SE506200C2 - Anordning och förfarande för kompensering av offsetspänningar vid mottagning av optiska signaler - Google Patents

Description

506 200 2 koppling endast en nollställning av signalens tidsmedelvârde.

Detta medelvärde motsvarar en tröskelnivå, vilken ligger mitt emellan hög och låg nivå på signalen, enbart vid perfekt pulskvot på 50 procent, det vill säga vid exakt lika många höga 5 symboler som låga symboler i signalen. Med pulskvot avses i detta sammanhang andelen höga symboler i medeltal i förhållande till det totala antalet symboler för en binär signal.

I de fall då pulskvoten stadigvarande eller mer temporärt avviker från S0 procent kommer denna tröskelnivà att avvika 10 från nollniván. Detta innebär att signalen efter AC~koppling kommer att uppvisa en viss förskjutning vilket, om inte denna förskjutning kompenseras, leder till sänkt mottagarkänslighet.

För exempelvis FDDI, Fibre Distributed Data Interface, som är ett ringformat höghastighets-LAN/MAN-nät, används en så kallad 15 4B5B-kod där pulskvoten kan variera mellan 40 och 60 procent.

En pulskvot på 40 procent innebär att signalen uppvisar en DC- komponent på 40 procent av signalens topp-till-toppvärde. Detta medför att om en FDDI-signal AC-kopplas, kan den nivå som ligger mitt emellan hög och låg nivå på signalen. hamna 10 20 procent förskjutet gentemot den ideala nivån. Detta implicerar en sänkning av nmttagarens känslighet med teoretiskt cirka 1 dB.

För fiberoptisk signalöverföring används vanligtvis tvånivà- signaler, dvs binära signaler, med någon form av kodning som 25 till exempel 4B5B- eller Manchester-kodning. Härigenom erhålles en signal, ur vilken. klockfrekvensen är förhållandevis lätt extraherbar.

Signallimiterare vilka binariserar signalen används normalt i fiberoptiska mottagare, då detta ger en förhållandevis enkel 30 kretslösning för tvånivåsignaler, där signalen idealt enbart BNSDOCID: 10 15 20 25 30 BNSDCCID cšš 3 506 “200 antar två distinkta nivåer. En ytterligare anledning äz' att limiteringen kan sänka förlusteffekterna i mottagaren, ofta upp mot 50 procent. En sådan reducering av förlusteffekterna kan även i sig bidra till en enklare implementation tack vare minskat kylbehov.

Problemet med att eliminera en DC~nivà på en inkommande signal _ m «.-_-_-.~ .m är tidigare löst för elektriska signaler. Den amerikanska *råfi patentskriften US 4 996529 löser ett sådant problem, som till synes ligger ovanstående problemställning för fibezflptiska signaler nära. US 4 996 529 presenterar en teknik avsedd för signalkodning, såsom analog~digitalomvandling, för kompensation av överlagrade làgfrekventa spänningar. Den preseäßßrade kretsen limiterar en analog elektrisk insignal och innehåller en återkopplingsslinga vilken i realtid kompenserar insignalens DC-nivå och ställer in likspänningsnivån på insignalen-till en i kretsen ingående limiterare. Genom att sampla den limågerade signalen med en i förhållande till insignalens bandbredd hög frekvens och ackumulera resultatet integreras den limïterade signalen digitalt, varpå den återkopplas till ingånåen på limiteraren. På detta sätt erhålles en negativ återïâšâling. vilken implicerar en inställning av limiterarens insignal så att limiterarens utsignal antar hög signalnivå under en lika stor tidsandel som den antar låg nivå.

;-. L; _. snar: Översamplingen av signalen kräver att en i förhållandeqtill signalen högfrekvent klocksignal genereras, vilket på gnpnd av de därav resulterande förlusteffekterna begränsar användnings- området för tekniken till lågfrekventa signaler såsom tal- signaler.

Emellertid måste det för fackmannen anses som uppenbagt att grundidén i ovan beskrivna patentskrift i princip är tillåmpbar 506 200 4 även för mottagare för fiberoptisk signalöverföring. I analogi med ovan beskrivna teknik, limiteras härvid en till elektrisk form omvandlad inkommande signal, vilken därefter integreras och återkopplas till limiteraren på ett sådant sätt att nivån 5 på den återkopplade signalen anpassas efter insignalens DC-nivå så att denna kompenseras. Härvid kommer inte bara en eventuell på signalen överlagrad likspänning att kompenseras, utan även limiterarens offsetspänningar.

Denna teknik fungerar utmärkt för signaler, där pulskvoten är 10 50 procent. Då tekniken emellertid inte tar hänsyn till signalens verkliga pulskvot, är tillämpning av tekniken mindre lämplig för optiska signaler där pulskvoten stadigvarande eller något mer temporärt avviker frán 50 procent, på grund av den icke föraktliga sänkningen av' mottagarkänslighet som därvid 15 uppkommer. Användningsområdet för denna teknik är därmed i någon mån begränsat.

I tidskriften Electronic Design från 12 juni 1995 beskrivs en krets med återkopplingsslinga avsedd för signaltransmission på tvinnad parkabel med hög bandbredd. Återkopplingsslingan 20 justerar DC-nivån på en inkommande elektrisk trenivàsignal, där signalen idealt antar tre olika spänningsvârden liggande symmetriskt kring noll volt. Genom integration av skillnadssignalen mellan den DC-justerade signalen och en utgående från denna signal framtagen teoretisk vågform erhålles 25 härvid en DC-komponent som adderas till signalen. Därmed kompenseras den DC-drift som tenderar att uppstå vid vissa applikationer för bredbandig datakommunikation över tvinnad koppartrådsledning.

