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Technisches Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger mit
einer Bit-Slicer-Stufe
mit variabler Schwelle, sowie auf ein Verfahren des Aktualisierens
der Schwellenniveaus der Slicer-Stufe. Die vorliegende Erfindung
findet insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, Anwendung auf Multiniveaumodulation-FSK-Modelle, wie z. B.
GFSK, das in DECT- und Bluetooth-Übertragungen verwendet wird.
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Stand der Technik
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Die
US-Patentbeschreibung Nr. 5.670.951 offenbart
einen 4-Niveau-Frequenzmodulationsempfänger mit
einem Symboldetektor, der einen Analog-zu-Digital-Wandler zum Wandeln von Signalspannungen
in digitale Werte und Wellenberg- und Wellental-Zähler zum
Verfolgen der digitalen Werte, um die Wellenberg- und Wellentalwerte
zu bestimmen, die hohen und niedrigen Spannungen des Signals zugeordnet
sind, umfasst. Ein Berechnungsschaltkreis berechnet obere, untere
und mittlere Schwellenwerte auf der Grundlage der Wellenberg- und
Wellentalwerte. Ein Decodierer erzeugt Datensymbole entsprechend
den oberen, unteren und mittleren Schwellenwerten.
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Die
US-Patentbeschreibung Nr. 5.825.243 offenbart
ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Demodulieren eines Multiniveausignals,
in der ein eingegebenes multiniveau-amplitudenmoduliertes Analogsignal
unter Verwendung eines Analog-zu-Digital-Wandlers (ADC) in ein digitales
Signal umgesetzt wird. Ein Schwellenwertgenerator berechnet mehrere
Schwellenniveaus entsprechend den digitalen Signalen. Ein Demodulator
demoduliert das digitale Signal entsprechend der mehreren Schwellenpegel
zu einem Signal, das einem Pegel des digitalen Signals entspricht.
Genauer werden die acht Maximumwerte und die acht Minimumwerte gespeichert,
wobei jeweils ein Mittelwert bestimmt wird und unter Verwendung
der mittleren Maximum- und Minimumwerte drei Schwellenwerte mittels arithmetischer
Operationen bestimmt werden, die ein Differenzieren, ein Dividieren
und ein Subtrahieren umfassen.
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Diese
Patentbeschreibungen des Standes der Technik offenbaren Verfahren
des Anpassens der Schwellenniveaus der Symboldetektoren auf der
Grundlage der Verfolgung der hohen und niedrigen Werte (oder Wellenberg-
und Wellentalwerte) eines empfangenen Signals und der arithmetischen
Manipulation dieser Werte, um hohe, niedrige und mittlere Schwellenwerte
zu bestimmen. Es gibt jedoch Situationen, in denen die Bestimmung
der Schwellenwerte auf diese Weise keine optimale Symbolerfassung
liefert. Dies kann auftreten, wenn GFSK-modulierte Daten (GFSK =
Gaußsche
Frequenzumtastung), deren Spitzenabweichung durch übermäßige Filterung
eines niedrigen Modulationsindex beeinträchtigt worden ist, demoduliert
werden. Ein Augendiagramm der demodulierten Daten wird durch ISI
(Intersymbolinterferenz) beeinflusst, was das Auge veranlasst, sich
zu schließen.
Ein geringer Modulationsindex beeinträchtigt ebenfalls das Augendiagramm.
Wenn sich das Augendiagramm reduziert, steigt die BER (bit error
rate = Bitfehlerrate) bei irgendeinem gegebenen SNR (signal to noise
ratio = Störabstand)
an. Eine Folge hiervon ist, dass Fehler während der Symbolerfassung auftreten
können,
da die Schwellenwerte nicht optimal sind.
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JP 60-208145 offenbart
einen Slicer, bei dem eine Auswahl zwischen vier unterschiedlichen
Schwellenniveaus getroffen werden kann, in Abhängigkeit von zwei im Voraus
erfassten Bits. Unterschiedliche Schwellenniveaus werden für unterschiedliche
Kombinationen der erfassten Bits aus der Differenz zwischen dem
Signal, das zerschnitten werden soll, und dem ausgewählten Schwellenwert
berechnet.
