eintritt, wird das in dem Pseudofehlerbereich eingetretene Signal als Pseudofehler behandelt.

(b) Eine Phase von Augenmusterdiskriminier-Taktimpulsen wird aus einem optimalen Punkt verschoben und ein Diskip'iminier-Regenerierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird erhalten. Dieser regenerierte Diskriminierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird mit dem regenerierten Diskriminierimpuls verglichen, der unter Verwendung eines Diskriminiertaktimpulses erhalten wird, der an dem optimalen Punkt positioniert ist. Wenn die Polaritäten der beiden

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regenerierten Diskriminierimpulse nicht übereinstimmen, werden die Impulse als Pseudofehler behandelt.

(c) Ein Pegel eines Augenmusterdiskriminier-Schwellwerts wird von einem optimalen Pegel verschoben und ein Diskriminier-Regenerierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird erhalten. Dieser regenerierte Diskriminierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird mit dem regenerierten Diskriminierimpuls verglichen, der unter Verwendung eines Diskriminierschwellwerts erhalten wird, der an dem optimalen Punkt angeordnet ist. Wenn die Polaritäten der beiden regenerierten Diskriminierimpulse nicht übereinstimmen, werden die Impulse als Pseudofehler behandelt.

(d) Demodulierte Ausgangsdaten, die unter Verwendung eines Empfangsfilters mit einer sehr geringen Bandbreite erhalten werden, um die minimale Fehlerrate zu erhalten, werden mit anderen Demodulatorausgangsdaten verglichen, die unter Verwendung eines Empfangsfilters mit großer Bandbreite zum Zwecke der Vergrößerung des thermischen Rauschens erhalten werden. Wenn die Polaritäten der beiden Demodulatorausgangsdaten nicht übereinstimmen, werden die Impulse als Pseudofehler behandelt.

Wenn der Phasenfehler des Bezugsträgers ansteigt, steigt bei den oben erwähnten Verfahren (a), (b) und (c) die Fehlerrate des Systems zum Extrahieren des Pseudofehlers mehr als die Fehlerrate (tatsächliche Fehlerrate) in dem System, das die Information überträgt, an. Die entsprechende Beziehung zwischen der Pseudofehlerrate und der tatsächlichen Fehlerrate wird deshalb verfälscht und die tatsächliche Fehlerrate""kann nicht genau aus der Pseudofehlerrate abgeschätzt werden. Bei dem Verfahren (d) besteht dieser Nachteil nicht. Da das Empfangsfilter jedoch eine große Bandbreite hat, wird der Interferenzeffekt zwischen Kanälen erhöht, so daß eine genaue Bestimmung

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der tatsächlichen Fehlerrate nicht erhalten werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals zu schaffen, bei dem (der) die entsprechende Beziehung zwischen der tatsächlichen Fehlerrate und der Pseudofehlerrate auf Parameter des Demodulators, wie eines Phasenfehlers des Bezugsträgers, unempfindlich ist.

Zur Lösung dieser Aufgabe schlägt die Erfindung ein Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals mit folgenden Schritten vor: Regenerieren erster digitaler Daten durch Diskriminieren eines Basisbandsignals, das durch Demodulieren eines Eingangssignals regeneriert wird; Extrahieren einer Rauschkomponente aus dem Eingangssignal; Addieren der Rauschkomponente und des Basisbandsignals und dadurch Erzeugen von zwei digitalen Signalen durch Diskriminieren des addierten Signals und Erkennen, ob die ersten digitalen Daten mit den zweiten digitalen Daten übereinstimmen, so daß ein Pseudofehlersignal erzeugt wird.

Zur Lösung der Aufgabe der Erfindung hat die Schaltung zur Erzeugung eines Pseudofehlersignals folgende Teile: einen Demodulatorkreis zum Demodulieren eines Eingangssignals, einen ersten Diskriminierkreis zum Regenerieren erster digitaler Daten durch Diskriminieren des Ausgangssignals des Demodulatorkreises, eine Rauschextrahiereinrichtung zum Extrahieren einer dem Eingangssignal entsprechenden Rauschkomponente aus dem Eingangssignal> einen Addierkreis zum Addieren des Ausgangssignals der Rauschextrahiereinrichtung und des Ausgangssignals des Demodulatorkreises, einen zweiten Diskriminierkreis zum Regenerieren zweiter digitaler Daten durch Diskriminieren des Ausgangssignals des Addierkreises und einen Exklusiv-ODER-Kreis zum Erkennen, ob die ersten digitalen Daten mit den zweiten digitalen Daten übereinstimmen oder nicht.