Kretsen mäter storleken på den överlagrade lågfrekventa 30 spänning som kan uppstå på grund av asymmetriska data på BNsDoc|l1 10 15 20 25 BNSDCIHD 5 506 200 koppartràdsnätverk och kompenserar för den eventuella baslinjevandringen genom att i realtid skifta DC-nivån på den inkommande signalen tillbaka till dess ursprungliga nåvä; För att erhålla ett värde på den överlagrade làgfrekventa spânningens storlek i den mottagna signalen skapar kretàen en teoretisk vågform av hur den inkommande signalen sannoliht.hade sett ut om den inte hade*~varit överlagrade spänningen närvarande. Denna ideala signal jämförs med den inknmmande signalen för att detektera storleken på denna offsetspänning och korrigerar densamma med hjälp av en inbyggd DC~nivà- justerare.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Amf Vid mottagare för fiberoptiska signaler är det, sömn ovan nämnts, på grund av de låga signalnivåerna problematiskt att erhålla en exakt offsetkompensation, vilket är av största vikt då offsetspänningarna ofta är mycket större än signal- .låkri amplituden. Ett ytterligare problem vid ett flertal applikationer utgörs av att den spänningsnivå som ligger_mitt emellan hög och låg nivå pà signalen skiljer sig från sišnalens likspänningsnivå på grund av att pulskvoten avviker från femtio procent, vilket innebär att symboler med hög och lägñ nivà uppträder med ojämn frekvens i signalen.

Föreliggande uppfinning löser dessa problem genëfiåi att åstadkomma en återkopplingsslinga för automatisk kompefiäation av den inkommande signalens DC-nivå. Vid áterkopplinåíml tas hänsyn till den transmitterade signalens verkliga pulskvot tilll ut- --. I genom att insignalens likspänningsnivå relateras signalens tidsmedelvärde vilket motsvarar pulskvoten. 506 200 6 Genom att låta den inkommande signalen binariseras med hjälp av en limiterare, vilken verkar som en beslutskrets vars uppgift år att utföra en subtraktion mellan signalen på sina båda ingångar och jämföra resultatet med sin beslutströskelnivå och 5 efter detta förhållande styra sin binära utsignal, kan utgående från den binariserade signalen den teoretiskt mest sannolikt utsända signalsekvensen med känd teknik àterskapas genom till exempel datageneration med hjälp av en faslåst slinga (PLL).

Härigenom erhålles mottagarkretsens utsignal. Genom att beräkna 10 denna utsignals tidsmedelvärde kan ett värde på den trans- mitterade signalens pulskvot erhållas.

Limiterarens beslutströskelnivå är idealt lika med noll men på grund av offsetspänningar kan detta i allmänhet inte uppfyllas, utan beslutströskelnivån blir skild från noll. För korrekt 15 förhållande mellan den inkommande signalens likspänningsnivå och limiterarens beslutströskelnivå måste den limiterade signalens tidsmedelvärde huvudsakligen överensstämma med den transmitterade signalens pulskvot, vilken svarar mot utsignalens tidsmedelvärde, på ett sådant sätt att limiteraren 20 ger hög nivå ut under lika stor andel av tiden som utsignalen har hög nivå. Utsignalen jämförs därför med den binariserade signalen och en integrerad signal bildas, vilken motsvarar en integrerad form av en skillnadssignal genererad vid ovanstående jämförelse mellan utsignalen och den. binariserade signalen. 25 Denna integrerade signal, vilken korresponderar mot skillnaden mellan den binariserade signalens nædelvärde och utsignalens medelvärde, subtraheras från den inkommande signalen och anpassar likspänningsnivån på limiterarens insignaler på ett sådant sätt att negativ återkoppling erhålles.

BNSDOCID: lO 15 20 25 BNSDOCID 7 506 200 kommer Härigenom likspänningsnivàn pà den signaåy som limiteraren binariserar att anpassas så att limitafiarens utsignal, den binariserade signalen, antar hög niváffunder huvudsakligen lika stor tidsandel som den transmíêterade signalen, oberoende av limiterarens offsetspänningar Jššh en eventuell likspänningsnivà pá den till elektrisk: form omvandlade optiska signalen.

Yu. Ãterkopplingsslingan kan med fördel göras mycket lå æšam i förhållande till den optiska signalens ty «åndras frekvens; limiterarens offsetspänning som ämnas kompenseras, mycket långsamt.

Avsikten med föreliggande uppfinning är således att för qgtiska mottagare erhålla en exakt offsetkompensation med hänsynïtaget till den transmitterade signalens verkliga pulskvot.

En fördel med uppfinningen är att den i sin helhet kan¿%ö som en integrerad krets utan externa kondensatorer.

Uppfinningen är avsedd för mottagare av optiska tvànivåsïânaler med godtyckligt hög bandbredd. Pá grund av konstruktidnén som erbjuder låga förlusteffekter, lämpar den sig utmärkt fßfi höga um, bandbredder upp mot flera gigabit per sekund. l“" w Uppfinningen kommer att förklaras närmare nedan med hjälp av utföringsexempel med hänvisning till bifogade ritning.

FIGURFÖRTECKNING Figur IL visar ett generellt blockschema över en fibgàgptisk mottagare enligt föreliggande uppfinning. 5Û6 200 s Figur 2 visar ett elektroniskt kretsschema för en detalj av en alternativ utföringsform i förhållande till exemplet presenterat i figur 3.

Figur 3 framställer ett överskådligt blockschema för en fiber- 5 optisk mottagare enligt föreliggande uppfinning.

I figur 4 framställs ett blockschema för en detalj av utföringsexemplet presenterat i figur 3.

Figur S visar ett signaldiagram med ett exempel på signalflöde för utföringsexemplet framställt i figur 4. 10 Figur 6 visar ett signaldiagram med ett exempel på signalflöde för utföringsexemplet framställt i figur 3.

FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORJÄER Figur 1 framställer ett blockschema över en fiberoptisk mottagare enligt en grundläggande utföringsform av föreliggande 15 uppfinning.