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Offenbarung der Erfindung
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, die Augenöffnung eines
Augendiagramms, die in Bezug zu den Modulationseigenschaften des
Signals steht, zu öffnen
und für
eine verbesserte Art der Auswahl von Schwellenniveaus zu sorgen,
die für
diesen Zweck verwendet werden.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Bestimmen
des Wertes eines Signals geschaffen, umfassend: Speichern einer
Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus, Ableiten eines demodulierten
Bitraten-Stroms
von einem demodulierten Eingangssignal, Detektieren des Wertes eines
aktuellen Bits in dem demodulierten Bitraten-Strom durch Vergleichen
des demodulierten Bitraten-Stroms mit einem ausgewählten Schwellenniveau
aus der Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus in einem Bit-Slicer,
wobei das ausgewählte
Schwellenniveau aus der Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus
unter Verwendung N zuvor detektierter Bits ausgewählt wird,
wobei N mindestens 2 beträgt,
und Verwenden des demodulierten Bitraten-Stroms, der aktuell an
den Bit-Slicer angelegt ist, zur Aktualisierung des Werts des ausgewählten Schwellenniveaus
aus der Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus, gekennzeichnet
durch Speichern einer Vielzahl Default-Schwellenwerte, Auswählen eines
Default-Schwellenwertes aus der Vielzahl von Default-Schwellenwerten
in Übereinstimmung
mit einer Bitsequenz, die von mindestens den N zuvor detektierten Bits
und dem aktuellen detektierten Bit gebildet wird, wie von dem Bit-Slicer
bestimmt, Erhalten des demodulierten Bitraten-Stroms durch Integrieren
des demodulierten Eingangssignals über mindestens zwei Bitperioden,
Subtrahieren des demodulierten Bitraten-Stroms vom ausgewählten Default-Schwellenwert
aus der Vielzahl von Default-Schwellenwerten, um einen Schätzwert des
aktuellen Gleichspannungsversatzes zu bilden, Ableiten eines Schätzwertes
des mittleren Gleichspannungsversatzes aus dem Schätzwert des
aktuellen Gleichspannungsversatzes und einer Vielzahl vorhergehender
Schätzwerte
des Gleichspannungsversatzes, und Verwenden des Schätzwertes
des mittleren Gleichspannungsversatzes bei dem Detektieren des Wertes des
aktuellen demodulierten Bits.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger geschaffen,
in Kombination umfassend: Mittel zum Speichern einer Vielzahl einstellbarer
Schwellenwertniveaus, Mittel zum Ableiten eines demodulierten Bitraten-Stroms
von einem demodulierten Eingangssignal, einen Bit-Slicer zum Detektieren
des Wertes eines aktuellen Bits im demodulierten Bitraten-Strom,
wobei der Bit-Slicer einen Signaleingang für den demodulierten Bitraten-Strom
und einen Schwellenniveau-Eingang für ein ausgewähltes Schwellenniveau
aus der Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus in einem Bit-Slicer
umfasst, Mittel zum Auswählen
eines Schwellenniveau-Wertes aus der Vielzahl einstellbarer Schwel lenniveaus
unter Verwendung N zuvor detektierter Bits, wobei N mindestens 2
beträgt,
und Mittel zum Aktualisieren des Werts des ausgewählten Schwellenwerts
aus der Vielzahl einstellbarer Schwellenniveaus unter Verwendung
des demodulierten Bitraten-Stroms, der aktuell an den Bit-Slicer
angelegt ist, gekennzeichnet durch Mittel zum Speichern einer Vielzahl
von Default-Schwellenwerten,
Mittel zum Auswählen
eines Default-Schwellenwerts aus der Vielzahl von Default-Schwellenwerten
in Übereinstimmung
mit einer Bitsequenz, die durch mindestens die N vorher detektierten
Bits und das aktuell detektierte Bit, wie vom Bit-Slicer bestimmt,
gebildet wird, Integriermittel zum Erlangen des demodulierten Bitraten-Stroms
durch Integrieren des demodulierten Eingangssignals über mindestens
zwei Bitperioden, Mittel zum Subtrahieren des demodulierten Bitraten-Stroms
vom ausgewählten
Default-Schwellenwert aus der Vielzahl von Default-Schwellenwerten,
um einen Schätzwert
des aktuellen Gleichspannungsversatzes zu bilden, Mittel zum Ableiten
eines Schätzwertes
eines mittleren Gleichspannungsversatzes aus dem Schätzwert des
aktuellen Gleichspannungsversatzes und einer Vielzahl vorangegangener Schätzwerte
des Gleichspannungsversatzes, und Mittel zum Verwenden des Schätzwertes
des mittleren Gleichspannungsversatzes bei einer Detektion des Wertes
des aktuellen demodulierten Bits.
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Falls
gewünscht,
kann der Schätzwert
des mittleren Gleichspannungsversatzes mit dem ausgewählten anpassbaren
Schwellenwert und der Kombination, die auf den Schwelleneingang
des Bit-Slicers angewendet wird, kombiniert werden, oder kann mit
dem demodulierten Bitstrom und der Kombination, die auf den Signaleingang
des Bit-Slicers angewendet wird, kombiniert werden.
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Mit
dem Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung ist jeder der Schwellenwerte, die in dem Slicer mit variabler
Schwelle verwendet werden, unabhängig
anpassbar. Ferner wird eine ISI kompensiert, indem ein demoduliertes
Signal mit mehreren Schwellen verglichen werden kann.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die
vorliegende Erfindung wird im Folgenden beispielhaft mit Bezug auf
die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, in welchen:
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1 ein
vereinfachtes schematisches Blockdiagramm eines GFSK-Empfängers ist,
der einen Slicer mit variabler Schwelle aufweist, der gemäß der vorliegenden
Erfindung ausgeführt
ist;
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2 ein
simuliertes Augendiagramm eines demodulierten GMSK-Signals ist;
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3 eine
simulierte Ausgabe von einem Integrator des Slicers mit variabler
Schwelle gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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4 ein
schematisches Blockdiagramm eines Empfängers mit einem Slicer mit
variabler Schwelle ist, bei dem jedes von vier Schwellenniveaus
durch Mittelung von vier Mittelwertschätzern bestimmt wird;
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5 ein
Diagramm ist, das simulierte Schwellen eines Slicers mit variabler
Schwelle als Funktion des Modulationsindex m zeigt;
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6A, 6B und 6C Graphen
sind, die ein in einen Slicer mit variabler Schwelle eingegebenes
demoduliertes Signal, eine kontinuierliche Integratorausgabe bzw.
eine intermittierende Integratorausgabe zeigen; und
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7 ein
schematisches Blockdiagramm eines Empfängers mit einem Slicer mit
variabler Schwelle ist, der dafür
ausgelegt ist, den Gleichspannungsversatz, der dem demodulierten
Signalausgang überlagert
ist, schnell zu schätzen.