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Die Erfindung wird beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben, in der sind

Fig. 1A und B Blockschaltbilder von Grundschaltungen zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach der Erfindung,

Fig. 2A bis G Darstellungen von Signalwellenformen, die

in Teilen der in Fig. 1A dargestellten Grundschaltung erhalten werden,

Fig. 3 Kennlinien der Fehlerrate-Meßkreise zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach dem Stand der

Technik und der Erfindung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung,

Fig. 5 Vektordiagramme von Signalen in der Schaltung in in Fig. 4,

Fig. 6 Spektren von Signalen in der Schaltung in Fig. 4, Fig. 7 ein Diagramm zum Erläutern der Pseudofehlerkurven und der Kurven des tatsächlichen Fehlers der Schaltung in Fig. 4,
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform

der Schaltung nach der Erfindung, Fig. 9 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung,

Fig.10 ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung und Fig.11 ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung.

Gemäß Fig. 1A wird ein empfangenes Signal (a) einem Demodulator 1 zugeführt und das Ausgangssignal (c) des Demodulators 1 wird einem Diskriminator 2 zugeführt. Ein Signal (b), das von dem empfangenen Signal (a) abgezweigt wird, wird andererseits an einen Rauschextrahierkreis 3 gegeben, während das Ausgangssignal (d) des Rauschextrahierkreises 3 an einen Kombinator 4 gegeben wird, in dem das Ausgangssignal (d) des Kreises 3 das Ausgangssignal (c) des Demodulators 1 addiert

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werden. Das addierte Ausgangssignal (e) wird einem Diskriminator 5 zugeführt. Das Ausgangssignal (f) des Diskriminators 2 wird als Datenimpuls empfangen. Andererseits werden das Ausgangssignal (f) des Diskriminators 2 und das Ausgangssignal (g) des Diskriminators 5 in einem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen, so daß ein Pseudofehlersignal erhalten wird.

Fig. 2A zeigt das empfangene Eingangssignal (a) und das von dem Eingangssignal (a) abgezweigte Signal (b). Fig. 2B zeigt ein Basisbandsignal nach der Demodulation. Fig. 2C zeigt das Ausgangssignal (d) des Rauschextrahierkreises 3» d.h. das Rauschsignal, das aus dem empfangenen Signal extrahiert und verstärkt ist. Fig. 2D zeigt das addierte Signal (e) des Ausgangssignals (c) des Demodulators 1 und des Rauschsignals (d). Wenn das Ausgangssignal (c) des Demodulators 1 durch den Diskriminator 2 diskriminiert wird, wird ein Datenimpuls (f) erhalten, siehe Fig. 2E. Wenn das Ausgangssignal (e) des Kombinators 4 durch den Diskriminator 5 diskriminiert wird, wird der Datenimpuls (g) erhalten, siehe Fig. 2F. Wenn die Datenimpulse (f) und (g) in dem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen werden, kann ein Pseudofehlersignal (h) erhalten werden, siehe Fig. 2G.

In Fig. 3 zeigt eine Kurve A die tatsächliche Fehlerrate und eine Kurve B die Pseudofehlerrate, die unter Verwendung der Schaltung in Fig. 1A erhalten wird. Die Kurve B entspricht in ihrer Form genau der Kurve A. Eine Kurve C zeigt die Pseudofehlerrate, wenn angenommen wird, daß der dem Kombinator 4- zugeführte Rauschpegel konstant ist. Die Kurve C ändert und sättigt sich in Übereinstimmung mit dem Signal-Rausch-Verhältnis S/N. Dies bedeutet, daß das Signal-Rausch-Verhältnis des Demodulatoreingangssignals nicht proportional zum Eingangssignal des Kombinators 4- ist, da die zu dem Demodulatorausgangssignal addierte RauBchleistung konstant ist. Aus Fig. 3 ergeben sich die charakteristischen Merkmale der Erfindung.

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In der Schaltung der Fig. 1B werden ein Ausgangssignal (e) des Kombinators 4 und ein Ausgangssignal (c) des Demodulators 1 in dem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen, woraufhin ein Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Kreises einem Diskriminator 5 zugeführt wird.