En optisk signal O detekteras med en optoelektrisk omvandlare 1, vilken är uppbyggd enligt känd teknik och består av en PIN- diod eller en lavinfotodiod (APD) med kringkomponenter. Den optoelektriska omvandlaren följs av ett förstärkarsteg 2, 20 vilket omvandlar diodströmmen från den optoelektriska omvandlaren till en motsvarande elektrisk spänning. Dessutom innehåller förstärkarsteget 2 viss filtrering. Den ur förstärkarsteget resulterande elektriska signalen IN är över- lagrad på en likspänning. Denna signal binariseras med hjälp av 25 en limiterare 3, vilken verkar som en beslutskrets vars uppgift är att subtrahera sina tvà insignaler, signalen IN och. en jämförelsesignal INT, och jämföra resultatet med sin sNsDoc|U 10 15 20 25 BNSDOCID -ISE 9 SÜ6 ZÛÛ beslutströskelnivà och därefter styra sin utsignaI%~ den binariserade signalen Eš så att den får hög eller làgïnivá beroende på om skillnaden mellan signalerna IN och INT är högre eller lägre än beslutströskelniván. Beslutströskelnivån är beroende av limiterarens offsetspänning.

Den binariserade signalen S från limiterarerx 3 går till en dataregenerationskrets 6 i vilket den teoretiskt mest sanholika signalföljden med hjälp av en faslåst slinga (PLL) pà känt sätt regenereras. På detta sätt erhålles utsignalen 'UT, =äüh har samma signalnivåer som den binariserade signalen S. Giïetvis kan i stället för den faslåsta slingan någon annan kändïhyp av taktregeneration nyttjas. *flfi Den binariserade signalen S från limiteraren 3 filtreras med ett lågpassfilter 7, vilket, i förhållande till sigflalens bandbredd, har så låg gränsfrekvens att dess utsignal väsentligen kan betraktas såsom ett tidsmedelvärdeéáfi den binariserade signalen S. Pà samma sätt filtreras utsignalen UT med ett làgpassfilter 8 med identisk gränsfrekvenš" som làgpassfiltret 7. anv Dessa båda filtrerade signaler jämförs med en difšerens- signalbildare 4 vilken alstrar en skillnadssignal IL a . härvid som en r ren -afimz--N -z-rarzÉ-»n subtraherare. Skillnadssignalen D integreras enligt känd teknik Differenssignalbildaren fungerar med en analog integrator 5 vars utsignal, jämförelsesignalen INT, går in till en av limiterarens 3 båda ingångar. Éåådetta sätt àstadkommes en slinga med negativ återkoppling. ål Integratorn 5 är utförd med analog teknik men integrationen kan givetvis även utföras digitalt. Ett flertal för detta åšdamàl En tänkbar fördel med lämpliga tekniker har presenterats. 506 2ÛÛ 10 digital integration är att de nödvändiga kondensatorerna kan göras små, vilket lämpar sig väl för integrerade kretsar.

Vid korrekt dataregeneration svarar tidsmedelvärdet på utsignalen UT mot andelen symboler med hög nivå hos den 5 transmitterade signalen. Denna andel ligger vanligen runt femtio procent. Vid korrekt beslut av limiteraren 3 har den binariserade signalen S lika stor andel höga nivåer som utsignalen UT. Detta åstadkommes genom integrationen av skillnadssignalen D, vilken har som följd att jämförelse- 10 signalen INT anpassas efter skillnadssignalens medelvärde.

Jämförelsesignalen INT subtraheras från signalen IN+, IN- så att likspänningsnivån på den därur resulterande signalen anpassas till limiterarens 33 beslutströskelnivå.

Den negativa återkopplingen gör att jämförelsesignalen INT, den 15 integrerade signalen, ställs in på ett sådant sätt att tidsmedelvärdet på skillnadssignalen D går mot noll. Detta innebär att korrekt inställning av jämförelsesignalen INT för anpassning av DC-nivån för limiteraren erhålles med hänsyn taget till den transmitterade signalens verkliga 20 symbolinnehåll, det vill säga pulskvot, samt till offsetspânningarna hos limiteraren 3. Kretsen svarar följ- aktligen för anpassning av jämförelsesignalen till insignalen också då offsetspänningar och, i förekommande fall, insignalens DC-nivå vandrar. 25 Eftersom subtraktion och integration är linjära funktioner är det självfallet ekvivalent att utföra dessa i motsatt ordningsföljd. Följaktligen är det för funktionen likvärdigt att med en integratoranordning integrera den binariserade signalen S och utsignalen UT var för sig och med en BNSDOCID: 10 15 20 25 BNSDQCID <:$E 11 SÛÖ subtraherare erhàlla en signal att àterkoppla~ till signallimiteraren 3.

I figur 1 är alla funktionsblock ritade med osymmetriska in- och utgångar. Det är dock fullt möjligt attp jutföra huvudsakligen alla signaler efter förstârkarstegetl 2 i symmetrisk, dvs differentiell, form. Detta framgår även vid studium av utföringsexemplet i figur 3.

De två làgpassfiltren 7 och 8 i figur 1 är identiska. Detta är dock inte teoretiskt nödvändigt, -då enbart signaßernas medelvärde är av intresse. Lágpassfilter kan med fördel nyttjas för förenkling av efterföljande komponenters konstruktion eftersom dessa då inte behöver klara likai höga frekvenskomponenter. Làgpassfiltren kan dock i princip 41min. n utelämnas helt, vilket framgår av efterföljande utfdrings- exempel.

Figur 23 visar ett blockschema över en fiberoptisk nmfibagare utförd enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning. Den optiska signalen O omvandlas till elektrisk form med hjälp av en PIN-diod 30 enligt känd teknik. Via ingàngssteget 31, som har symmetrisk utgång IN+, IN- och innehàllefi@¿ viss förstärkning, kopplas signalen till en DC-nivàreglerarefiä2 som justerar signalens likspänningsnivá för limiteraren 3§¿fiÉilken binariserar signalen. Ur den så erhållna binariserade signalen S+, S- genereras en klocksignal CL+, CL- enligt känd teknik med hjälp av en faslàst slinga 36a i dataregenerationskretsen 36.

Med hjälp av klocksignalen àterskapas i en dataklockningskrets 36b på känt sätt ur den binariserade signalen den mest sannolikt utsända signalföljden som den symmetriska utsignalen UT+, UT-.