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In
den Zeichnungen wurden dieselben Bezugszeichen verwendet, um einander
entsprechende Merkmale zu bezeichnen.
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Ausführungsformen der Erfindung
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Der
in 1 gezeigte GFSK-Empfänger umfasst ein HF-Front-End 10 mit
einem Eingang, der mit einer Antenne 12 gekoppelt ist,
und einem Ausgang, der mit einem Demodulator 14 gekoppelt
ist, der in Abhängigkeit
von der Architektur des Empfängers
digital oder analog sein kann. Ein Gaußsches Datenfilter 16 mit einer
Bandbreite von 576 kHz für
DECT (wie gezeigt) und 500 kHz für
Bluetooth ist mit einem Ausgang des Demodulators 14 gekoppelt.
Eine Integrations- und Ausgabestufe 18 ist mit einem Ausgang
des Datenfilters 16 und mit einem Eingang eines Slicers 20 mit
variabler Schwelle verbunden, der einen Ausgang 34 für die erfassten
Bits aufweist.
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Der
Slicer
20 mit variabler Schwelle umfasst einen Slicer oder
Komparator
22 mit einem ersten Eingang
24 für ein Signal
S
n von der Stufe
18 und einem zweiten
Eingang
26 für
eines von vier Schwellenniveaus, wie durch eine Schwellenniveauauswahlvorrichtung
28 ausgewählt, implementiert
als ein 4-Stellung-Schalter mit den Stellungen P
1 bis
P
4. Ein Ausgang des Slicers
22 ist
mit zwei in Serie verbundenen 1-Bit-Verzögerungsstufen
30,
32 gekoppelt,
wobei ein Ausgang
33 der Letzteren mit dem Ausgangsanschluss
34 verbunden
ist. Das Bit B
n am Ausgang des Slicers
22 repräsentiert
das aktuelle Bit, während
die Bits B
n-1 und B
n-2 an
den Ausgängen
31 bzw.
33 die
zwei unmittelbar vorangehenden Bits sind, jeweils um ein Bitintervall
bzw. zwei Bitintervalle verzögert.
Die Werte dieser zwei unmittelbar vorangehenden Bits B
n-1,
B
n-2 werden verwendet, um das spezielle
Schwellenniveau T
n auszuwählen, das
an den Eingang
26 des Slicers
22 anzulegen ist.
Die folgende Wahrheitstabelle zeigt, wie die Binärwerte von B
n-1,
B
n-2 die Position der Niveauauswahlvorrichtung
28 bestimmen.
Bn-2 | Bn-1 | Schaltstellung |
1 | 1 | P1 |
0 | 1 | P2 |
1 | 0 | P3 |
0 | 0 | P4 |
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Somit
bestimmen die Werte der zwei Bits, die dem aktuellen Bit Bn vorangehen, das derzeitige Schwellenniveau.
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Die
Werte der Schwellenniveaus werden von einer Schwellenschätzstufe 36 bereitgestellt.
Die Stufe 36 umfasst einen 4-Stellung-Schwellenauswahlschalter 38,
der für
eine bequeme Bezugnahme die Stellungen P1 bis
P4 umfasst, die den Schwellenstellungen
der Auswahlvorrichtung 28 entsprechen. Das Eingangssig nal am
Schalter 38 umfasst das Signal Sn von
der Integrations- und Ausgabestufe 18. Langzeitkonstanten-Integratoren 40 bis 43 weisen
eine Zeitkonstante in der Größenordnung
von 1.000 Bits oder größer auf,
um die Auswirkungen von Störungen
zu reduzieren, und sind jeweils zwischen den Stellungen P1-P1, P2-P2,
P3-P3, P4-P4 der Stufen 36 und 28 angeschlossen,
um jeweils die vier mittleren Schwellenniveaus L11,
L01, L10 bzw. bereitzustellen.
Die vom Schalter 38 bestimmte Stellung wird auch durch
die Werte der Bits Bn-2 und Bn-1 ausgewählt. Somit
ist das Schwellenniveau, das an den Eingang 26 des Slicers 22 angelegt
wird, auch das Niveau, das durch das Signal Sn aktualisiert
wird.
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Der
Slicer 20 mit variabler Schwelle ist dafür ausgelegt,
ein Merkmal digitaler Modulationstechniken, wie z. B. GFSK, zu zählen, in
welchen das Ausgangsleistungsspektrum bandbegrenzt ist, um Einstrahlung
in benachbarte Kanäle
zu unterdrücken.