Bei der Ausführungsform in Fig. 4 wird eine Vierphasen-PSK-Welle verwendet und der Pseudofehlersignal-Erzeugungskreis ist in dem Demodulationssystem des m-Phasen-PSK-Übertragungssystems enthalten. Der Figurenteil mit den Bezugszeichen 11 bis 20 ist ein Hauptpaßdemodulator, der Figurenteil mit den Bezugszeichen 21 bis 24 ist ein Trägerwellenregenerierkreis zum Erzeugen einer Bezugsträgerwelle und der Figurenteil mit den Bezugszeichen 25 bis 32 ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach der Erfindung.

Die Bandbreite der empfangenen Vierphasen-PSK-Welle (a) wird durch ein Bandpaßfilter 11 gefiltert und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters wird einem Richtungskoppler zugeführt. Ein Ausgangssignal des Richtungskopplers 12 wird durch einen Hybridkreis 13 abgezweigt. Die Ausgangssignale des Hybridkreises 13 werden durch Phasendetektoren 14 und 15 demoduliert, so daß zwei Folgen von Basisbandsignalen von den Ausgängen der Phasendetektoren 14 und 15 zugeführt werden. Diese beiden Basisbandsignale werden jeweils über Tiefpaßfilter 17 und 18 an Diskriminierkreise 19 und 20 angelegt und die Ausgangssignale der Diskriminierkreise werden als Datenausgangssignale I und Q erhalten.

Ein Teil der Vierphasen-PSK-Welle (a), der durch den Richtungskoppler 12 abgezweigt ist, wird andererseits viermal durch den Multiplizierkreis 21 multipliziert und das Ausgangssignal des Multiplizierkreises 21 wird einem Schmalbandpaßfilter 22 zugeführt, in dem eine Rauschkomponente des Eingangssignal entfernt wird. Das

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Ausgangssignal des Schmalbandpaßfilters 22 wird über einen Begrenzer 23 einem Demultiplizierkreis 24 zugeführt, in dem die Frequenz des Signals durch, vier dividiert wird, so daß eine regenerierte Trägerwelle mit einem Mono-Spektrum erhalten wird. Die Trägerwelle wird den Phasendetektoren 14 und 15 als Bezugsträgerwelle zugeführt.

In dem Pseudofehlersignal-Erzeugungskreis gemäß der Erfindung werden die Rauschkomponente, die aus dem Ausgangssignal des Multiplizierkreises 21 extrahiert wird, und das demodulierte Basisbandsignal ausgenutzt.

Das Extrahieren der Rauschkomponente gemäß der Erfindung kann leicht unter Verwendung eines Teils des Trägerwellenregenerierkreises ausgeführt werden. Ein Teil der Vierphasen-PSK-Welle (a), die von dem Richtungskoppler 12 extrahiert worden ist, wird durch den Multiplizierkreis multipliziert und es wird eine multiplizierte Trägerwelle erhalten. Diese multiplizierte Trägerwelle enthält eine Komponente, die der Rauschkomponente des Eingangssignals proportional ist. Die Phasen jedes Signalvektors der Vierphasen-PSK-Welle werden mit Phasendifferenzen von 90° angeordnet, siehe Fig. 5(a),und durch viermaliges Multiplizieren der Frequenz der Trägerwelle werden die multiplizierten Trägerwellen mit denselben Phasen, wie in Fig. 5 gezeigt, erhalten. Das Spektrum der multiplizierten Trägerwelle hat eine Rauschkomponente, die eine im wesentlichen symmetrische Verteilung mit einem Mittelpunkt der multiplizierten Trägerwelle 4fc aufweist. Wenn sich die Rauschkomponente der Eingangs-Vierphasen-PSK-Trägerwelle ändert, ändert sich auch die Rauschkomponente der multiplizierten Trägerwelle. In der Rauschkomponente ist die Komponente aufgrund des Musterjitters enthalten. Die Rauschkomponente aufgrund des Muster-Ritters beeinflußt jedoch ^^^ ^en Kreis zum Erlangen der Pseudofehlerrate.

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Bei der Schaltung nach der Erfindung wird die multiplizierte Welle einschließlich der Rauschkomponente einem 9O°-Phasenschieber 25 und über ein Schmalbandfilter 22 auch einem Begrenzer 23 zugeführt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 23 ohne Rauschkomponente und das Ausgangssignal des 9O°-Phasenschiebers 25 werden einem Phasendetektor 26 zugeführt, in dem die Signale synchron bestimmt werden. Das Ausgangssignal des Synchrondetektors wird über einen Kondensator 27, ein Filter 28 und ein Dämpfungsglied 29 einem Addierkreis 30 zugeführt. Das Eingangssignal des Addierkreises ist nur die Rauschkomponente (d) und enthält keine Trägerwellenkomponente, siehe Fig. 2G. Der Kondensator 27 wird zum Entfernen einer Leck-Gleichstromkomponente der Trägerwelle verwendet und das Tiefpaßfilter wird zum Entfernen einer unerwünschten Welle verwendet, wie einer höheren harmonischen Komponente, die nach der Phasenfeststellung der Trägerwelle erzeugt wird, wie einer Zeitgeberkomponente und einer Phasenjitterkomponente.

Die Rauschkomponente (d) und das demodulierte Basisbandsignal (c) werden in dem Addierkreis 30 addiert und das Basisbandsignal (e) einschließlich der Rauschkomponente, siehe Fig. 2D, werden am Ausgang des Addierkreises 30 erhalten. Die Rauschkomponente (d) und das demodulierte Basisbandsignal (b) können addiert werden, um das Basisbandsignal einschließlich der Rauschkomponente zu erhalten. Das Basisbandsignal (e) wird durch einen Diskriminator . diskriminiert und regeneriert, siehe Fig. 2F. Die Fehlerrate in dem diskriminierte Impulssignal (g) hat einen hohen Wert. Dieses diskriminierte Impulssignal (g) und das Ausgangssignal (i) des Diskriminators 20 werden in dem Exklusiv-ODER-Kreis 32 verglichen und es wird ein Pseudofehlersignal (h) erhalten.

Wenn das Pseudofehlersignal (h) in ein RZ-Kodesignal umgesetzt wird und das umgesetzte RZ-Kodesignal einem

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Zähler zugeführt wird, wird die Pseudofehlerrate erhalten.

In Fig. 7 bezeichnet die Ordinate die Fehlerrate, die Abszisse das Träger-Rausch-Verhältnis, Pe die Bitfehlerrate der Daten I und Q, die unter Verwendung des Fehlerratenprüfkreises gemessen werden, und Pp die Bitfehlerrate des Pseudofehlerimpulssignals (b), die unter Verwendung der Schaltung nach der Erfindung gemessen wird. In Fig. 7 bezeichnet "o" den Wert, bei dem die Phase der Bezugsträgerwellen nicht verschoben wird, und bezeichnet "x" den Wert, bei dem die Phase der Bezugsträgerwelle um +5° verschoben wird.

1 4 Gemäß Fig. 7 wird die Pseudofehlerrate Pp um 10 bis 10 in bezug auf die tatsächliche Fehlerrate Pe der in Rede stehenden Schaltung vergrößert und die große Pseudofehlerrate Pp wird auch erhalten, wenn die tatsächliche Fehlerrate Pe klein ist. Deshalb kann eine Messung in kurzer Zeit ausgeführt werden. Der Vergrößerungsfaktor der Fehlerrate kann durch Ändern des Wert des variablen Dämpfungsglieds 29 geändert werden.

Die Pseudofehlerrate Pp entspricht bei der Erfindung des weiteren genau der tatsächlichen Fehlerrate in der in Rede stehenden Schaltung. Wenn deshalb eine Tabelle vorgesehen wird, welche die Beziehung zwischen der Pseudofehlerrate Pp und der tatsächlichen Fehlerrate Pe in der Jeweiligen Schaltung zeigt, kann die tatsächliche Fehlerrate Pe aus der Tabelle bestimmt werden.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 8 wird die Rauschkomponente unter Verwendung eines Trägerwellenregenerierkreises mit einem automatischen Frequenzsteuerkreis extrahiert. Eine Vierphasen-PSK-Signalwelle wird durch einen Multiplizierkreis 41 multipliziert und die multiplizierte Signalwelle wird in einem

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Mischkreis 42 in eine Frequenz umgesetzt, die mit einer Mittelfrequenz des Schmalbandfilters 43 übereinstimmt. Als nächstes wird das Ausgangssignal des Mischkreises über einen Begrenzer 44 und einen Demultiplizierkreis einem Mischkreis 46 zugeführt und das Ausgangssignal ohne Sauschkomponente wird am Ausgang dss Hischkreises erhalten.

Eine automatische Frequenzsteuerschleife enthält einen 90° -Phas ens chi eb er 47 s, einen Phasendstektor 48, ein Tiefpaßfilter 49, einen spammagsgesteuerten Oszillator 50, einen Kristalloszillator 52, einen Mischkreis 5Ί und einen Mültiplisierkreis 55° Wenn sich die Frequenz der Vierphasen-PSK-Trägerwelle ändert und die umgesetzte Frequenz von der Mittelfrequenz des Schmalbandpaßfilters verschoben wird,, stellt die automatische Frequenzsteuerschleife die Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Schmalbandpaßfilters fest und di© Frequenzsteuerschleife steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 50, so daß die umgesetzte Frequenz immer mit der Mittelfrequenz des Schmalbandpaßfilters übereinstimmfc. Unter Yerwendung der automatischen Frequenzsteuerschleifekann eine regenerierte Trägerwelle mit konstanter Phase erhalten werden»

Gemäß der Erfindung wird die Bauschkomponente über den Kondensator 5^ und das Tiefpaßfilter 55 aus dem automatischen Frequenzsteuersignal am Ausgang des Phasendetektors 48 erhalten« Der Kreis zum Erzeugen des Pseudof ehler™ signals ist deshalb einfach aufgebaut»

In der vorangehenden Beschreibung ist eine Schaltung zum Erseugen des Pseudofehlersignals in einem Yierphasen-PSK-System beschrieben. Die Schaltung gemäß der Erfindung kann aber auch bei einem- m-Phasen-PSK-System angewendet

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In der Schaltung der Fig. 9 wird die Phase der vierphasen-PSK-modulierten Welle, die über die Leitung 61 empfangen wird, durch einen Vier-jzi-Phasendetektor 62 bestimmt und Basisbandsignale werden den Verkehrssammelschienen 63 und 64 zugeführt. Biese Basisbandsignale werden jeweils durch. Diskriminatoren 65 und 66 diskriminiert und digitale Daten werden auf Ausgangsleitungen 69 und 70 erhalten. Taktimpulssignale werden über Leitungen 67 und 68 den Diskriminatoren 65 und 66 zugeführt. 10

Gemäß Fig. 9 enthält ein Trägerwellenregenerierkreis einen Segelkreis 72, ein Schleifeafilt^r 7¹S- und einen spannungsgesfceuerten Oszillator 78- Biß modulierte Welle wird von der Eingangsleitung 61 erhalten. Eine Trägerwelle mit derselben Frequenz wie die modulierte Welle wird regeneriert und die regenerierte Trägerwelle wird dem Vier-^-Phasendetektor 62 zugeführt. Der Steuerkreis 72 erzeugt eine Signalspannung, die der Phasendifferenz zwischen der empfangenen Trägerwelle und der regenerierten Trägerwelle oder sin© proportional ist, wobei 0 die Phasendifferenz ist. Der Steuerkreis 72 wird beispielsweise durch einen Umkehrmodulationskreis, einen Remodulationskreis, einen Entscheidungsrückkopplungskreis oder einen COSTAS-Ereis gebildet. Die in dem Steuerkreis 72 erzeugte Fehlerspannung wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 78 als Steuerspannung zugeführt, nachdem das Rauschen der Fehlerspannung dxjrch das Schleifenfilter 74-entfernt worden ist, so daß der spannungsgesteuerte Oszillator eine Trägerwelle mit einer Frequenz erzeugt, die der Steuerspannung entspricht.

Der Verstärker 75 verstärkt die an der Ausgangsleitung des Steuarkreises 72 auftretende Rauschkomponente. Die an dem Ausgang des Verstärkers 75 auftretende ßauschkomponente wird einem Eingang eines Addierkreises 77 zugeführt und das an der Verkehrssammelscliiene 64- auftretende Basisbandsignal wird einem anderen Eingang des

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is

Addierkreises 77 zugeführt. Das Ausgangssignal des Addierkreises 77i d.h.. das Basisbandsignal, das zu der Rauschkomponente addiert werden soll, wird durch einen Diskriminator 79 diskriminiert. Ein Taktimpulssignal wird über eine Leitung 82 dem Diskriminator 79 zugeführt.