ESOÜZÉA IV j 506 2ÛÛ n I analogi med utföringsexemplet i figur 1 alstras en skillnadssignal D, vilken integreras till en signal INT och àterkopplas. I detta utföringsexempel sker detta inom blocket 34. Utsignalen INT från detta block 34 är kopplad till DC- 5 nivåregleraren 32.

Det kan i vissa lägen vara önskvärt att vid jämförelse mellan den binariserade signalen och utsignalen låta den förra signalen dominera något över den senare. Vid igångsättning av mottagarkretsen kan exempelvis jämförelsesignalen INT ligga 10 helt fel gentemot insignalens IN+, IN- likspänningsnivå så att limiteraren 33 i extremfallet ger en konstant signal S+, S- ut, oberoende av insignalens värde. En sådan konstant nivå på den binariserade signalen skulle med en realisering av uppfinningen som exempelvis i figur 1, resultera i en likaledes konstant 15 utsignal. Följden skulle bli att skillnadssignalen D är konstant noll, varigenom balans är uppnådd och jämförelse- signalen INT teoretiskt sett ligger still så att insignalens DC-nivåfel kvarstår. Därigenom skulle mottagaren kunna låsa sig i ett läge där alla mottagna symboler är lika. 20 I utföringsexemplet i figur 3 dämpas utsignalen UT+, UT- gentemot den binariserade signalen S+, S- före differens- signalbildaren 34b, som subtraherar två differentiella signaler och bildar skillnadssignalen D, vilken integreras med hjälp av integratorn 34c. Denna dämpning sker med förstärkaren 34a och 25 är i figuren angiven med en konstant Cm. Genom att med en sådan lösning, med hjälp av förstärkaren 34a, låta den binariserade signalen. S+, S- dominera något över utsignalen UT+, UT-, förhindras uppkomsten av ovan beskrivna låsning, ty lika signalnivåer in på de båda ingångsparen till blocket 34 30 implicerar i detta fall ändock en skillnadssignal D skild från BNSDOCID: 10 15 20 25 30 BNSDOCRD 13 506 290 noll. Härigenom kommer jämförelsesignalen låta limiterarens 33 insignal glida in mot en korrekt nivà. #ë%# I detta utföringsexempel är förstärkaren 34a styrbar på ett sådant sätt, att förstärkningen CH, under mottagarens infasningsläge, innan äterkopplingsslingan har ställt in sig, antar ett värde som är nündre än ett, under det attflden i normaldriftsläge efter infasningen av mottagarkretsen år lika med ett.

Den binariserade signalen S+, S- frán limiteraren-ɧ- och klocksignalen CL är kopplade till en krets 36c, vilken alstrar ett larm pà en synkroniseringslarmsignal 39 dä den binaršserade signalen och klocksignalen är osynkroniserade. Härvid antar förstärkningen CU, i förstärkaren 34a sitt lägre vârdeetills dess att den faslàsta slingan fär regelbundna flanker' till vilka den kan läsa. Därvid är infasningskriteriet uppfyllt och larmet pà Förstärk- synkroniseringslarmsignalen 39 avbryts. ningen CQN i förstärkaren 34a höjs till ett och äterkopplingen kan arbeta vid ideala förhållanden, det vill säga vid lífia stor prioritet för den binariserade signalen som för utsignalen UT+, UT-.

Negri Å En mottagarkrets enligt uppfinningsidén kan, sä länge klock- signalen är infasad efter den hdnariserade signalen Sá, S-, arbeta under mycket stora variationer för den transmitterade signalens pulskvot. Taktregeneratorn, som i. detta utfárings- exempel utgörs av den faslästa slingan 36a, kan i princiš också den arbeta under mycket stora variationer för pulskvoteqg Dock krävs att flanker uppträder i signalen med enl* viss regelbundenhet. Detta krav uppfylls emellertid enligt känd teknik med lämplig kodning av den transmitterade signalen.

Detta innebär att taktregeneratorn kan läsa vid den 5».13;'w>~ï-\I2 1 :- 506 200 M binariserade signalen så snart pulser uppträder i den binariserade signalen.

Taktregeneratorns förmåga att låsa vid den binariserade signalen S+, S- kan således användas som kriterium för -om 5 mottagarkretsen arbetar i infasningsläge, då kretsen ej har fasat in och utsignalens relevans ej kan garanteras, eller i normaldriftsläge, då kretsen har fasat in och återkopplings- slingan arbetar i enlighet med teorin.

En enklare implementation av mottagarkretsen erhålles om 10 förstârkningen Cm i förstärkaren 34a konstant antar ett värde mindre än ett. I enlighet med redogörelsen ovan förhindras då den ovan beskrivna läsningen av kretsen. Att på detta sätt låta den binariserade signalen S+, S- dominera över utsignalen UT+, UT- även i normaldriftsläge när återkopplingsslingan har fasat 15 in, innebär dock för de fall då den transmitterade signalens pulskvot avviker från femtio procent, att mottagarens känslighet sänks något i förhållande till idealtillståndet där förstârkningen Cm är lika med ett.

Vissa optiska kommunikationssystem som till exempel 20 fiberoptiska nätverksversioner av Token. Ring' eller Ethernet använder sig utöver de tvà brukliga signalnivåerna av optiskt avbrott. Under ett sådant avbrott skall den optiska effektnivån vara mycket låg, till exempel mindre än -40 dBm (dB relaterat till 1 mw). Föreliggande uppfinning arbetar enbart med två 25 signalnivàer. Det är emellertid fullt möjligt att kombinera en återkopplingsslinga som i utföringsexemplet i figur 3 med en detektor för optiskt avbrott. Flera sådana detektorer är sedan tidigare kända. Allt efter detektorns utförande kan denna placeras så att den detekterar avbrott i signalen före 30 ingångssteget 31, där signalen representeras av strömmen genom BNSDOCID: 10 15 20 25 BNSDOCID ß 5Û6Z2D0 PIN-dioden 30, eller så att den detekterar avbrott genom att mäta signalnivån på signalen IN+, IN- efter ingångssteget 31.