Die konsequente Begrenzung der Frequenzabweichung aufgrund der Verwendung
eines niedrigen Modulationsindex und einer Vormodulationsfilterung
mit schmaler Bandbreite kann eine schwerwiegende ISI herrufen, gegenüber der
nicht-kohärente
Demodulationstechniken, wie z. B. die Diskriminatordetektion, besonders
intolerant sind. In den Fällen
von DECT und Bluetooth, die beide eine BT(Bandbreite – Bitperiode)
= 0,5 aufweisen, und ferner Bluetooth bei dem niedrigsten spezifizierten
Modulationsindex m gleich 0,28, weisen die heftigste ISI auf.
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ISI
bewirkt, dass das aktuelle Bit Bn durch
benachbarte Bits beeinflusst wird. Für die GMSK-Modulation mit einer
BT von 0,5 ist das vorangehende Bit Bn-1 dominant,
wobei Bn-2 eine gewisse Auswirkung hat und
Bn-3 eine sehr geringe Auswirkung hat. Für jede Bitentscheidung
wird eine Slicer-Schwelle gewählt,
die positiv ist, wenn die Nettoauswirkung von ISI, die durch die
vorangehende Sequenz von Bits hervorgerufen wird, eine positive
Verzerrung hervorruft, und negativ ist, wenn eine negative Verzerrung
vorhanden ist. In 1 werden nur die letzten zwei
vorangehenden Bits Bn-1 und Bn-2 benötigt, um
Schwellen mit ausreichender Auflösung
auszuwählen.
Der Slicer 20 wählt
eine Schwelle in Abhängigkeit
davon, ob die letzten zwei erfassten Bits 11, 01, 10 oder 00 waren.
Somit erfordert jede Bitentscheidung die Auswahl von einer von nur
vier Schwellen.
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Der
Ausgang des digitalen Demodulators 14 ist eine zeitdiskrete
Wellenform mit einer Amplitude, die die GFSK-modulierten Daten repräsentiert.
In der Praxis wird das demodulierte Signal beispielsweise mit dem 20-fachen
der Datenrate abgetastet, wobei jedes Bit aufgrund der ISI die benachbarten
Bits überspreizt.
Um diese Informationen zu analysieren, wird eine Integrationsfunktion
verwendet, die eine Schätzung
der Phasenänderung
liefert, die von dem dominiert wird, was durch die letzten Bits
hervorgerufen wird. Die Integrations- und Ausgabestufe 18 weist
eine Haltefunktion auf, wodurch der Ausgang eines Integrators am
Ende einer Periode von zwei Bits gehalten und anschließend zurückgesetzt
wird. 2 zeigt das Augendiagramm eines demodulierten
GMSK-Signals, während 3 den
Ausgang eines Integrators zeigt, der dieses Signal integriert und
alle zwei Bits (40 Abtastwerte) zurückgesetzt wird.
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Die
in 2 gezeigten Augenmuster wurden mittels einer idealen
rauschfreien Simulation unter Verwendung eines Bluetooth-Empfängermodells
mit m = 0,35 erzeugt. Es ist zu sehen, dass die in 3 gezeigte integrierte
Wellenform einer begrenzten Anzahl von Pfaden folgt, in Abhängigkeit
von der Markierung-Leerstelle-Sequenz.
Bis zu einer ersten Ordnung gibt es sechzehn Kurven, die durch das
aktuelle Bit Bn definiert werden, und mit
weiter abnehmenden Beträgen
durch die vorangehenden drei Bits Bn-1,
Bn-2, Bn-3. Das
leichte Verwischen der sechzehn Niveaus ist das Ergebnis noch früherer Bits.
Die Pfade, die verfolgt werden, wenn die vorangehenden zwei Bits
Bn-1 und Bn-2 jeweils
gleich 1 sind, sind mit den gestrichelten Linien gezeigt und mit 1111, 0111, 1110 und 0110 bezeichnet.
Um eine Bitentscheidung auszuführen
und das aktuelle Bit Bn abzuleiten, wird
der integrierte und gehaltene Wert mit einer Schwelle verglichen,
die in Abhängigkeit
von den vorangehenden zwei erfassten Bits gewählt wird. Die optimale Entscheidungsschwelle
dafür,
wenn beide Bits Bn-1 und Bn-2 gleich
1 sind, ist der Mittelwert (Durchschnitt) der vier integrierten
und gehaltenen Werte, die für
diese besondere Bitsequenz auftreten können. Dies liegt daran, dass
bei dieser Schwelle die Signalpfadstrecke zwischen Markierung und
Leerstelle gleich ist und somit keine Verzerrungen in Richtung Markierung
oder Leerstelle vorhanden sind. in der Praxis entspricht diese Technik
der Maximierung der Störtoleranz
um ein Maß, das
proportional zu den schraffierten Flächen A, B, C in 2 ist.
Die anderen drei Entscheidungsschwellen können in ähnlicher Weise durch Mittelung
der vier geeigneten Niveaus hergeleitet werden. Da eine Bitentscheidung
bei jedem Bit erforderlich ist, sind in einer praktischen Ausführungsform
zwei 2-Bit-Integrations-
und Haltefilterfunktionen erforderlich, die jeweils nach alternierenden
Bits zurückgesetzt
werden.
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Der
Slicer 20 mit variabler Schwelle verarbeitet das Signal
mit einem Langzeitkonstanten-Filter (dem Integrator). Dies trägt dazu
bei, das Signal unter Verwendung eines Verfahrens zu sammeln, das
besser ist als der herkömmliche
Lösungsansatz
der einfachen Abtastung des Signals mit der Datenrate. Der Integrator
bringt ferner eine Einrichtung zur Reduktion starker Störungen ein.