In der Schaltung der Fig. 9 sind die Ausgangsdaten des Diskriminators 66 und die Ausgangsdaten des Diskriminators 67 die gleichen, wenn nicht eine Rauschkomponente addiert wird. Da jedoch das Rauschsignal von dem Verstärker 75 über den Addierkreis 77 an den Diskriminator gegeben wird, ist die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 79 größer als die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 66. Die beiden Ausgangssignale der Diskriminatoren 66 und 79 werden den beiden Eingängen eines Exklusiv-ODER-Kreises 80 zugeführt. Wenn die beiden Ausgangssignale nicht übereinstimmen, wird ein Ausgangssignal auf einer Leitung 81 erhalten.

Wie bereits erwähnt wurde, erzeugt der Steuerkreis 72 in dem Trägerwellenregenerierkreis auf der Ausgangsleitung das Signal, das der Phasendifferenz zwischen der modulierten Welle auf der Leitung 61 und der Trägerwelle an dem spannungsgesteuerten Oszillator 78 entspricht.

Das Signal auf der Ausgangsleitung 73 enthält deshalb eine Gleichstromkomponente entsprechend der oben erwähnten Phasendifferenz und eine Rauschkomponente, die einem Rauschen oder einer in der Trägerwelle auf der Eingangsleitung 61 enthaltenen Verzerrung proportional ist. Die durch den spannungsgesteuerten Oszillator regenerierte Trägerwelle enthält weder Rauschen noch Verzerrung.

Das Eingangssignal des Diskriminators 79 enthält deshalb ein Basisbandsignal und eine Rauschkomponente proportional dem Rauschen und der Verzerrung auf der Eingangsleitung Die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 79 steigt deshalb an, wenn das Hauschen und die Verzerrung

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ί(β

des Signals auf der Eingangsleitung 61 ansteigen» Die Pelilerrate der Ausgangsdaten des Diskriminator 66 steigt des weiteren auch an, wenn das Rauschen und die Verzerrung des Signals auf der Leitung 61 ansteigen. Die Fehlerraten der Ausgangsdaten der Diskriminatoren 66 und 79 stehen deshalb in entsprechenden Beziehungen zueinander.

Wenn ein Fehler in dem Datenimpuls erzeugt wird, ist das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Kreises 80 der binäre Wert "1". Dieser Wert wird durch einen (nicht dargestellten) Zähler innerhalb einer vorbestimmten Zeit gezählt und der gezählte Wert wird in einem (nicht dargestellten) Festwertspeicher gespeichert. Da der Festwertspeicher die tatsächliche Fehlerrate entsprechend dem gezahlten Wert speichert, kann die tatsächliche Fehlerrate aus dem gezählten Wert erhalten werden.

In Fig. 10 bezeichnen 61 bis 70, 75 bis 77 und 79 bis dieselben Teile wie in Fig. 9· 83 ist ein Trägerwellenregenerierkreis mit demselben Aufbau wie in Fig. 9· 85 bezeichnet einen Zeitgabeextrahierkreis zum Extrahieren von Zeitgabebits aus der modulierten Eingangswelle. Die extrahierte Bitzeitgabekomponente wird über einen Verbindungskreis 86, der die Funktion eines Filters hat, der Leitung 84 als Zeitgabesignal zugeführt. Das Zeitgabesignal wird an einen Frequenzdiskriminator angelegt, in dem die Jitterkomponente festgestellt wird. Die festgestellte Jitterkomponente wird durch einen Verstärker 75 verstärkt und einem Eingang des Addierkreises 77 zugeführt.

Die Jitterkomponente des Zeitgabesignals, die aus der modulierten Eingangswelle extrahiert wird, steigt an, wenn das Eingangsrauschen zunimmt. Die Jitterkomponente kann deshalb anstelle der Rauschkomponente bei der Ausführungsform in Fig. 9 verwendet werden«

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In Fig. 11 bezeichnen 61 bis 70, 75 bis 77 und 79 bis dieselben Teile wie in Fig. 10. Gemäß Fig. 11 wird eine Bitzeitgabe, die durch den Zeitgabekreis 85 extrahiert wird, einem Zeitgabesignal-Regenerierkreis zugeführt, der einen Phasendetektor 88, ein Schleifenfilter 89 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 90 enthält. Ein Phasendifferenzsignal, d.h. das Ausgangssignal des Phasendetektors 88, enthält eine Rauschkomponente, die . in der Zeitgabekomponente enthalten ist, die von dem Zeitgabekreis 85 zugeführt wird, zusätzlich zu einer Gleichstromkomponente entsprechend der Phasendifferenz. Das in dem spannungsgesteuerten Oszillator regenerierte Zeitgabesignal enthält keine Rauschkomponente. Die Rauschkomponente im Ausgangssignal des Phasendetektors 88 wird über einen Verstärker 75 einem Addierkreis 77 zugeführt. Danach wird derselbe Vorgang ausgeführt, wie er oben beschrieben wurde, und ein Pseudofehlersignal wird auf der Ausgangsleitung 81 erhalten.

Mit der .Schaltung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach der Erfindung ändert sich die relative Beziehung zwischen der tatsächlichen Fehlerrate und der Pseudofehlerrate nicht, auch wenn sich die Parameter des Demodulators ändern.

Der Wert der Pseudofehlerrate kann des weiteren erhöht werden, so daß die Zeit zum Messen der Pseudofehlerrate wesentlich verringert werden kann. Deshalb ist die Erfindung sehr wirksam, wenn sie in einem Zeitteil-MultiplexnachriGhtensystem verwendet wird, das eine geringe Bitrate aufweist oder das kurze ^Baten als Burstsignale aussendet und empfängt.

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Claims

EiNLANDE

PATENTANWÄLTE

Orthstraße 12 D-8000 München

EtJJISSU LIMITED
1015s Kas&kodanaka

, Kawasaki-sM EAIAGAWA 211, Japan

Patentansprüche

1o Verfahren sum Erzeugen eines Pseudofehlersignals, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangssignal durch einen Demodulator demodulisrt tjird, daß eine Sausch= komponente aus dem Eingangssignal extrahiert wird, daß die Rauschkomponent© und das Aus gangs signal yöu d©a Demodulator addiert x-ierdea und daß festgestellt wird₀ ob das Ausgangssignal v©a dsm Demodulator mit dem addierten Signal übereinstimmt oder nicht.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente aus einem Trägerregenerierkreis zum Regenerieren einer Trägerwelle zur Demodulation des

Eingangssignals erhalten wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente aus einem Zeitgabeextrahierkreis zum Extrahieren einer Zeitgabekomponente aus dem Eingangssignal erhalten wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente verstärkt oder gedämpft wird und daß die verstärkte oder gedämpfte Rauschkomponente zu einem

Basisbandsignal addiert wird.

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gskeasssieiaaet ά-arcli öiüsa BsEöäalator ztaa. Demodulieren eia©s EingangssigEals₉ dixreli eins ilauscliextrahiereinrichtuag sum Extrahieren sines HansoiikGaipoaente aus dem Eingangssignal, durch einen iidclierkreis zum Addieren des Ausgangs signale des? Eaiisc!iexorahi©r-3inriehtung und des Ausgaugssignals des Demodulators und durch, einen E2dslusiv-0BER-»Er-eIs zxm. Er-ksaaeac, ob das Ausgangssignal &©s Addierkrsisss mit dea Ausga'agssignal des Demodulators übereinstism^ oder nicht_o

So Schaltung nacii Anspr-ucli 5? geicsaaseislinet durch eine Einrichtung sam Verstärken oder Dämpfen der Hauschkom-

7» Schaltung mach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die RauschextrahiereeinriehtuBg einen Multiplizierkreis svsM. Multiplizieren der Frequenz einer empfangenen m-phasendemodulierten Welle mit ^με^μ, ein Schmalbandfilter zum Entfernen der Rauschkomponente aus dem Ausgangssignal des Multiplizierkreises und einen Synchrondetektor zum synchronen Feststellen des Ausgangssignals des Schmalbandfilters und des Ausgangssignals des Hultiplizierkreises, dessen Phase um 90° verschoben ist, enthält.

8. Schaltung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente eine Phasenfehlerspannung ist, die proportional zu einer Phasendifferenz zwischen einer empfangenen Trägerwelle und einer regenerierten Trägerwelle ist.

9. Schaltung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente eine Jitterkomponente eines Zeitgabesignals ist, das aus dem Eingangssignal extrahiert ist.

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