Vid detektion av optiskt avbrott avbryts lämpligen integrationen vid integratorn 34c så att signalxšk INT bibehåller sitt värde under avbrottet. Härigenom kan återkopplingsslingan efter det optiska avbrottet börja arbeta från ett sannolikt lämpligt utgångsläge för fkcrrekt binarisering av signalen.

Limiteraren 33 i figur 3 kan om så önskas förses med hysteres.

Genom ett sådant nyttjande av hysteres för limiterarens omslagsnivå, så att tröskelvärdet för omslag från hög till låg nivå skiljer sig något från tröskelvärdet för omslag från låg se flanker "i den till hög nivå, kan av' brus alstrade falska binariserade signalen S+, S- motverkas.

I figur 2 visas en metod att realisera funktionaliteéån hos blocket 34 i figur 3. Den binariserade signalen S+ och ši från den med differentiell utgång försedda limiteraren 33 i êigur 3 går in till två bipolära transistorer Q2 och Ql, vilka bildar ett differentialförstärkarsteg. Detta differentialförstårkar- steg strömmatas av en strömkälla S2. Vid de signalniv-år som gäller vid drift överstyrs differentialförstärkarsteget så kraftigt att detta huvudsakligen verkar som en strömomkopplare för strömmen genom strömkàllan S2. På samma sätt kopplas utsignalen UT+ och UT- fràn dataregenerationskretsen 36 in till två som strömomkopplare verkande bipolära transistorer_¶g och Q3, vilka styr strömmen genom en strömkälla S1.

Kollektorerna tillhörande transistorerna Ql och Q, är förbundna och kopplade till en av två PMOS-transistorer M1 och ybfenligt känd teknik uppbyggd strömspegel. Dessa transistorers åfßrjåfisí EC 2 i 1- 5Û6 ÉÛÛ 16 kollektorer är kopplade till en matningsspänning Wx under det att deras respektive styre är sammankopplade. Dä transistorerna därmed får samma spänning över styre och kollektor, blir strömmen genom M2, som betecknas iz, lika stor som strömmen 5 genom M1, betecknad il, vilken är summan av strömmarna genom Q1 och Q4. Pâ ekvivalent sätt speglas strömmen i2 i en strömspegel uppbyggd av tvä NMOS-transistorer M5 och M6. En ström is genom transistorn M5 motsvarar därmed strömmen i, genom transistorn M5, vilken i sin tur har samma värde som strömmen il. 10 På motsvarande sätt är kollektorerna tillhörande transistorerna Q2 och Q3 förbundna och kopplade till en av två PMOS- transistorer M3 och M4 uppbyggd strömspegel. På samma sätt som beskrivits ovan följer härav att en ström i4 antar samma värde som strömmen i3. 15 Emittrarna pà transistorerna M, och M6 är båda sammankopplade till utgången hos blocket 34. Mellan utgången och signaljord ligger en kondensator CZ. Dä strömmen genom utgången kan försummas blir strömmen is genom kondensatorn lika med skillnaden mellan strömmarna i4 och is, vilket implicerar 20 följande samband: uçz = uu + [H14 - i5)at = uu + ånga - i1)<1:.

Här betecknar 1% spänningen över kondensatorn CZ som funktion I av tiden tg samt uo spänningen över kondensatorn CZ vid en tidpunkt to. 25 Strömmen i3 är summan av strömmen genom transistor Q2 och strömmen genom transistor Q3. Medelvärdet av strömmen genom Q, är lika med den andel, i det följande betecknad ks, av tiden som den binariserade signalen S+, S- i medeltal antar hög nivå, BNSDOCID: 10 15 20 25 BNSDC-CIU «:SE 17 SÛÖ ZÛÛ multiplicerat med en ström IQ genom strömkällan S,.~§årsamma sätt är medelvärdet av strömmen genom Q3 lika med den tiäšandel under vilken utsignalen UT+, UT- antar låg nivå, multiplicerat med en ström Isl genom strömkällan S1. Om tidsandelen nivà hos utsignalen betecknas km innebär detta för ett medelvärde A il av strömmen i,: A i, =kS-Is2+(1-kw)-Is1.

Medelvärdet il av strömmen il blir pá samma sätt: i; = km - Is, +(1A- ks)- Isz.

Härav följer att: is =(z-ks-Ü-Isz-(z-kw-Q-Iæ.

Om dä strömmen Isl är lika stor som Iæ blir vârdât i 6! medelvärdet av strömmen Q, proportionell mot lg - k@gi dvs skillnaden i andelen hög nivå i medeltal hos den binåfrwi-serade signalen S+, S- och hos utsignalen UT+, UT-_ .-,1~.=.,-- a» v., Om dessa båda tidsandelar överensstämmer, det vill såga om signalerna S+, S- och UT+, UT- i medeltal antar hög nivålunder lika stor andel av tiden, kommer värdet is att bli och f 'if/IE ~_ > spänningen ucz, vilkenmotsvarar signalen INT, inte attmågndras eftersom kondensatorns laddning är oförändrad. Antar däremot den binariserade signalen hög nivä under större andel av tiden än vad utsignalen gör, kommer värdet is att vara ptšßitiv, vilket betyder att kondensatorns laddning ökar och Ibflëliíghöjs.

Detta implicerar i sin tur att insignalen till limiteraren 33 sänks och den binariserade signalen kommer att anta hög nivå under en något mindre andel av tiden. Härigenom “r-"flíommer àterkopplingsslingan att ställas in så att signalerna S- 506 200 18 och UT+, UT- i medeltal antar hög nivå under lika stor andel av tiden.

Om däremot strömmen IQ är större än strömmen Im' kommer tidsandelen hög nivå hos den binariserade signalen S+, S- att 5 dominera i ovanstående uttryck i förhållande till utsignalen UT+, UT-. Detta motsvarar förhållandet med inkopplad dämpning i förstärkaren 34a i figur 3. Lika stor andel av hög nivå hos de båda signalerna kommer då att implicera ett positivt värde på strömmens is medelvärde is. Därigenom kommer i detta fall 10 jämförelsesignalen INT att höjas och âterkopplingsslingan tenderar' att ställas in. på en jämvikt där den binariserade signalen antar hög nivå under en något längre tidsandel än vad utsignalen UT+, UT- gör.