Wenn der Ausgang des Integrators durch die von den letzten zwei
Bits hervorgerufene Frequenzänderung
dominiert wird, hat der Integrator in der Tat die Intersymbolinterferenz übertrieben.
Wenn folglich der Ausgang des Integrierens und Haltens mit einer
einzelnen Nahe-Null-Schwelle (wie in einem Null-Schwelle-Slicer)
verglichen wird, ergeben sich mehr Bitfehler. Wenn jedoch der Ausgang
des Integrierens und Haltens tatsächlich mit mehreren Nicht-Null-Schwellen
verglichen wird, in einer Weise, die die ISI kompensiert, ergibt
sich insgesamt eine Leistungsverbesserung.
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4 zeigt
eine genauere Version eines Empfängers
mit einem Slicer 20 mit variabler Schwelle, der die Schwellenwerte
L11, L01, L10 und L00 unter
Verwendung des aktuellen Bits Bn und der
drei vorangehenden Bits Bn-1, Bn-2 und
Bn-3 bestimmt, bestimmt, um den zu schätzenden
Schwellenwert auszuwählen.
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Im
Vergleich zu 1 umfasst die Integrations-
und Ausgabestufe 18 zwei alternierend zurückgesetzte
Integrations- und Ausgabestufen 18A, 18B, die
fähig sind,
in jeder Bitperiode ein Signal bereitzustellen, wobei das Signal
auf den digitalen Signalwerten über
den zwei vorangehenden Bitperioden beruht. Ein Schalter 40 wird
nach jeder Bitperiode gekippt, um alternierend die Ausgänge der
Stufen 18A, 18B mit dem Eingang 24 des
Slicers 22 zu verbinden.
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Ein
Haupttakt 42 liefert ein Taktsignal mit einer Frequenz,
die ein Vielfaches der Bitrate ist. Eine Zeitsynchronisation des
Taktsignals mit dem Ausgang des Demodulators 14 wird in
einer Synchronisierungsstufe 44 bewerkstelligt. Die Stufe 44 ist
mit einer bei jedem Bit kippenden Stufe 46 gekoppelt, die
einem ersten Ausgang 48 aufweist, der mit dem Schalter 40 gekoppelt
ist, sowie einen zweiten Ausgang 50, der mit einer alle zwei
Bits zurückgesetzten
Stufe 52 gekoppelt ist. Die Stufe 52 ist zuerst
mit einem Rücksitzeingang
der Integrations- und Ausgabestufe 18A gekoppelt, und zweitens
mit einer Ein-Bit-Verzögerungsstufe 54,
deren Ausgang mit einem Rücksetzeingang
der Integrations- und Ausgabestufe 18B gekoppelt ist. Das
Vorsehen der Verzögerungsstufe 54 ermöglicht den
Stufen 18A und 18B, sich jede Bitperiode alternierend
zurückzusetzen.
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Der
Slicer 20 mit variabler Schwelle ist in gewisser Hinsicht
demjenigen ähnlich,
der in 1 gezeigt ist. Um jedoch einen ausgewählten Schwellenwert
auf der Grundlage des Mittelwertes des neuesten und der vorangehenden
drei Bitwerte Bn, Bn-1,
Bn-2, Bn-3 zu schätzen, sind
drei 1-Bit-Verzögerungsstufen 30, 32, 56 in Serie
mit dem Ausgang 23 des Slicers verbunden. Die Verzögerungsstufen 30, 32, 56 weisen
Ausgänge 31, 33 bzw. 57 auf.
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Wie
in 1 gezeigt ist, werden die Werte der zwei Bits
Bn-1, Bn-2, die
dem aktuellen Bit vorausgehen, verwendet, um den Schwellenwert auszuwählen, der
mit dem am Eingang 24 des Slicers 22 anliegenden
Integrations- und Haltesignal zu vergleichen ist.
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Nach
jeder Bitentscheidung wird das letzte Integrations- und Haltesignal
in eine von 16 Mittelwertschätzvorrichtungen
eingegeben, die gemeinsam mit dem Bezugszeichen 60 bezeichnet
sind, wobei deren Mittelwert aktualisiert wird. Die betreffende
Mittelwertschätzvorrichtung
wird mittels einer Entscheidungsstufe 58 auf der Grundlage
des Wertes der letzten Bitentscheidung Bn und
der drei vorangehenden Bitentscheidungen Bn-1,
Bn-2 und Bn-3 ausgewählt. Über eine
Zeitperiode erzeugen die Mittelwertschätzvorrichtungen 60 einen Mittelwert
der Integrations- und Halteausgänge
der sechzehn 4-Bit-Sequenzen. Die Zeitkonstante dieser 16 gleitenden
Mittelwertschätzvorrichtungen 60 ist
lang, in der Größenordnung
von 1.500 Bits, was so gewählt
ist, dass sich bei Vorhandensein von Störungen ein stabiler Wert ergibt
und nur an irgendeine langsame Drift der Trägerfrequenz angeglichen wird.
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Die
vier Slicer-Schwellenwerte L11, L01, L10 und L00 sind jeweils der Mittelwert der geeigneten
vier der sechzehn gemittelten Niveaus. In der Ausführungsform
der 4 bestimmt der Wert der Bits Bn-1,
Bn-2 in den Entsprechenden der sechzehn
4-Bit-Sequenzen, welcher der 4-Bit-Werte gemittelt wird. Bei Betrachtung
der 4 wird klar, dass eine erste Summierungsstufe 62 ihre
vier Eingänge
von den *11*-Mittelwertschätzvorrichtungen
ableitet, eine zweite Summierungsstufe 64 die *01*-Mittelwertschätzvorrichtungen
verwendet, und in ähnlicher
Weise die dritten und vierten Summierungsstufen 66, 68 jeweils
die *10*- bzw. *00*-Schätzvorrichtungen
verwenden. Die Division-durch-4-Stufen 72, 74, 76 und 78 leiten
jeweils die Durchschnittswerte der ersten bis vierten Summierungsstufen 62 und 68 her
und legen diese an die Langzeitkonstanten-Integrationsstufen 40 bis 43 an.
Beim Hochfahren werden die Integrationsstufen 40 bis 43 mit
Default-Schwellenwerten
vorgeladen, die an einen Eingang 80 angelegt werden.
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5 zeigt
eine Simulation der sechzehn gemittelten Niveaus 1111 bis 0000 und
die vier Entscheidungsniveaus 11, 01, 10 und 00,
die aus den gemittelten Niveaus berechnet werden. Als Beispiel ist
die Schwelle 11 = (1111 + 1110 + 0110 + 0111)/4. Diese Figur zeigt,
dass die Schwellen linear mit dem Modulationsindex variieren.
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Die
mittels der Stufe 44 (4) eingerichtete
Zeitsynchronisation ist wichtig, da sie genaue Integrationsstart-
und Stopppunkte auszuwählen
ermöglicht,
so dass diese mit dem Beginn und dem Ende des in 2 gezeigten
Augenmusters zusammenfallen, um die BER zu minimieren. In der Praxis
wird eine Synchronisation unter Verwendung eines herkömmlichen
Daten-Slicers und einer digitalen Phasenstarrschleifentechnik erreicht,
die mittels der ersten Bits des Vorspanns arbeitet.
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Um
die Co-Kanal-Störerleistungsfähigkeit
mit dem Slicer mit variabler Schwelle, der in den 1 und 4 gezeigt
ist, zu verbessern, müssen
die Integratoren intermittierend betrieben werden, wobei sie das
Signal nur in der Mitte jedes der zwei Bits integrieren. Für die anderen
Abtastwerte werden die Ausgänge
der Integratoren konstant gehalten. Im Fall eines Überabtastungsverhältnisses
von 20 haben empirische Tests gezeigt, dass die beste Co-Kanal-Abweisungsleistungsfähigkeit
erreicht wurde, wenn die einzigen integrierten Ab tastwerte die zehnten,
dreißigsten
und einunddreißigsten
Abtastwerte von vierzig Abtastwerten in einer 2-Bit-Periode waren.
Die Auswahl von zwei Abtastwerten von dem später empfangenen Bit liefert
eine Verzerrung zugunsten des Bits relativ zum früheren Bit.
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In
einer Variante der Auswahl von Abtastwerten werden die Abtastwerte
zwischen 0% und 100% gewichtet, so dass unterschiedliche Kombinationen
individuell gewichteter Abtastwerte verwendet werden können.
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Mit
Bezug auf die 6A, 6B und 6C kann
gezeigt werden, dass abgesehen von Skalierungsunterschieden eine
intermittierende Operation der Integratoren weitgehend dieselbe
Integrations- und Haltewellenform (6C) liefert,
wie sie bei einer kontinuierlichen Integration (6B)
auftritt. Genauer zeigt 6A ein
in den Slicer mit variabler Schwelle eingegebenes demoduliertes
Signal. In den 6B und 6C sind
die durchgezogenen Wellenformen die Ausgänge vom Integrator und die
strichpunktierten Linien zeigen die Ausgänge von dem Integrator, der
am Ende jeder 2-Bit-Periode gehalten wird. 6B bezieht
sich auf die kontinuierliche Integration aller vierzig Abtastwerte
der überabgetasteten
2-Bit-Wellenform,
während sich 6C auf
die intermittierende Integration der Abtastwerte 10, 30 und 31 bezieht.
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Es
besteht eine Konkurrenz zwischen dem Überabtastungsverhältnis (OSR)
und der Leistungsfähigkeit
des Slicers mit variabler Schwelle. Bei Fehlen eines Co-Kanal-Störers ist
bei OSR = 20 die Leistungsfähigkeit
des Slicers mit variabler Schwelle durch die Integration nur einer
Auswahl von Abtastwerten nicht herabgesetzt, sie es jedoch bei einem
niedrigeren OSR. Diese Beeinträchtigung
beruht offensichtlich auf den erwünschten Co-Kanal-Signalen,
die gemeinsam eine Schwebung hervorrufen und Oberwellen erzeugen,
die mittels Aliasing zurückgeführt werden
können,
um mit dem erwünschten
Signal weiter zu interferieren. Beispielsweise wurde festgestellt,
dass eine Erhöhung
des OSR von 10 auf 20 die Co-Kanal-Abweisung für Bluetooth um etwa 2 dB verbessert.
