DE19755897B4

DE19755897B4 - Vorrichtung zur Synchronisierung eines Nachrichtenempfängers

Info

Publication number: DE19755897B4
Application number: DE19755897A
Authority: DE
Inventors: Donald R. Stephens; William Jr. Mosley
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1996-12-09
Filing date: 1997-12-08
Publication date: 2012-06-28
Anticipated expiration: 2017-12-09
Also published as: ITRM970754A1; CA2218806A1; AU4679997A; US6229858B1; DE19755897A1; GB2320168A; CA2218806C; IT1297100B1; AU739342B2; US6094463A; US5901173A; GB2320168B; GB9722431D0

Abstract

Rauschabschätzungseinrichtung zum Bestimmen der Rauschleistung eines Empfängereingangssignals, wobei das Empfängereingangssignal eine Rauschkomponente und eine Signalkomponente enthält, mit: einem quadratischen Leistungsdetektor (50), der auf das Empfängereingangssignal anspricht und eine Ausgabe hat; einem Quadratwurzel-Detektor (52), der geschaltet ist, um die Ausgabe von dem quadratischen Leistungsdetektor (50) zu empfangen, und der eine Ausgabe hat, die eine momentane Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; einer Einrichtung (54) zum Erzeugen eines zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignals, das den statistischen Mittelwert der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; einer Einrichtung (56) zum Erzeugen eines Differenzsignals, das die Differenz zwischen der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals und dem zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignal darstellt; und einer Einrichtung (58, 60) zum Umwandeln des Differenzsignals in eine zeitgemittelte Abschätzung der Eingangsrauschleistung.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Nachrichtenempfänger und insbesondere eine Vorrichtung zur Synchronisierung eines digitalen Nachrichtenempfängers mit einem Nachrichtensender vor der Übertragung von Nachrichten bzw. Daten.
Ein Nachrichtenübertragungssystem umfaßt mindestens einen Sender (Nachrichtensender) und einen Empfänger (Nachrichtenempfänger). Der Sender und der Empfänger sind über einen Übertragungskanal miteinander verbunden, um zwischen dem Sender und dem Empfänger Informations- bzw. Nachrichtensignale übertragen zu können. Ein digitaler Empfänger in einem Nachrichtenübertragungssystem hat normalerweise einen Verstärker mit einem Verstärkungsgrad, der mit Hilfe eines Steuersignals eingestellt wird. Das Verfahren zum Einstellen des Verstärkungsgrades mit Hilfe dieses Steuersignals basiert auf dem vom Sender empfangenen Informationssignal. Dieses Einstell-Verfahren ist auch als automatische Verstärkungssteuerung (Automatic Gain Control = AGC) bekannt.
Bevor Daten von dem Sender zum Empfänger übertragen werden können, muß der Empfänger mit dem Sender synchronisiert werden. Vor der Synchronisierung des Empfängers mit den Frequenz-, Phasen- und Zeitvariablen des empfangenen Signals muß jedoch in dem Empfänger zunächst die Amplitudenhöhe des empfangenen Signals bestimmt werden. Mittels eines AGC-Steuerschaltkreises bzw. eines entsprechenden Algorithmus wird automatisch der Verstärkungsgrad des Verstärkers eingestellt, um eine optimale Signalerfassung und Signalverarbeitung zu erreichen. Wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers zu klein ist, kann das interne Empfängerrauschen dominieren, und infolge dessen tritt eine Verschlechterung der Signalerfassung ein. Wenn jedoch der Verstärkungsgrad zu groß ist, erreichen die analogen Schaltkreis-Komponenten des Verstärkers schnell ihre Sättigung, was zu Nicht-Linearitäten und damit zu einer Verschlechterung der Signalverarbeitung des Empfängers führt. Nur bei einer korrekten Einstellung des Verstärkungsgrades des Verstärkers arbeitet der Empfänger optimal, um die anderen Synchronisierungsvariablen abschätzen zu können, das heißt, die Frequenz-, Phasen- und Zeitvariablen. Eine Synchronisierung dieser Variablen ist aber erforderlich, bevor der Empfänger mit der Demodulation von Daten bzw. mit anderen Signalverarbeitungsfunktionen beginnen kann.
Bei einem bekannten Nachrichtenübertragungssystem wird die Quadraturmodulation verwendet. Ein Pilotträgersignal wird übertragen, um das Empfangen und das Dekodieren von übertragenen Informationssignalen zu erleichtern. Das Pilotträgersignal wird sowohl zur Amplitudenkorrektur als auch zur Phasenkorrektur verwendet. Bei Verwendung dieses Pilotträgersignals führt jedoch Selektivschwund (Selective Fading) auf dem Übertragungskanal häufig zu Problemen. Wenn digitale Informationen synchron empfangen werden sollen, so wird die Aufrechterhaltung der Synchronisierung häufig auch durch Kanal-Schwund (Channel Fading) und durch Rauschen verhindert.
Die US 4,835,790 A betrifft einen Träger/Rausch-Detektor für ein digitales Überträgungssystem mit einem Analog/Digital-Wandler, der mit einem Demodulator des digitalen Übertragungssystems verbunden ist, um ein Ausgangssignal des Demodulators mit einer Zeichentaktrate des Demodulators abzutasten und das abgetastete Signal in ein digitales Ausgangssignal mit positiven und negativen Werten zu wandeln, mit einer Absolutwert-Wandlereinrichtung, um das digitale Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers in ein digitales Signal mit einem Absolutwert zu wandeln, mit einer ersten Mittelungseinrichtung, um das digitale Absolutwertsignal über eine Periode mehrerer Zeichen zu mitteln, die ausreicht, kurzzeitige Schwankungen zu unterdrücken, mit einer ersten Quadrierungseinrichtung, um den Wert des digitalen Absolutwertsignals aus der ersten Mittelungseinrichtung zu quadrieren, mit einer zweiten Quadrierungseinrichtung, um den Wert des digitalen Signals aus dem Analog/Digital-Wandler zu quadrieren, mit einer zweiten Mittelungseinrichtung, um das quadrierte digitale Signal aus der zweiten Quadrierungseinrichtung über eine Periode mehrerer Zeichen zu mitteln, die ausreicht, kurzzeitige Schwankungen zu unterdrücken, mit einer Einrichtung, um das quadrierte digitale Ausgangssignal aus der ersten Quadrierungseinrichtung von dem gemittelten digitalen Ausgangssignal aus der zweiten Mittelungseinrichtung zu subtrahieren, und mit einer Einrichtung, um ein Verhältnis zwischen einem Ausgangssignal aus der ersten Quadrierungseinrichtung und einem Ausgangssignal aus der Subtraktionseinrichtung abzuleiten.
Die US 4,048,566 A zeigt eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung (AGC), die in Verbindung mit einem Costas-Loop-Detektor verwendet wird, um eine positive Verstärkungssteuerung während der Erfassungs- und Tracking-Betriebsarten eines Empfängers zur Verfügung zu stellen. Die Schaltung enthält Schaltkreise, um ein Rauschabschätzungssignal von einem Kanal der Costas-Loop abzuleiten, und Schaltkreise, um das Rauschabschätzungssignal von der Daten- und Rauschsignalkombination in dem anderen Kanal der Costas-Loop zu subtrahieren, um das automatische Verstärkungssteuerungssignal zur Verfügung zu stellen, um ein fehlerhaftes Locking zu verhindern.
Die US 4,811,423 A offenbart SSB-(Single-Sideband)Empfänger, die eine Rückwärts- und Vorärts-Automatikverstärkungssteuerung (AGC) verwenden, die Rausch-Bursts im Audio-Ausgang ausgesetzt sind, und zwar aufgrund der Wirkung des Vorwärts-AGC, wenn Signale mit einem geringen Signal/Rausch-Verhältnis empfangen werden. Hierbei werden diese Rausch-Bursts minimiert, indem die Vorwärts-AGC bei einem bestimmten Grenzwert-Signal/Rausch-Verhältnis deaktiviert wird, und zwar unabhängig von der Spannung der Rückwärts-AGC-Steuerspannung. Das Rauschen in dem empfangenen Kanal erfährt eine Bandpass-Filterung, und es wird ein erstes Signal erzeugt, das eine Amplitude proportional zum gefilterten Rauschen hat. Das erste Signal wird mit einer Referenzspannung verglichen, die dem Grenzwert entspricht, bei dem die Vorwärts-AGC deaktiviert wird.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger für ein Nachrichtenübertragungssystem zu schaffen, der mit einer bestimmten Erfassungswahrscheinlichkeit arbeitet, und zwar unabhängig von der Berechnung des Verstärkungsgrades durch den AGC-Schaltkreis des Empfängers, die auf dem Pegel der Signalleistung einschließlich der Rauschleistung basiert.
Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger mit einer Rauschabschätzungseinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. mit einem Synchronisationsdetektor mit den Merkmalen des Anspruchs 6 gelöst. In den jeweiligen abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte und bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Einrichtungen angegeben.
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Synchronisierung eines Empfängers mit einem Sender und insbesondere die Korrektur des Schwellenwertes, der für den Phasenverriegelungsstatus (Phaselock Status) in einem digitalen Empfänger verwendet wird. Der Empfänger arbeitet mit einer bestimmten minimalen Signalerfassungswahrscheinlichkeit, und zwar unabhängig von der Berechnung der Leistung des Signal-Rausch-Abstandes durch den AGC-Schaltkreis.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Rauschabschätzungseinrichtung zur Schwellenwertkorrektur der Phasenverriegelung (Phaselock) in einem Empfänger vorgesehen, bei der ein Rauschabschätzungsschaltkreis eine Schwellenwertkorrektur für die Phasenverriegelung als eine Funktion der Eingangsrauschleistung bewirkt, um eine Vorspannung zu vermindern, die durch den AGC-Schaltkreis am Ausgang eines Quadraturphasendetektors erzeugt wird. Die erfindungsgemäße Rauschleistungsabschätzungseinrichtung verwendet die ergodischen Eigenschaften des Eingangssignals und eine Zeitmittelung, um einen statistischen Mittelwert einer Eingangssignalhüllkurve zu erzeugen. Dieses Zeitmittel des Eingangssignals wird vom Momentanwert der erfaßten Hüllkurve subtrahiert, und der berechnete momentane Fehler, der aus dieser Subtraktion resultiert, wird quadriert und zeitgemittelt, woraus eine Abschätzung der Eingangsrauschleistung resultiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Rauschabschätzungseinrichtung zur Berechnung der Rauschabschätzung eines Eingangssignals vorgesehen, wobei das Eingangssignal eine Signalkomponente und eine Rauschkomponente enthält. Der Abschätzungsschaltkreis hat ein Filter, um aus dem Eingangssignal das Breitbandrauschen herauszufiltern. Außerdem hat die Rauschabschätzungseinrichtung der vorliegenden Erfindung einen quadratischen Leistungsdetektor, der auf die Ausgabe von einem Tiefpaßfilter anspricht, und einen Hüllkurvendetektor, der mit dem Ausgang des quadratischen Leistungsdetektors gekoppelt ist. Eine zeitgemittelte Hüllkurve des Eingangssignals wird von einem Tiefpaßfilter ausgegeben, wodurch die Zeitmittelung durchgeführt wird, und diese Ausgabe wird einem Subtrahierglied zugeführt, das außerdem den Momentanwert der eingehenden Hüllkurve empfängt, um ein momentanes Fehlersignal zu erzeugen. Dieses momentane Fehlersignal wird quadriert und einem Tiefpaßfilter zugeführt, wodurch ebenfalls eine Zeitmittelung bewirkt wird. Das aus dieser Zeitmittelung resultierende Signal ist eine Rauschabschätzung des Eingangssignals. Diese Rauschabschätzung wird dann für die Schwellenwertkorrektur verwendet, um eine Phasenverriegelung (Phaselock) zwischen einem Empfänger und einem Sender zu bewirken.
Die Erfindung wird nun anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines Nachrichtenübertragungssystems mit einem Sender und einem Empfänger, die durch einen Übertragungskanal miteinander verbunden sind;
2 ein Teil-Blockdiagramm des Empfängers aus 1 mit einem Quadraturphasendetektor, der eine Phasenverriegelungsstatusausgabe hat;
3 ein Flußdiagramm von einem Verfahren zur Durchführung einer Quadraturphasenerfassung bei der Schwellenwerterfassung;
4 Empfängerbetriebsgraphen, die bei der Bestimmung der Erfassungswahrscheinlichkeit verwendet werden, um für das Verfahren aus 3 Phasenverriegelungsschwellenwerte auszuwählen;
5 ein Blockdiagramm einer Rauschleistungsabschätzungseinrichtung zur Schwellenwertkorrektur für die Phasenverriegelung des Empfängers (Receiver Phaselock);
6 ein Blockdiagramm von einem Korrekturschaltkreis für die automatische Verstärkungssteuerung (Automatik Gain Control Correction Circuit) einschließlich einer Signalabschätzungseinrichtung; und
7 ein Blockdiagramm der Signalabschätzungseinrichtung des Korrekturschaltkreises für die automatische Verstärkungssteuerung aus 6.
Zunächst wird auf 1 Bezug genommen. Die erfindungsgemäße Einrichtung zur Schwellenwertkorrektur für die Phasenverriegelung (Phaselook Threshold Correction) wird bei einem Nachrichtenübertragungssystem verwendet, das einen Sender 10, einen Empfänger 12 und einen Übertragungskanal 14 hat. Abhängig von der Betriebsfrequenz des Senders 10 und des Empfängers 12 ist der Übertragungskanal 14 dazu ausgestaltet, um beispielsweise bei Hochfrequenz oder Mikrowellenfrequenz zu arbeiten. Bei dem Nachrichtenübertragungssystem aus 1 sendet der Sender 10 eine Nachricht s(t) aus, die eine Funktion von vier Variablen ist: gesendete Amplitude, Trägerfrequenz, Senderzeitreferenz (Transmitter Time Reference) und Senderphasenreferenz (Transmitter Phase Reference).
Die gesendete Nachricht s(t) ist durch die nachfolgende Gleichung definiert: s(t) = A(t)·cos(2πft + Φ_m(t) + θ) wobei:

A(t): die gesendete Amplitude,
f: die Trägerfrequenz,
t: die Senderzeitreferenz,
Φ_m(t): die Datennachricht, und
θ: die Senderphasenreferenz ist.

Der Empfänger 12 empfängt von dem Übertragungskanal 14 eine Empfangssignalnachricht r(t). Die Empfangssignalnachricht r(t) ist eine Funktion der gleichen vier Variablen und ist durch die nachfolgende Gleichung definiert: r(t) = S(t + T)·cos(2πf(t + T) + Φ_m(t + T) + θ_r) + n(t) wobei:

S(t): die empfangene Amplitude,
f: die Trägerfrequenz,
t: die Senderzeitreferenz,
T: die Verzögerung, die durch den Übertragungskanal und den Empfänger hervorgerufen wird,
Φ_m(t): die Datennachricht,
θ_r: die Empfängerphasenreferenz, und
n(t): das Kanal- und Empfängerrauschen ist.

Bevor vom Sender 10 ausgesendete Daten vom Empfänger 12 verarbeitet werden können, muß der Empfänger mit dem Sender synchronisiert werden. Um die Synchronisierung zu erreichen, muß der Empfänger mit den Frequenz-, Phasen- und Zeitvariablen der gesendeten Nachricht s(t) synchronisiert werden. Vor der Synchronisierung mit den Frequenz-, Phasen- und Zeitvariablen muß jedoch im Empfänger 12 die Amplitudenkomponente S(t) der empfangenen Signalnachricht r(t) berechnet werden.
Zur optimalen Signalerfassung und Signalverarbeitung muß mit Hilfe eines Schaltkreises zur automatischen Verstärkungssteuerung (AGC-Schaltkreis) bzw. eines entsprechenden Algorithmus der Verstärkungsgrad des Verstärkers des Empfängers 12 eingestellt werden. Wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers des Empfängers 12 zu niedrig eingestellt ist, kann internes Empfängerrauschen das empfangene Signal dominieren, und die Signalerfassung wird schlechter. Wenn aber der Verstärkungsgrad des Verstärkers des Empfängers 12 zu hoch eingestellt ist, können die analogen Schaltkreise in dem Empfänger in den Bereich der Sättigung gelangen, wodurch Nicht-Linearitäten entstehen, die zu einer Verschlechterung der Signalverarbeitung führen.
Nach dem Einstellen der Verstärkungsgrade der Verstärker des Empfängers 12 können die anderen Synchronisierungsvariablen des empfangenen Signals r(t) mittels der Schaltkreise des Empfängers abgeschätzt werden. Eine Synchronisierung des Empfängers 12 mit den verschiedenen Synchronisierungsvariablen ist erforderlich, um die Datennachricht Φ_m(t) in dem Empfänger demodulieren zu können bzw. andere Signalverarbeitungsfunktionen durchzuführen. Die Synchronisierung des Empfängers 12 mit der gesendeten Nachricht s(t) wird jedoch durch Fehler in dem AGC-Schaltkreis, durch den die verstärkungsgrade der Verstärker in dem Empfänger 12 eingestellt werden, negativ beeinträchtigt.
In 2 ist ein Blockdiagramm von dem Teil des Empfängers 12 gezeigt, durch den der Phasenverriegelungsstatus (Phaselock Status) zur Synchronisierung mit dem Sender 10 erreicht wird. Das empfangene Nachrichtensignal r(t) mit den vier variablen wird dem Eingang eines Eingangsfilters 16 zugeführt, dessen Ausgabe einem Verstärker bzw. mehreren Verstärkern 18 zugeführt wird. Obwohl in dem Blockdiagramm nur ein einziger Verstärker 18 dargestellt ist, ist es offensichtlich, daß die meisten Empfänger mehrere Verstärker zur automatischen Verstärkungssteuerung enthalten. Wie in dem Blockdiagramm weiter gezeigt ist, wird an den Empfänger-Verstärker 18 eine AGC-Steuerspannung angelegt, um den Verstärkungsgrad des Verstärkers auf herkömmliche Art zu steuern. Die ”verstärkungsgesteuerte” Ausgabe des Verstärkers 18 wird einem Mischer 20, einem Mischer 22 und einem Leistungsdetektor 24 zugeführt, wobei der Leistungsdetektor 24 Teil einer AGC-Schleife (AGC-Loop) ist.
Außerdem wird dem Mischer 20 die Ausgabe eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 26 zugeführt, der Teil des Phasenverriegelungsstatus-Synchronisierungsschaltkreises des Empfängers (Receiver Phaselock Status Synchronization Circuit) ist. Die Ausgabe des Mischers 20 wird über einen Schleifenfilter (Loop Filter) 28 einem Trägerschleifenfilter (Carrier Loop Filter) 30 zugeführt, wobei die Ausgabe des Trägerschleifenfilters 30 dem VCO 26 zugeführt wird.
Die Ausgabe des VCO 26 wird außerdem einem 90°-Phasenschieber (90° Phase Shifter) 32 zugeführt, der Teil eines Quadraturphasendetektors ist, der von der gestrichelten Linie 34 umrandet ist. Die Ausgabe des Phasenschiebers 32 wird dem Mischer 22 zugeführt, um dort mit der Ausgabe des Verstärkers 18 gemischt zu werden. Dieses gemischte Signal vom Mischer 22 wird über einen Filter 36 einem Schwellenwertvergleichernetzwerk (Threshold Comparison Network) 38 zugeführt. Die Ausgabe des Schwellenwertvergleichernetzwerks 38 ist ein Signal, das den Phasenverriegelungsstatus für die Frequenz- und Phasenvariablensynchronisierung des Empfängers 12 mit der gesendeten Nachricht s(t) angibt. In 2 ist eine spezielle Ausgestaltung eines Phasenverriegelungsdetektors gezeigt, und es ist offensichtlich, daß andere Ausgestaltungen möglich sind.
Im Anschluß wird der Betrieb des Schaltkreises aus 2 für den Phasenverriegelungsstatus erläutert. Dabei wird unterstellt, daß dem Eingangsfilter 16 ein Synchronisierungssignal zugeführt wird, das keine Datenmodulation beinhaltet. Dadurch wird ermöglicht, daß der Empfänger 12 bezüglich Frequenz und Phase durch einen herkömmlichen Phasenregelkreis (Phase Locked Loop = PLL) synchronisiert wird. Eine der herkömmlichen Techniken, bei denen ein Phasenregelkreis zur Erfassung der Phasenverriegelung (Phaselock) verwendet wird, benutzt einen Tiefpaßfilter, dem die Fehlerspannung e(t) von dem Mischer 20 zugeführt wird. Die Ausgabe von dem Tiefpaßfilter wird dann dem VCO 26 zugeführt. Die Phasenverriegelung wird erkannt, wenn die Fehlerspannung unter einem bestimmten Schwellenwert liegt. Diese herkömmliche Technik zur Erfassung der Phasenverriegelung ist jedoch besonders anfällig für eine fehlerhafte Phasenverriegelungs-Erfassung und für starkes Rauschen.
Die bevorzugte Technik zur Erfassung eines Phasenverriegelungsstatus ist die Verwendung eines Quadraturphasendetektors 34, der häufig als kohärenter Amplitudendetektor bezeichnet wird. Der Quadraturphasendetektor 34 korreliert das empfangene Nachrichtensignal r(t), das von dem Verstärker 18 ausgegeben wird, mit einer Ausgabe von dem VCO 26, deren Phase durch den Phasenschieber 32 um 90° verschoben wird. Die phasenverschobene Ausgabe vom VCO 26 und die Ausgabe von dem Verstärker 18 werden in dem Mischer 22 korreliert. Die Ausgabespannung von dem Mischer 22 ist proportional zu cos(θ_c), wobei θ_c der Phasenfehler zwischen dem Empfänger 12 und dem Sender 10 ist. Wenn der Phasenfehler θ_c etwa gleich Null ist, erreicht die Spannung des Quadraturphasendetektors 34 am Ausgang des Mischers 22 eine maximale Spannung, wodurch die Synchronisierung des Phasenregelkreises (Phaselock Loop Synchronization) angezeigt wird. Die Ausgabe des Tiefpaßfilters 36 wird dann zur Erfassung der Phasenverriegelung in dem Schwellenwertvergleicher 38 verglichen.
In 3 ist das Verfahren zum Erreichen eines Phasenverriegelungsstatus mittels des Quadraturphasendetektors 34 gezeigt. Der Mischer 22 korreliert das empfangene Signal mit der um 90° phasenverschobenen Ausgabe von dem VCO 26 gemäß einer Tiefpaßfunktion, wie in Block 40 angegeben. Wie vorstehend erläutert, wird die Ausgabe des Mischers 22 dem Tiefpaßfilter 36 zugeführt, der auf die Ausgabe vom Mischer 22 gemäß einer Tiefpaßfunktion H(f) reagiert. Die Spannungsausgabe von dem Tiefpaßfilter 36, die gemäß der Funktion H(f) variiert, wird in dem Schwellenwertvergleicher 38 verwendet.
In 4 ist eine Anzahl von Empfängerbetriebsgraphen für die Berechnung der Phasenverriegelungsschwellenwertspannung (Phaselock Threshold Voltage) gezeigt, die in dem Schwellenwertvergleicher 38 verwendet werden. Die Graphen in 4 zeigen die Erfassungswahrscheinlichkeit einer Phasenverriegelung über der Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms für jedes der erfaßten Signale. Um eine Schwellenwertspannung für die Verwendung in dem Schwellenwertvergleicher 38 zu bestimmen, wird bei einem bestimmten Signal-Rausch-Abstand eine Erfassungswahrscheinlichkeit (Deklaration der Phasenverriegelung) bestimmt. Bei der bestimmten Schwellenwerteinstellung wird die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms (fehlerhafte Deklaration einer Phasenverriegelung) aus den Graphen aus 4 erhalten. Die tatsächliche Schwellenwertspannung für den Schwellenwertvergleicher 38 wird gemäß der folgenden Gleichung bestimmt:
Durch Einsetzen des Wertes der Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms (fehlerhafte Erfassung) aus 4 in diese Gleichung wird die Schwellenwertspannung für den Schwellenwertvergleicher 38 durch eine numerische Analyse erhalten. Bei Vernachlässigung der Zeitmittelung des Filters 36 aus 2 ist die Quadraturphasenverriegelungsspannung (Quadrature Phaselock Voltage), die dem Schwellenwertvergleicher 38 zugeführt wird, durch folgende Gleichung angegeben: V(t) = G·cos(θ_c·S(t)) wobei:

G: der Verstärkungsgrad der Verstärker 18,
θ_c: der Synchronisierungsphasenfehler, und
S(t): die Amplitude des empfangenen Signals r(t) ist.

Diese Gleichung zeigt, daß der Phasenverriegelungsstatus des Empfängers 12 proportional zum Verstärkungsgrad des Verstärkers ist. Wenn in der AGC-Schleife des Empfängers 12 beim Einstellen des Verstärkungsgrades des Verstärkers 18 ein Fehler erzeugt wird, dann wird der Fehler zu den Synchronisierungsschaltkreisen für die Trägerphase und Taktabstimmung weitergeleitet.
Beim Betrieb des Empfängers aus 2 arbeitet die AGC-Schleife mit unbekannter Frequenz und Phase, bis eine Synchronisierung der entsprechenden Variablen erreicht ist. Wegen des Kanal- und Empfängerrauschens n(t) enthält die Leistung, die von der AGC-Schleife aus 2 erfaßt wird, auch die Rauschkomponente, weshalb eine Summe des Signals S(t) und des Rauschsignals n(t) gebildet ist. Die Schwellenwertspannung, die in dem Schwellenwertvergleicher 38 eingestellt wird, beinhaltet jedoch, sofern sie aus den Graphen aus 4 ausgewählt ist, in dem empfangenen Signal keine Rauschkomponente. Die Rauschkomponente hat die Wirkung, daß dem Quadraturphasendetektor 34 zusätzlich eine Vorspannung zugeführt wird, was bewirkt, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkers 18 zur Schwellenwerteinstellung künstlich verkleinert wird. Dies hat zur Folge, daß der Empfänger 12 bei Auswahl eines Graphen aus 4 ohne eine Rauschkomponenten-Korrektur nicht die gewünschte Erfassungswahrscheinlichkeit erreicht.
In 5 ist ein Blockdiagramm einer Rauschleistungsabschätzungseinrichtung gezeigt, um den Betrieb des Empfängers mit einer bestimmten Erfassungswahrscheinlichkeit zu ermöglichen, und zwar unabhängig von der Berechnung durch die AGC-Schleife, die auf der Signalleistung einschließlich der Rauschleistung basiert. Die Korrektur der Schwellenwertspannung für den Vergleicher 38 ist eine Funktion der eingehenden Rauschleistung, durch die die Vorspannung vermindert wird, die durch die AGC-Schleife am Ausgang des Quadraturphasendetektors 34 erzeugt wird.
Nachfolgend wird auf 5 Bezug genommen. Das empfangene Signal r(t) und ein Signal (NCO) von einer numerisch gesteuerten Oszillatorschleife werden einem komplexen Mischer 46 zugeführt. Die Ausgabe des komplexen Mischers 46 wird einem Tiefpaßfilter 48 zugeführt, um aus dem empfangenen Signal das Breitbandrauschen herauszufiltern. Die gefilterte Ausgabe vom Tiefpaßfilter 48 wird einem quadratischen Leistungsdetektor 50 zugeführt, dessen Ausgabe an einen Hüllkurvendetektor 52 weitergeleitet wird. Das Quadrieren des empfangenen Signals im quadratischen Leistungsdetektor 50 und das Radizieren im Hüllkurvendetektor 52 führt zu einer Ausgabe des Hüllkurvendetektors 52, die die Hüllkurve des empfangenen Signals einschließlich einer Rauschkomponente darstellt. Die Ausgabe des Hüllkurvendetektors 52 wird einem Tiefpaßfilter 54 zugeführt, um eine Zeitmittelung durchzuführen, um den statistischen Mittelwert der Hüllkurve des empfangenen Signals zu bestimmen. Dieser statistische Mittelwert, der von dem Tiefpaßfilter 54 ausgegeben wird, wird einer Addiereinrichtung 56 zugeführt, die außerdem eine Ausgabe vom Hüllkurvendetektor 52 empfängt. In der Addiereinrichtung 56 wird die momentane Ausgabe von dem Hüllkurvendetektor 52 vom statistischen Mittelwert subtrahiert, der von dem Tiefpaßfilter 54 ausgegeben wird. Die Ausgabe der Addiereinrichtung 56 wird in dem quadratischen Leistungsdetektor 58 quadriert und dann in einem Tiefpaßfilter 60 zeitgemittelt. Die Ausgabe vom Tiefpaßfilter 60 ist eine Abschätzung der Eingangsrauschleistung, die eine Einstellung der Schwellenwertspannung in dem Schwellenwertvergleicher 38 für eine konstante Fehlalarmquote ermöglicht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung funktioniert ein Quadraturdetektor 34 im wesentlichen wie ein Signalform-Korrelator. Das Phasenschwellenwert-Erfassungsverfahren, wie es in 3 dargestellt ist, vergleicht die Amplitude eines Tiefpaß-Logarithmus-Wahrscheinlichkeitswertes mit einem Schwellenwert, und wenn der Schwellenwert überschritten wird, ist die Phasenverriegelung erreicht.
Unter Bezugnahme auf 6 ist ein Blockdiagramm des AGC-Korrekturschaltkreises für einen Empfänger gezeigt, der eine Rauschleistungsabschätzung verwendet, wie sie von der Rauschabschätzungseinrichtung aus 5 ausgegeben wird. Es sei erwähnt, daß in 6 lediglich der AGC-Schaltkreis des Empfängers 12 gezeigt ist. Die restlichen Komponenten des Empfängers umfassen herkömmliche Schaltkreise und sind für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich. Eine empfangene Nachricht r(t), die eine Signalkomponente und eine Rauschkomponente enthält, wird einem Verstärker 62 mit veränderlichem Verstärkungsgrad zugeführt. Eine Ausgabe des Verstärkers 62 entspricht der Ausgabe des Verstärkers 18 aus 2. Die Ausgabe des Verstärkers 62 wird nicht nur anderen Schaltkreisen des Empfängers zugeführt, sondern auch einer Signalabschätzungseinrichtung 64, die ein Korrektursignal ausgibt, das eine Abschätzung der Rauschkomponente darstellt, wie sie durch die Schwellenwertkorrekturabschätzungseinrichtung aus 7 berechnet wird. Diese Ausgabe wird einer Addiereinrichtung 66 zugeführt, die außerdem eine Referenzausgabe von einer Quelle 68 empfängt. Die Ausgabe der Addiereinrichtung 66 wird einem Schleifenfilter (Loop Filter) 70 zugeführt, der eine AGC-Steuerspannung erzeugt, die dem Verstärker 62 zugeführt wird.
In 7 ist ein Blockdiagramm der Signalabschätzungseinrichtung 64 aus 6 gezeigt. Eine Ausgabe von dem Verstärker 62 wird einem Hüllkurvendetektor 72 zugeführt, der ein Signal ausgibt, das die Hülkurve des Eingangssignals einschließlich einer Rauschkomponente darstellt. Diese Ausgabe von dem Hüllkurvendetektor 72 wird einem Tiefpaßfilter 74 und einem Hochpaßfilter 76 zugeführt. Die Ausgabe des Hochpaßfilters 76 stellt die Hüllkurve der Rauschkomponente dar, und dieses Signal wird einem quadratischen Leistungsdetektor 78 zugeführt, der eine Ausgabe für eine Addiereinrichtung 80 erzeugt. Der Addiereinrichtung 80 wird außerdem eine Ausgabe von einem quadratischen Leistungsdetektor 82 zugeführt, der die Ausgabe von dem Tiefpaßfilter 74 quadriert. Eine Ausgabe von der Addiereinrichtung 80 wird einem Tiefpaßfilter 84 zugeführt, der eine Ausgabe zu einem Hüllkurvendetektor 86 erzeugt. Eine Ausgabe des Hüllkurvendetektors 86 stellt die Ausgabe von der Signalabschätzungseinrichtung 64 aus 6 dar.
Bezugszeichenliste

10: Sender
12: Empfänger
14: Übertragungskanal
16: Eingangsfilter
18: Empfänger-Verstärker
20: Mischer
22: Mischer
24: Leistungsdetektor
25: AGC-Schleifenfilter
26: spannungsgesteuerter Oszillator (VCO)
28: Schleifenfilter
30: Trägerschleifenfilter
32: 90°-Phasenschieber
34: Quadraturphasendetektor
36: Tiefpaßfilter
38: Schwellenwertvergleicher
40: Phasenregelkreis-Quadraturdetektor
46: Mischer
48: Tiefpaßfilter
50: quadratischer Leistungsdetektor
52: Hüllkurvendetektor
54: Tiefpaßfilter
56: Addiereinrichtung
58: quadratischer Leistungsdetektor
60: Tiefpaßfilter
62: Verstärker
64: Signalabschätzungseinrichtung
66: Addiereinrichtung
68: Referenz
70: Schleifenfilter
72: Hüllkurvendetektor
74: Tiefpaßfilter
76: Hochpaßfilter
78: quadratischer Leistungsdetektor
80: Addiereinrichtung
82: quadratischer Leistungsdetektor
84: Tiefpaßfilter
86: Hüllkurvendetektor

Claims

Rauschabschätzungseinrichtung zum Bestimmen der Rauschleistung eines Empfängereingangssignals, wobei das Empfängereingangssignal eine Rauschkomponente und eine Signalkomponente enthält, mit: einem quadratischen Leistungsdetektor (50), der auf das Empfängereingangssignal anspricht und eine Ausgabe hat; einem Quadratwurzel-Detektor (52), der geschaltet ist, um die Ausgabe von dem quadratischen Leistungsdetektor (50) zu empfangen, und der eine Ausgabe hat, die eine momentane Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; einer Einrichtung (54) zum Erzeugen eines zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignals, das den statistischen Mittelwert der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; einer Einrichtung (56) zum Erzeugen eines Differenzsignals, das die Differenz zwischen der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals und dem zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignal darstellt; und einer Einrichtung (58, 60) zum Umwandeln des Differenzsignals in eine zeitgemittelte Abschätzung der Eingangsrauschleistung.
Rauschabschätzungseinrichtung nach Anspruch 1, mit einer Einrichtung (48) zum Filtern des Empfängereingangssignals, um vor der Anwendung des quadratischen Leistungsdetektors Breitbandrauschen zu entfernen.
Rauschabschätzungseinrichtung nach Anspruch 2, bei der die Einrichtung (48) zum Filtern einen Tiefpaßfilter enthält.
Rauschabschätzungseinrichtung nach Anspruch 1, bei der die Einrichtung (54) zum Erzeugen eines zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignals einen Tiefpaßfilter enthält.
Rauschabschätzungseinrichtung nach Anspruch 1, bei der die Einrichtung (58, 60) zum Umwandeln des Differenzsignals außerdem aufweist: einen quadratischen Leistungsdetektor (58), der geschaltet ist, um das Differenzsignal zu empfangen, und der eine Ausgabe hat; und einen Tiefpaßfilter (60), der geschaltet ist, um die Ausgabe von dem quadratischen Leistungsdetektor (58) zu empfangen, und der eine Ausgabe hat, die die zeitgemittelte Abschätzung der Eingangsrauschleistung darstellt.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) mit einem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung und einem spannungsgesteuerten Oszillator (26), wobei der Synchronisationsdetektor die Rauschabschätzungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1–5 aufweist, außerdem mit: einem Quadraturphasendetektor (34), der eine Ausgabe von dem spannungsgesteuerten Oszillator (26) und die Ausgabe von dem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung empfängt, wobei der Quadraturphasendetektor (34) einen Schwellenwertvergleicher (38) aufweist, um die Ausgabe von dem spannungsgesteuerten Oszillator (26), kombiniert mit der Ausgabe des Verstärkers (18) mit variabler Verstärkung, mit einer Schwellenwertspannung zu vergleichen, die einen Pegel hat, der entsprechend der Eingangsrauschleistung des Übertragungsempfängers (12) ausgewählt ist, wobei der Schwellenwertvergleicher (38) ein Signal erzeugt, das einen Phasenverriegelungsstatus für frequenz- und phasenvariable Synchronisation des Übertragungsempfängers (12) darstellt.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 6 außerdem mit: einer AGC-Schleife (24, 25), die geschaltet ist, um eine Ausgabe von dem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung zu empfangen, und eine automatische Verstärkungssteuerspannung erzeugt, die dem Verstärker mit variabler Verstärkung zugeführt wird.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 7, bei dem die AGC-Schleife (24, 25) aufweist: eine Signalabschätzungseinrichtung (64), die auf die Ausgabe des Verstärkers (18) mit variabler Verstärkung anspricht und ein Ausgabesignal erzeugt, das eine Abschätzung der Rauschkomponente von einem Signal darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird; eine Referenzquelle (68), die ein Ausgabereferenzsignal erzeugt; eine Addiereinrichtung (66), die das Ausgabesignal von der Signalabschätzungseinrichtung (64) sowie das Ausgabesignal von der Referenzquelle (68) empfängt und eine Ausgabe davon erzeugt.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 8, außerdem mit einem Schleifenfilter (70), der geschaltet ist, um die Ausgabe der Addiereinrichtung (66) zu empfangen, und der eine Ausgabe hat, die die automatische Verstärkungssteuerspannung darstellt.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 8, wobei die Signalabschätzungseinrichtung (64) aufweist: einen ersten Hüllkurvendetektor (72), der die Ausgabe von dem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung empfängt und ein Signal erzeugt, das die Hüllkurve von dem Signal darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, einschließlich einer Rauschkomponente; einen ersten Filter (76), der die Ausgabe von dem ersten Hüllkurvendetektor (72) empfängt und eine Ausgabe hat, die die Hüllkurve der Rauschkomponente darstellt; einen zweiten Filter (74), der die Ausgabe von dem ersten Hüllkurvendetektor (72) empfängt und eine Ausgabe hat, die die Hüllkurve von dem Signal darstellt, das von dem Übertragungsemfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente; einen ersten quadratischen Leistungsdetektor (78), der geschaltet ist, um die Ausgabe von dem ersten Filter (76) zu empfangen, und der eine Ausgabe erzeugt, die ein Quadrat der Rauschkomponente darstellt; einen zweiten quadratischen Leistungsdetektor (82), der geschaltet ist, um die Ausgabe von dem zweiten Filter (74) zu empfangen, und der eine Ausgabe erzeugt, die das Quadrat von dem Signal darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente; und eine Schaltung (80, 84, 86), die die Ausgabe von dem ersten quadratischen Leistungsdetektor (78) und dem zweiten quadratischen Leistungsdetektor (82) empfängt und die Ausgabe der Signalabschätzungseinrichtung erzeugt.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 10, wobei der erste Filter (76) ein Hochpaßfilternetzwerk enthält.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 11, wobei der zweite Filter (74) ein Tiefpaßfilternetzwerk enthält.
Synchronisationsdetektor für einen Übertragungsempfänger (12) nach Anspruch 10, außerdem mit einer Addiereinrichtung (80), die die Ausgabe von dem ersten quadratischen Detektor (78) sowie die Ausgabe von dem zweiten quadratischen Detektor (82) empfängt und eine Ausgabe erzeugt, die einem Tiefpaßfilter (84) und dann einem zweiten Hüllkurvendetektor (86) zugeführt wird.
Verfahren zum Bestimmen der Rauschleistung eines Empfängereingangssignals in einem Übertragungsempfänger (12), wobei das Empfängereingangssignal eine Rauschkomponente und eine Signalkomponente enthält, mit: Empfangen eines Eingangssignals; Quadrieren des Eingangssignals; Erzeugen einer Ausgabe, die eine momentane Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; Erzeugen eines zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignals, das den statistischen. Mittelwert der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals darstellt; Erzeugen eines Differenzsignals, das die Differenz zwischen der momentanen Hüllkurve des Eingangssignals und dem zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignal darstellt; und Umwandeln des Differenzsignals in eine zeitgemittelte Abschätzung der Eingangsrauschleistung.
Verfahren nach Anspruch 14, mit: Filtern des Eingangssignals, um vor dem Quadrieren des Eingangssignals Breitbandrauschen zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem das Filtern durch einen Tiefpaßfilter durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Erzeugen eines zeitgemittelten statistischen Hüllkurvensignals durch einen Tiefpaßfilter durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Umwandeln des Differenzsignals umfasst: Quadrieren des Differenzsignals; und Erzeugen einer Ausgabe, die eine zeitgemittelte Abschätzung der Eingangsrauschleistung darstellt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14–18, außerdem mit: Empfangen einer Ausgabe von einem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung; Empfangen einer Ausgabe von einem spannungsgesteuerten Oszillator (26); Vergleichen der Ausgabe von dem spannungsgesteuerten Oszillator (26), kombiniert mit der Ausgabe des Verstärkers (18) mit variabler Verstärkung, mit einer Schwellenwertspannung, die einen Pegel hat, der entsprechend der Eingangsrauschleistung des Übertragungsempfängers (12) ausgewählt ist; Erzeugen eines Signals, das einen Phasenverriegelungsstatus für frequenz- und phasenvariable Synchronisation des Übertragungsempfängers (12) darstellt.
Verfahren nach Anspruch 19, außerdem mit: Erzeugen einer automatischen Verstärkungssteuerspannung aus der Ausgabe des Verstärkers (18) mit variabler Verstärkung, um dem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung zugeführt zu werden.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem das Erzeugen der automatischen Verstärkungssteuerspannung umfasst: Erzeugen eines Rauschkomponentensignals, das eine Abschätzung einer Rauschkomponente des Eingangssignals darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird; Kombinieren des Rauschkomponentensignals mit einem Referenzsignal.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem die automatische Verstärkungssteuerspannung von einem Tiefpaßfilter erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem das Erzeugen eines Rauschkomponentensignals, das eine Abschätzung einer Rauschkomponente des Eingangssignals darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, umfasst: Empfangen der Ausgabe von dem Verstärker (18) mit variabler Verstärkung und Erzeugen eines Signals, das die Hüllkurve von dem Signal darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, einschließlich einer Rauschkomponente; Erzeugen einer Ausgabe, die die Hüllkurve der Rauschkomponente darstellt, von dem Signal, das die Hüllkurve des Signals darstellt; Erzeugen einer Ausgabe, die die Hüllkurve des Signals darstellt, das von dem Übertragungsemfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente; Erzeugen einer Ausgabe, die das Quadrat der Rauschkomponente darstellt; Erzeugen einer Ausgabe, die das Quadrat des Signals darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente; und Erzeugen eines Differenzleistungssignals, das eine Differenz zwischen dem Quadrat der Rauschkomponente und dem Quadrat des Signals darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente; Erzeugen einer zeitgemittelten Abschätzung der Eingangsrauschleistung von dem Differenzleistungssignal.
Verfahren nach Anspruch 23, bei dem das Erzeugen einer Ausgabe, die die Hüllkurve der Rauschkomponente darstellt, durch ein Hochpaßfilternetzwerk durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 23, bei dem das Erzeugen einer Ausgabe, die das Quadrat des Signals darstellt, das von dem Übertragungsempfänger (12) empfangen wird, unabhängig von der Rauschkomponente, durch ein Tiefpaßfilternetzwerk durchgeführt wird.