Genom att låta signalen 39 från den faslåsta slingan 36a i 15 figur 2 styra strömkällan S2 kan den binariserade signalen S+, S- ges prioritet gentemot utsignalen UT+, UT- under mottagarens infasningsläge. Därigenom förhindras att jämvikt kan uppnås för konstanta nivåer på den binariserade signalen och utsignalen.

När den faslåsta slingan 36a hittar flanker den kan låsa till, 20 håller den binariserade signalen S+, S- uppenbarligen inte konstant nivå. Ãterkopplingen kan då tillåtas att arbeta under ideala förhållanden, det vill säga vid lika stor prioritet för den binariserade signalen som för utsignalen UT+, UT-.

Figur' 4, som. framställer synkroniseringslarmgeneratorn 36c i 25 figur 3, illustrerar tillsammans med signaldiagrammet i figur 5, som visar ett exempel på signalflöde för angivna signaler, alstrandet av synkroniseringslarmsignalen, vilken som ovan beskrivits reglerar förhållandet mellan den binariserade signalen S+, S- och utsignalen UT+, UT- vid bildandet av BNSDOCIO: 10 15 20 25 30 BNSD-ÜICID -:SE 19 506 ßÛÜ skillnadssignalen D. I dessa figurer 4 och 5 är samtliga signaler angivna som osymmetriska signaler. Det är likväl för funktionen helt ekvivalent att använda differentiella signaler.

I följande beskrivning kan signalerna i figurerna. 4 =och 5 därför anses representera antingen osymmetriska eller difíeren- tiella signaler.

Den binariserade signalen S fördröjs en halv klockperiod med hjälp av en fördröjningsenhet 41, varefter denna fördröjda signal och den icke fördröjda signalen S tillförs varsin ingång till en exeller-grind 42, som realiserar funktionen addition modulo 2. Fran exellergrinden 42 erhålles en flankpulssignal E lika uppvisar.

Flankpulssignalen E tillförs tillsammans med klocksignalen en med stor pulsbredd som klocksignalen CL exeller-grind 44, fràn vilken en signal COR erhálles:FDenna filtreras med ett làgpassfilter 45, vilket i förhàlland: till klocksignalen CL har en så làg gränsfrekvens att filträts 45 utsignal CORM huvudsakligen är att betrakta som signaleäs COR tidsmedelvàrde CORmukl, vars spänningsnivå i förhàllandël till signalen COR är angiven i figur 5. Signalen CORM jämfgïs med hjälp av en beslutskrets 46 med en referensspänninš: Vüæ.

Beslutskretsen 46 kan utgöras av en enkel komparatorivilken bildar synkroniseringslarmsignalen som i figur 3 är hætecknad med 39. Denna larmsignal, som är aktiv hög, har hög signalnivà då spänningen pá signalen CORM fràn làgpassfiltret 45 överstiger referensspänningen VRH. och lág signalnivà då den understiger densamma.

Figur 5 visar närmare signalerna S, CL, E, COR och.CQ&Mmn i ett diagram med tiden t: på abskissan och en spännimi V pá ordinatan. När klocksignalen CL är perfekt infasad efter den binariserade signalen S, överensstämmer pulserna i signalen E SOUPÜUÅI 506 200 20 huvudsakligen med pulserna i klocksignalen. Den transmitterade signalen har i detta exempel den egenskapen att den i genomsnitt uppvisar 0,5 signalnivàövergàngar per klockperiod.

Detta innebär att den minimala medelnivàn pà signalen COR sett S över en längre tidsrymd är 0,25-A. Såsom framgår av figur 5 betecknar A härvid topp-till-toppvärdet på signalen COR.

Pâ grund av att det finns en osäkerhet i läget på flankerna hos den binariserade signalen S, kommer pulserna i signalerna E och CL även vid perfekt synkronisering sällan att överensstämma 10 helt exakt. Därmed kommer medelvärdet CORmedel pá COR att bli något högre'än ovan angivna värde. Är däremot den binariserade signalen S och klocksignalen CL helt okorrelerade med varandra blir som lätt inses medelvärdet CORWM pà signalen lika med 0,5 - A. För adekvat avgörande om 15 taktregeneratorn är låst vid den binariserade signalen och klocksignalen CL därmed synkroniserad med den transmitterade signalen bör följaktligen referensspänningen VREF ligga på lämplig nivå mellan 0.25 - A och 0,5 - A.

I figur 6 illustreras utföringsexemplet i figur 3 med 20 signaldiagram som visar ett exempel på signaler. Härvid representeras de i figur 3 differentiella signalerna med signaler i förhållande till jord. Signalen IN är följaktligen lika med IN+ minus IN-. Samma förhållande gäller för beteckningarna för övriga här presenterade signaler som i figur 25 3 är angivna som differentiella. Överst i figuren illustreras den till elektrisk form omvandlade insignalen IN samt den likspänningsnivå Um pà vilken denna signal är överlagrad. I samma diagram finns även signalen INT angiven. Denna subtraheras från signalen IN före binariseringen BNSDOCID: 10 15 20 25 BNSDOCAD 21 SÛÖ šåfl i den i. figur 3 med 33 betecknade limiteraren. Limifieraren subtraherar signalnivån pà sin negativa ingång från signtïniván på sin positiva ingång och låter detta resultat styraaflen så binariserade signalen S på ett sådant sätt att limiteragßn ger hög nivå ut om detta resultat överstiger-“I dess beslutströskelnivå och låg nivå om resultatet understiger beslutströskelnivån.

För bättre åskådlighet så att limiterarens omslagstidgnnkter framträder, är även spänningsnivån TH på limiterarens beslutströskelnivà i förhållande till signalen IN ašåiven.

Detta läge motsvarar den verkliga beslutströskelnivánf plus signalen INT. Med en ideal signallimiterare skulle besluts- tröskelnivån vara noll och signalen INT överensstämma med diskrepansen spànningsnivån TH. Den i diagrammet uppvisade mellan signalen INT och spänningsnivån TH är att hänföra till limiterarens offsetspänning.