Die Auswahl von Abtastwerten für
die Integration kann für
einen beliebigen Wert von OSR auf der Grundlage dieses Musters gewählt werden.
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Eine
variierende und unerwünschte
Gleichspannung, die dem wahren demodulierten Signal überlagert ist,
beeinträchtigt
die Leistungsfähigkeit
des Slicers mit variabler Schwelle. Eine solche unerwünschte Gleichspannung
kann als Äquivalent
zu einem Fehler der gewählten
Slicer-Schwelle betrachtet werden. Dies kann ein besonderes Problem
sein, wenn ein großer
Träger-Versatz
zu Beginn des Datenpaketes vorhanden ist, das übermittelt wird, da die optimalen
Schwellenwerte verschieden von den Default-Werten sein können, die
zu Beginn des beliebigen Pakets gewählt werden, und kann eine höhere BER
hervorrufen, bis optimale Werte eingerichtet worden sind, wobei
die höhere
BER bewirken kann, dass ein komplettes Paket verloren geht.
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7 zeigt
eine Ausführungsform
eines Empfängers,
der fähig
ist, eine genaue Gleichspannungsschätzung nach nur zwei empfangenen
Bits bereitzustellen. Irgendeine Störung kann durch eine minimale
Filterung beseitigt werden, wodurch ermöglicht wird, dass der Gleichspannungsversatzschätzwert einem
schnell driftendem Träger
folgt.
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Der
Kürze halber
wird der Abschnitt der 7, der mit Bezug auf 4 beschrieben
worden ist, nicht erneut beschrieben.
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Die
4-Bit-Sequenz, die den sechzehn Mittelwertschätzvorrichtungen 60 zugeführt wird,
wird auch an einen Nur-Lese-Speicher (ROM) 100 angelegt,
der sechzehn Default-Werte auf einer Leitung 101 bereitstellt, um
die Mittelwertschätzvorrichtungen
beim Hochfahren zu initialisieren. Das demodulierte Signal, das über eine
2-Bit-Periode integriert worden ist, wird den Subtraktionsstufen 102, 104 zugeführt. Der
Default-Wert für die
bestimmte Sequenz, die durch den vom ROM zugeführten 4-Bit-Wert identifiziert
wird, wird vom letzten integrierten und gehaltenen Wert in der Subtraktionsstufe 104 subtrahiert.
Der Ausgang der Subtraktionsstufe umfasst einen Wert, der den Gleichspannungsversatz
plus Störungen
umfasst. Somit wurde der einzelne integrierte und gehaltene Wert
verwendet, um eine Gleichspannungsversatzschätzung zu liefern, die vollkommen unabhängig von
der Bitsequenz ist und nur durch Störungen beeinflusst wird. Der
erste Gleichspannungsversatzwert ist nur zwei Bits nach dem ersten
empfangenen Datenbit verfügbar,
wobei nur eine anspruchslose Filterung erforderlich ist, um die
Auswirkungen der Störungen
zu beseitigen. Da nach jeder Bitentscheidung eine neue 4-Bit-Sequenz
erzeugt wird, wird der letzte integrierte und gehaltene Wert vom
geeigneten Default-Wert aus dem ROM 100 in der Subtraktionsstufe 104 subtrahiert,
um die letzte Schätzung
des Gleichspannungsversatzes zu erzeugen. Der Bitratenstrom von
Gleichspannungsversatzschätzungen
wird an eine Mittelungsstufe 106 angelegt, die die durchschnittliche
Gleichspannungsschätzung über die
letzten 25 Bits erlangt. Die durchschnittliche Gleichspannungsschätzung wird
in einem Einzelpol-Tiefpassfilter 108 mit einer Bandbreite
von 50 kHz gefiltert, um eine Gleichspannungsversatzschätzung mit
beseitigten Störungen
bereitzustellen. Der Gleichspannungsversatz wird in einem Speicher 110 gehalten
und einem Eingang 112 einer Summierungsstufe 114 zugeführt. Ein
zweiter Eingang 116 der Summierungsstufe 114 ist
mit der Schwellenniveauauswahlvorrichtung 28 gekoppelt.
Der Gleichspannungsversatz wird mit dem ausgewählten Schwellenwert kombiniert,
wobei das Ergebnis an den Schwelleneingang 26 des Slicers 22 angelegt
wird.
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Die
Gleichspannungsversatzschätzung
aus dem Speicher 110 wird auch an die Subtraktionsstufe 102 angelegt,
wo sie von integrierten und gehaltenen Werten subtrahiert wird,
die den 16 Mittelwertschätzvorrichtungen 60 zugeführt werden.
Die praktische Wirkung dieser Subtraktion ist, dass die vier Schwellenwerte,
die ausgewählt
worden sind, unter Verwendung von integrierten und gehaltenen Werten
geschätzt
werden, die durch den variierenden Gleichspannungsversatz unbeeinflusst
sind und folglich auf stabile Werten einschwingen. Die vier Schwellenwerte
sind unabhängig
vom Gleichspannungsversatz und gleichmäßig um 0 beabstandet.
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Der
Vollständigkeit
halber kann die im Speicher 110 gehaltene Gleichspannungsversatzschätzung alternativ
verwendet werden, um eine AFC-Schleife zu steuern. Um dies zu bewerkstelligen,
ist eine Umwandlungsstufe 118 vorgesehen, um die Gleichspannungsversatzschätzung in
eine Frequenzversatzschätzung
umzuwandeln, die verwendet werden kann, um einen (nicht gezeigten)
Frequenzgenerator abzustimmen.
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Die
Gleichspannungsversatzschätzung
kann für
die Gleichspannungsversatzaufhebung verwendet werden, wobei die
der Gleichspannungsversatzschätzung
unterworfene AFC schneller ist als die Verzögerung durch den Empfänger und die
AFC-Schleife, wodurch das Einschleppen einer bestimmten Form von
Oszillation vermieden wird.
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In
einer nicht dargestellten Variante wird die Gleichspannungsversatzschätzung aus
dem Speicher 110 vom integrierten und gehaltenen Signal
Sn subtrahiert, wobei das Ergebnis an dem
Eingang 24 des Bit-Slicers 22 angelegt wird, um
mit einem ausgewählten
Schwellenwert verglichen zu werden, der direkt am Eingang 26 des
Bit-Slicers 22 angelegt wird. Folglich ist die Summierungsstufe 114 nicht
erforderlich. Wenn das demodulierte Signal Sn mit
subtrahierter Gleichspannungsversatzschätzung für die Aktualisierung der Mittelwertschätzvorrichtungen 60 verfügbar ist,
ist die Subtraktionsstufe 102 nicht erforderlich.
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In
einer Verfeinerung der in 7 gezeigten
Gleichspannungsversatz-Schätzschaltung
wird eine Schätzung
der Driftrate verwendet, um das Ansprechverhalten einer gleitenden
Mittelwertfunktion mit variabler Länge von 200 bis 25 Bits zu
variieren. Der Ausgang von der Subtraktionsstufe 104 wird
einer weiteren Mittelungsstufe 120 zugeführt, die
die durchschnittliche Gleichspannungsschätzung über 200 Bits erlangt. Diese durchschnittliche
Gleichspannungsschätzung
wird in einem Einzelpol-Tiefpassfilter 122 mit einer Bandbreite von
50 kHz gefiltert.
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Die
Ausgänge
des Filters 108, 122 werden an die jeweiligen
Pole eines Umschalters 124 angelegt, dessen Ausgang mit
dem Speicher 110 gekoppelt ist.
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Die
Schätzung
der Driftrate wird festgestellt, indem die gemittelte Gleichspannungsversatzschätzung aus
dem Filter 108 in ein träges Tiefpassfilter 126 mit
einer Bandbreite von 1 kHz weitergeleitet wird und eine Driftratenschätzung berechnet
wird, indem der Filterausgang von der Gleichspannungsversatzschätzung in
einer Subtraktionsstufe 128 subtrahiert wird. Eine Anzeige
einer schnellen, einer langsamen oder einer Null-Drift wird von
einer Stufe 130 bereitgestellt, die mit der Subtraktionsstufe 128 gekoppelt
ist. Ein Ausgang 132 der Stufe 130 liefert ein
Langsam/Schnell-Driftsignal an den Umschalter 124. Ferner
liefert ein Ausgang 134 ein Drift/Nicht-Drift-Signal an
den Speicher 110.
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Wenn
im Betrieb die Driftrate sehr gering ist oder konstant ist und die
Driftrate unterhalb einer bestimmten gewählten Störschwelle liegt, wird die zu
den vier Schwellen addierte Gleichspannungsversatzschätzung konstant
gehalten. Dies stellt sicher, dass ein störungsfreies Signal zu den Schwellen
addiert wird. Wenn jedoch die Drift als schnell erachtet wird, wird
die Gleichspannungsversatzschätzung
bestimmt, indem über
25 Bits unter Verwendung der Mittelungsstufe 106 gemittelt
wird. Alternativ, wenn die Drift als langsam erachtet wird, wird
die Gleichspannungsversatzschätzung
bestimmt, indem über
200 Bits unter Verwendung der Mittelungsstufe 120 gemittelt
wird. Die von der Stufe 130 getroffene Entscheidung steuert
die Operation des Umschalters 124.
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Die
in 7 gezeigte Anordnung stellt sicher, dass die Gleichspannungsversatzschätzung auf
eine schnelle Drift anspricht, jedoch genau und störungsfrei
ist, wenn die Drift langsam ist.
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In
der vorliegenden Beschreibung und in den Ansprüchen schließt das Wort "ein" oder "eine", das einem Element
vorangeht, nicht die Anwesenheit mehrerer solcher Elemente aus.
Ferner schließt
das Wort "umfassen" nicht die Anwesenheit
anderer Elemente oder Schritte als die aufgelisteten auf.
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Beim
Lesen der vorliegenden Offenbarung sind für Fachleute andere Modifikationen
offensichtlich. Solche Modifikationen können andere Merkmale betreffen,
die beim Entwurf, bei der Herstellung und beim Gebrauch der Empfänger, die
Slicer mit variabler Schwelle und Bauteile hierfür aufweisen, bereits bekannt
sind, und die anstelle von oder zusätzlich zu den bereits hier
beschriebenen Merkmalen verwendet werden können.