Den binariserade signalen S från limiteraren samt utsignalen UT visas även i figuren. Utsignalen erhålles från 1 data- regenerationskretsen 36 i figur 3 genom att en mest sannolik signalnivà i varje klockpulsperiod bestäms.

Skillnadssignalen D är här direkt proportionell mot diffqrensen mellan signalen S och signalen UT. FörstàrkningenÜwCn, i förstärkaren 34a är följaktligen lika med värdet ett ia detta exempel. Den genom integration av skillnadssignalen D erhållna signalen INT, vilken visas överst i figuren, illustreras även längst ner i samma figur 6. För att framhäva signalens karaktär är den här dock inte skala som överst i angiven i samma figuren. 506 200 22 I denna redogörelse för signaldiagrammet är detta försett med hänvisningar till figur 3. Dock skulle beteckningarna lika gärna kunna gälla figur 1, om de för kretsens funktion inte nödvändiga lágpassfiltren 7 och 8 uteslutes.

BNSDOCID:

Claims (28)

23 soetzno PATENTKRAV

1. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) rqgënerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare, varvid: en jämförelsesignal (INT) subtraheras från en mQ;_ den 5 inkommande signalen svarande elektrisk signal (IN); W en binariserad signal (S) alstras ur den erhållna signalen, och en utsignal (UT) svarande mot en skattning av den Éfitsända signalsekvensen genereras ur den binariserade signalen (SF: 10 k ä n n e t e c k n a t därav att jämförelsesignalenåf(INT) genereras, vilken korresponderar mot en integrerad difëerens- signal, bildad utgående från den binariserade signa_ utsignalen. ..:...._.¿w“ “ i ïïï-ff-fw' *

2. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regšgçrera 1* från» 15 en utsánd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare flénligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a t därav att jâmfåxelse- signalen (INT) genereras genom integration av en skillnade- signal (D), vilken bildas genom att utsignalen pliceradi medi en konstant (Cnfl subtraheras 20 binariserade signalen (S), där konstanten är mindre än eller ungefär lika med värdet ett.

3. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagareëäänligt patentkrav 2, varvid vid ett infasningsläge för mottagaren den 25 binariserade signalen (S) saknar detekterbara ggflñnker, k ä n n e t e c k n a t därav att nämnda konstant q{§%Q i infasningsläget är större än eller lika med värdet noll¿ under .ïw det att konstanten eljest är större än värdet noll. BNSDOCID wíïF öíJdL/TUÛCE \ - 506 200 24

4. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsând signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a t därav att jämförelse- signalen (INT) genereras genom integration. av en skillnads- 5 signal (D), vilken bildas genom att utsignalen (UT) subtraheras från den binariserade signalen (S).

5. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsând signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 2 eller 3, varvid vid ett infasningslâge för 10 mottagaren den binariserade signalen (S) saknar detekterbara flanker, k ä n n e t e c k n a t därav att ovan nämnda konstants (Cm) värde varieras pá ett sådant sätt att konstanten i infasningsläget bringas att antaga ett första värde, under det att konstanten eljest bringas att antaga ett 15 andra värde.

6. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a t därav att konstantens

7. (Cnfi nämnda första värde är lägre än nämnda andra värde. 20 7. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav' 5 eller 6, k ä n n e t e c k n a t därav' att konstantens (Cnfl nämnda andra värde är ungefär lika med ett.

8. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera 25 en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 3, 5, 6, eller 7, varvid en taktregenerator (36a) nyttjas för att alstra en med den hfinariserade signalen (S) synkron klocksignal (CL), k ä n n e t e c k n a t därav att som avgörelsekriterium för infasningsläget nyttjas takt- BNSDOCID: lO 15 20 25 ENSDOCID -:$E 25 5Û6 2ÛÛ regeneratorns (36a) förmåga att låsa vid den binariserade signalen (S), på ett sådant sätt att infasningsläge föreligger då taktregeneratorn är oförmögen att låsa vid den binariserade signalen. mffii *Jlïfi regenerera

9. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagaref enligt patentkrav 2, 3, 5, 6, 7 eller 8, k ä n n e t e c k n aft därav (Cm) att konstanten är större än värdet noll. »«~~

10. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsând signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligi Något av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t dågäåfi att den binariserade signalen alstras genom binarisering med hjälp av en limiterare (3,33). .¿;

11. ll. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 10, k ä n n e t e c k n a t därav att limifišfaren (3,33) arbetar med hysteres så att limiterarens fieàluts- tröskelnivá relativt samma limiterares insignal, liggešínågot lägre vid en hög nivå på den binariserade signalen {S)_§n vad v. ,...,~... u »4-.- samma belutströskelnivå ligger vid en låg nivå den binariserade signalen.

12. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regëfiërera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligfišnàgot av ovanstående patentkrav, k å n n e t e c k n a t däri? att den transmitterade signalen enbart har informationf'ï" två nivåer.

13. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regeherera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt något ënfiikviflï? ' :- 506 200 26 av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d därav att en periodisk klocksignal (CL) extraheras ur den binariserade signalen (S) och utsignalen (UT) erhålles ur den binariserade signalen genom bestämning av en mest sannolik binär signalnivà 5 inom respektive motsvarande period hos klocksignalen (CL).

14. Förfarande för att ur en inkommande signal (O) regenerera en utsänd signalsekvens i en fiberoptisk mottagare enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a t därav att klocksignalen (CL) extraheras ur den binariserade signalen (S) med hjälp av 10 en faslàst slinga (36a).

15. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (0), vilken anordning innefattar: dels en límiterare (3,33) soul på sina ingångar mottager en 15 elektrisk insignal (IN) svarande mot en omvandlad form av den optiska signalen (O) och en jämförelsesignal (INT) och på sin utgång är anordnad att avge en binariserad signal (S) vilken korresponderar mot en första differenssignal, genererad utgående från den elektriska insignalen (IN) och 20 jämförelsesignalen, och dels en till limiteraren ansluten dataregenerationskrets (6,36), anordnad att generera ett estimat av den utsända signalsekvensen; k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen omfattar en 25 differenssignalbildare (4,34b) och en integratoranordning (5,34c), vilka genererar jâmförelsesignalen (INT), vilken korresponderar mot en integrerad andra differenssignal, bildad utgående från den. binariserade signalen (S) och utsignalen (UT). BNSDOCID: 10 15 20 25 BNSÛCCID -1 SF 506; 2st) 27

16. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapandé av en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (O) enligt patentkrav 15, k ä n n e t e c k n a d därav: att differenssignalbildaren (4,34b) har ingångar som är~anelutna till limiteraren (3,33) och dataregenerationskretsen ffifäiå och en utgång ansluten, till integratoranordningen vars (5,34CY{ utgàng är ansluten till den ena av ingàngarna hos limifiëraren (3), generera en skillnadssignal (D) svarande mot den binaríserade varvid differenssignalbildaren (4,34b) är anordndå att signalen (S) och utsignalen (UT), och integratoranoråingen (5,34c) genererar jämförelsesignalen (INT) genom integration av skillnadssignalen (D).

17. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapands»av en utsând signalsekvens fràn en inkommande (O) optisk signal enligt patentkrav 16, k ä n n e t e c k n a d dårayit att vars inšg âr och vars utgång är anordningen innefattar en förstärkare (34a), kopplad till dataregenerationskretsen (36) kopplad till differenssignalbildaren (34b), varvid i för- stärkarens (34a) förstärkning (CIN) är mindre än eller ungefär lika med värdet ett.

18. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en signaí enligt patentkrav 16 eller 17, varvid vid ett infasningsläge utsänd signalsekvens från en inkommande optisk (O) för mottagaren den binariserade signalen (S) "tsaknar detekterbara flanker, k ä n n e t e c k n a d dàršvw att förstärkaren (34a) är anordnad pà ett sådant sätt att förstàrkningen (Cm) i infasningsläget är större än ellë§rlika med värdet noll, under det att konstanten eljest är stöçre än värdet noll. SÜGZC-Ofk' 506 200 28

19. Anordning i fiberoptisk mottagare för áterskapande av en utsând signalsekvens från en inkommande optisk signal (O) enligt patentkrav 17 eller 18, varvid vid ett infasningsläge för mottagaren den binariserade signalen (S) saknar 5 detekterbara flanker, k ä n n e t e c k n a d därav att förstärkaren (34a) är anordnad pà ett sådant sätt att dess ovan nämnda förstärknings (Cm) värde varieras på ett sådant sätt, att förstärkningen i infasningsläget bringas att antaga ett första värde, under det att förstärkningen eljest bringas att 10 antaga ett andra värde.

20. Anordning i. fiberoptisk mottagare för áterskapande av en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (0) enligt patentkrav 19, k ä n n e t e c k n a d därav att förstärkaren (34a) är anordnad på ett sådant sätt att 15 förstärkningens (Cnfl nämnda första värde är lägre än nämnda andra värde.

21. Anordning i fiberoptisk mottagare för återskapande av en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (0) enligt patentkrav 19 eller 20, k ä n n e t e c k n a d därav 20 att förstärkaren (34a) är anordnad. pà ett sådant sätt att förstärkningens (Cnfl nämnda andra värde är- ungefär lika. med ett .

22. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (O) 25 enligt patentkrav 18, 19, 20 eller 21, innefattande en takt- regenerator (36a), vilken är anordnad att alstra en med den binariserade signalen (S) synkron klocksignal (CL), k ä n n e t e c k n a d därav att som avgörelsekriterium för infasningsläget nyttjas taktregeneratorns (36a) förmåga att läsa 30 vid den binariserade signalen (S). BNsDoc|a 10 15 20 25 30 BNSDCXÉID 506 'ZOO 29

23. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapafiâëååv en utsänd signalsekvens från en inkommande optisk signal (O) enligt nàgot av patentkraven 17, 18, 19, 20, 21 eller 22, k ä n n e t e c k n a d därav att förstärkaren (34a) år anordnad pà ett sådant sätt att förstärkningen (Cm) är större än värdet noll. i ...._,

24. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en utsànd signalsekvens fràn en inkommande optisk signal (O) enligt patentkrav 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22 eller 23, k ä n n e t e c k n a d därav att limiteraren (3,33) arbëgar med hysteres så att limiterarens beslutströskelnivä relativtišamma limiterares insignal, šïigger vid en låg nivå på den binariserade signalen.

25. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en utsänd signalsekvens fràn en inkommande optisk signal (O) »_1- enligt patentkrav 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23 e"¿wr 24, k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen i sin helhet är en integrerad krets, pà vilken samtliga för anordningen nödvändiga kapacitanser är utförda.

26. Anordning i fiberoptisk mottagare för àterskapande av en utsänd signalsekvens fràn en inkommande optisk signal (O) enligt patentkrav 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 23, 2% eller 25, k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen innefaštar en taktregenerator (36a), vars ingàng är kopplad till limiteraren (33), och en dataklockningskrets (36b), vars bägge ingångar är kopplade till limiteraren (33) respektive taktregeneratorn (36a), varvid taktregeneratorn (36a) är anordnad att extrahera (8) dataklockningskretsen (36b) är anordnad att generera utsignalen en klocksignal (CL) ur den binariserade signalen och ålloäí. 'I I? 5Û6 2ÛÛ 30 (UT) genom bestämning av en mest sannolik binàr signalnivà inom respektive motsvarande period hos klocksignalen (CL).

27. Anordning i fiberoptisk mottagare för áterskapande av en utsånd signalsekvens från en inkommande optisk signal (O) 5 enligt patentkrav 26, k ä n n e t e c k n a d därav att taktregeneratorn innefattar en faslâst slinga (36a).

28. Anordning i fiberoptisk mottagare för återskapande av en utsänd signalsekvens fràn en inkommande optisk signal (O) enligt något av patentkraven 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22, 10 23, 24, 25, 26 eller 27, k ä n n e t e c k n a d därav att anordningen är inrättad för detektion av en inkommande signal med huvudsakligen endast två logiska nivåer. BNsDocm: