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Die vorliegende Erfindung betrifft eine phasengesteuerte
Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation.
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Gemäß der Erfindung wird eine phasengesteuerte
Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation bereitgestellt,
welche einen Quadraturdetektor zum Empfangen eines auf einem
übertragenen Träger modulierten digitalen Signals und zum
Erzeugen von I-Kanal- und Q-Kanal-Signalen daraus, einen
spannungsgesteuerten Oszillator zum Erzeugen eines lokalen
Trägers als eine Kopie des übertragenen Trägers und zum
Anlegen des lokalen Trägers an den Quadraturdetektor, und
eine Phasendifferenz-Detektions- und Filterschaltung zum
Detektieren der Phasendifferenz zwischen dem I-Kanal- und dem
Q-Kanal-Signal, um den spannungsgesteuerten Oszillator zu
steuern, aufweist, gekennzeichnet durch eine Träger/Rausch-
Verhältnis- Detektionseinrichtung zum Detektieren des
Träger/Rausch-Verhältnisses von einem von den I-Kanal- und Q-
Kanal-Signalen, und eine Einrichtung zum Detektieren der
Verhältnisdifferenz zwischen dem detektierten Träger/Rausch-
Verhältnis und einem vorgegebenen Wert, und dadurch, daß der
spannungsgesteuerte Oszillator ferner durch die detektierte
Verhältnisdifferenz gesteuert wird, um so das Träger/Rausch-
Verhältnis auf einem maximal ein Wert zu halten zu versuchen
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Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben. Es stellen
dar:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines
Träger/Rausch-Detektors gemäß einer ersten Ausführungsform der Hauptanmeldung
88 30 5685.5;
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Fig. 2 ein Schaltbild der Absolutwert-Schaltung von Fig.
1;
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Fig. 3 ein Schaltbild der Verzögerungsschaltung von Fig.
1;
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Fig. 4 ein Schaltbild der
C/N-Verhältnis-Dividierschaltung von Fig. 1;
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Fig. 5 eine graphische Darstellung der
Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung des Rauschens bei verschiedenen
Rauschpegeln;
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Fig. 6 eine graphische Darstellung der mit dem Detektor
von Fig. 1 gemessenen Eb/No-Werte als Funktion der Eingangs-
Eb/No-Werte zum Vergleich mit den theoretischen Eb/No-Werten;
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Fig. 7 ein Blockschaltbild des Träger/Rausch-Detektors
gemäß einer zweiten Ausfuhrungsform der Hauptanmeldung;
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Fig. 8 ein Schaltbild des Polaritätsinverters von Fig. 6;
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Fig. 9 eine graphische Darstellung der mit dem Detektor
von Fig. 7 gemessenen Eb/No-Werte als Funktion der Eingangs-
Eb/No-Werte zum Vergleich mit den theoretischen Eb/No-Werten;
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Fig. 10 ein Blockschaltbild des Träger/Rausch-Detektors
gemäß einer dritten Ausführungsform der Hauptanmeldung;
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Fig. 11 ein Schaltbild der Wichtungsschaltung von Fig.
10;
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Fig. 12a und 12b graphische Darstellungen der von den
Ausgängen der Absolutwertschaltung bzw. Wichtungsschaltung
von Fig. 10 erhaltenen Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung
der Rauschanteile;
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Fig. 13 eine graphische Darstellung der mit dem Detektor
von Fig. 10 gemessenen Eb/No-Werte als Funktion der Eb/No-
Eingangssignalwerte zum Vergleich mit den theoretischen
Eb/No-Werten; und
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Fig. 14 ein Blockschaltbild einer phasengesteuerten
Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation gemäß der
vorliegenden Erfindung.
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Das Betriebsverhalten des Demodulators eines digitalen
Übertragungssystems wird durch das Verhältnis (Eb/No) der
Leistung pro Bit zum Rauschen eines demodulierten digitalen
Signals bestimmt, welches wie folgt definiert ist:
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Eb/No = C/N B/R
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wobei C/N ein Träger/Rausch-Verhältnis, B die äquivalente
Rauschbandbreite des Demodulators, und R die
Datenübertragungsrate, die in einem 2-PSK-System
(Zwei-Phasen-Umtastsystem) gleich der Zeichenrate und in einen 4-PSK-System
gleich der doppelten Zeichenrate ist. Das C/N-Verhältnis ist
somit ein bestimmender Faktor für die Systemberechnung. Bei
Satellitenkommuunikationssystemen wird beispielsweise die
Berechnung eines Satellitenkanals durch Einfügen eines
Bandpassfilters mit schmalerer Bandbreite als der Bandbreite
des Satellitentransponders am Eingang eines Demodulators
durchgeführt. Ein Testträger mit einer Frequenz, die der
Mittenfrequenz des Bandpasses entspricht, wird übertragen, um
den Leistungspegel, welcher dem Gesamtwert (C + N) entspricht
zu messen. Dann wird der Träger weggenommen und der
Leistungspegel noch einmal als eine Darstellung der
Rauschkomponente N gemessen. Die Trägerkomponente C wird dann durch
Subtraktion des Rauschens N von dem Gesamtwert (C + N)
erhalten und zum Schluß wird der Wert C durch den Rauschwert
N dividiert, um das Verhältnis C/N zu erhalten. Die
äquivalente Bandbreite des Bandpassfilters entspricht der
Konstante B.
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In Fig. 1 ist ein C/N-Verhältnisdetektor dargestellt,
welcher einen Analog/Digital-Wandler 1 aufweist, der für den
Empfang eines demodulierten 2-PSK-Signals von einem nicht
dargestellten Demodulator verbunden ist, und der mit einer
Taktrate für die Regeneration von Zeichen gesteuert wird, um
das demodulierte Signal mit der regenerierten Zeichenrate
abzutasten. Eine Absolutwert-Schaltung 2 ist mit dem Ausgang
des A/D-Wandlers verbunden, um den negativen Wert des
digitalen Ausgangssignals in einen positiven Wert
umzuwandeln, und liefert ein Absolutwertsignal an eine erste
Mittelungsschaltung 3, deren Ausgang mit einer ersten
Quadrierungsschaltung 4 verbunden ist, um ein Ausgangssignal
zu erzeugen, das den Wert C der Trägerkomponente darstellt.
Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird ferner an eine
zweite Quadrierungsschaltung 5 angelegt, mit der eine zweite
Mittelungsschaltung 6 verbunden ist, um ein Ausgangssignal zu
erzeugen, das die Gesamtwertkomponente (C + N) darstellt.
Eine Subtrahierschaltung 7 ist mit den Ausgangssignalen der
Schaltungen 4 und 6 verbunden, um das Ausgangssignal der
Quadrierungsschaltung 4 von den Ausgangssignal der
Mittelungsschaltung 6 zu sübtrahieren, um den Wert der
Rauschkomponente N zu erhalten. Eine Divisionsschaltung 8 ist mit
dem Ausgang der Quadrierungsschaltung 4 und dem Ausgang der
Sübtrahierschaltung 7 verbunden, um das Verhältnis C/N zu
bestimmen.
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Insbesondere ist das Ausgangssignal des Demodulators ein
Analogsignal das an den Regenerationszeitpunkten der Zeichen
Augendiagramme aufweist, die mit den Signalpunkten
übereinstimmen. Der A/D-Wandler 1 wandelt den abgetasteten Wert
in einen digitalen n-Bit-Datenstrom di (wobei i = 0, 1, 2,
..., n). Wenn n gleich drei ist, kann der Datenbitstrom so
wie in Tabelle 1 gezeigt, dargestellt werden. Dieser
Datenbitstrom wird sowohl an die Absolutwertschaltung 2 als
auch an die zweite Quadrierungsschaltung 5 angelegt.
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Die Absolutwertschaltung 2 wandelt die Daten di in einen
Absolutwert di um. Wie in Fig. 2 dargestellt, weist die
Absolutwertschaltung 2 einen n-Bit-Polaritätsinverter 12 und
einen (n+1)-Bit-Addierer 13 auf. Wenn n = 3 ist, weist der
Polaritätsinverter 12 die EXKLUSIV-ODER-Gatter 12-1, 12-2 und
12-3 auf, von denen jedes einen ersten Eingangsanschluß mit
der Ausgangssignalposition des höchstwertigen Bits (MSB) des
A/D-Wandlers 1 und einen zweiten Eingangsanschluß mit einer
entsprechenden Ausgangsbitposition des A/D-Wandlers 1
verbunden hat.Der Polaritätsinverter 12 invertiert den
Logikzustand des Eingangssignals zu jedem EXKLUSIV-ODER-
Gatter, wenn das MSB auf logisch 1 liegt und legt die
invertierten Bits an den Addierer 13 an, während er die
Eingangssignale aller EXKLUSIV-ODER-Gatter an den Addierer 13
ohne jede Änderung hindurchläßt, wenn das MSB auf logisch 0
liegt. Der Addierer 13 addiert das MSB der
3-Bit-Eingangssignale vom A/D-Wandler 1 auf das niedrigstwertige BIT (LSB)
der 3-Bit-Eingangssignale vom Inverter 12 und erzeugt 4-Bit-
Ausgangssignale. Als Ergebnis werden die in der Tabelle 2
dargestellten Werte erhalten.
TABELLE 1
Ausg.-Sign. d. A/D-Wandlers 1
TABELLE 2
Ausg.-Sign. d. Mitt.-Schalt.2
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Die Mittelungsschaltung 3 mittelt die Absolutwerte über
eine Periode von N Zeichen, was ausreichend lange ist, um
kurzzeitige Schwankungen zu unterdrücken, und legt einen
Mittelwert an die Quadrierungsschaltung 4 an. Wie in Fig. 3
dargestellt, besteht die Mittelungsschaltung 3 aus einem
Addierer 14, der mit den Ausgang der Absolutwertschaltung 2
verbunden ist, einer Einzeltakt-Verzögerungsschaltung 15, die
mit einer Zeichenrate von N Zeichen zurückgesetzt wird und
zwischen dem Ausgang des Addierers 14 und einem zweiten
Eingang des Addierers 14 angeschlossen ist. Der Addierer 14
und die Verzögerungsschaltung 15 bilden einen Integrator für
die Integration von N Zeichen, dessen Wert mittels einer
Divisionsschaltung 16 durch einen Konstante N dividiert wird.
Da die in digitalen Daten enthaltene Rauschkomponente eine
Gaußsche Verteilung aufweist, die um eine Amplitude A bei
Null Rauschpegel zentriert ist, wird die Rauschkomponente
durch den gerade beschriebenen Mittelungsvorgang unterdrückt
und daher gibt der Ausgang der Mittelungsschaltung 3 die
Amplitude eines Signalpunktes des demodulierten Signals unter
rauschfreien Bedingungen aus und wird durch die Gleichung (1)
dargestellt.
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A = 1/N di (1)
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Daher liefert der Ausgang der Quadrierungsschaltung 4
eine rauschfreie Trägerkomponente C, oder die Signalleistung
S, die dargestellt werden kann durch:
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S = A² (2)
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Da der Rauschanteil bezogen auf die Amplitude A an einem
rauschfreien Signalpunkt eine Gaußsche Verteilung aufweist,
ist die Rauschkomponentenleistung gegeben durch:
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² = 1/N ( di - A)² (3)
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Durch Einsetzen der Gleichung (1) in Gleichung (3) wird
nachstehende Beziehung erhalten:
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² = 1/N di² - A² (4)
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Andererseits wird das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1
durch die zweite Quadrierungsschaltung 5 quadriert und über N
Zeichen durch die zweite Mittelungsschaltung 6 in ähnlicher
Weise gemittelt, wie es durch die gerade beschriebene
Mittelungsschaltung 3 und Quadrierungsschaltung 4 ausgeführt
wird. Folglich kann der erste Term der Gleichung (4) am
Ausgang der Mittelungsschaltung 6, nämlich als ² + A²
erhalten werden. Die Subtraktionsschaltung 7 subtrahiert die
Signalleistung A² am Ausgang der Quadrierungsschaltung 4 von
dem ( ² + A²)-Ausgangssignal der Mittelungsschaltung 6, um
eine Rauschleistung ² zu erhalten, die von der
Divisionsschaltung 8 verwendet wird, um das Ausgangssignal A² der
Quadrierungsschaltung 4 zu dividieren. Wie in Fig. 4
dargestellt, weist die Divisionsschaltung 8 eine
Umwandlungstabelle, oder einen Nur-Lese-Speicher 17 auf. Darin ist ein
Satz von S/ ²-Werten an Speicherzellenstellen gespeichert,
die als Funktion der Variablen S und ² adressierbar sind.
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Obwohl sie für die meisten Anwendungen ausreicht, ist die
erste Ausführungsform nicht für Systeme geeignet, die sehr
stark von Rauschen beeinträchtigt werden. Wie in Fig. 3
dargestellt, nimmt die Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung
eines empfangenen 2-PSK-Signals eine Kurve 40 an, die eine
Gaußsche Verteilung unter niedrigen Rauschbedingungen
darstellt. Somit bewirkt die Polaritätsinvertierung der
negativen Werte durch die Absolutwertschaltung 2, daß der
Signalpunkt mit der Amplitude - A über den Signalpunkt mit
der Amplitude A gefaltet wird, wobei die Symmetrie der Kurve
40 erhalten bleibt. Unter Bedingung mit hohem Rauschen tritt
jedoch eine Erhöhung der Varianz ² der Gaußschen Verteilung
auf und die Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung des
empfangenen Signals nimmt eine Kurve an, wie sie bei 41 dargestellt
ist. Daher ergibt der Überfaltungseffekt der
Absolutwertschaltung
2 unter Bedingungen mit hohem Rauschen eine
Verteilungskurve 42 mit dem Ergebnis, daß der Mittelwert der
Amplituden des empfangenen Signals zu einem Signalpunkt mit
der Amplitude A' verschoben wird. Der Betrag dieses Fehlers
steigt mit der Erhöhung des Rauschens. Wie in Fig. 6
dargestellt, zeigen die mit der Schaltung von Fig. 1
gemessenen Eb/No-Werte eine zunehmende Abweichung von den
theoretischen Werten, wenn das Eb/No-Eingangssignalverhältnis
niedriger wird.
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Ein zweiter Träger/Rausch-Verhältnisdetektor ist in Fig.
7 dargestellt. Diese Ausführungsform beseitigt den Nachteil
des ersten Detektors, indem die Vorteile der in digitalen
Übertragungssystemen eingesetzten
Vorwärtsfehlerkorrektur- und Dekodiertechniken genutzt werden. Anstelle der Verwendung
der Absolutwertschaltung 2 von Fig. 1 weist der zweite
Detektor eine mit dem Ausgang des A/D-Wandlers 1 verbundene
Verzögerungsschaltung 20, einen FEC-Dekoder 21
(Vorwärtfehlerkorrektur-Dekoder) zum Dekodieren des Ausgangssignals
des A/D-Wandlers 1 und zur Korrektur der Fehler und zum
Speisen eines FEC-Kodierers 22 auf. Der Ausgang des Kodierers
22 ist mit einem Eingang eines Polaritätsinverters 23
verbunden, an den auch das Ausgangssignal der
Verzögerungsschaltung 20 angelegt ist. Der Polaritätsinverter 23 liefert
eine Entscheidungsschwelle an die erste Mittelungsschaltung
3.
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Der FEC-Dekoder 21 führt am Ausgangssignal des A/D-
Wandlers 1 eine Fehlerdekodierung durch, indem Fehler nach
einem bekannten Fehlerkorrekturalgorithmus korrigiert werden,
um ein Signal zu erzeugen, das eine Kopie des Originalsignals
vor dem Anlegen an den FEC-Kodierer eines nicht dargestellten
Senders ist. Dieses Signal wird in derselben Weise an den
FEC-Kodierer 22 angelegt, wie an den FEC-Kodierer des
Senders. Aufgrund der Fehlerdekodier- und Kodierverfahren
kann das Ausgangssignal des FEC-Kodierers 22 als ein dem
Ausgangssignal des Sender-FEC-Kodierers ähnlicheres
betrachtet werden als es das Ausgangssignal des
Empfängerdemodulators
dazu ist. Daher zeigt eine binäre 1 an Ausgang
des Kodierers 22 an, daß sich das empfangene Eingangssignal
an einem Punkt mit einer Amplitude A in der
Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung der Amplituden (Fig. 5) befindet, und
eine binäre O am Kodiererausgang Zeigt an, daß sich ein
Eingangssignal an einem Punkt mit einer Amplitude - A befindet.
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Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird durch die
Schaltung 20 um einen Betrag verzögert, welcher der von dem
Dekoder 21 und Kodierer 22 eingefügten Gesamtverzögerung
entspricht, so daß die Eingangssignale des
Polaritätsinverters 23 zueinander zeitkoinzident gehalten werden.
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Der Polaritätsinverter 23 verwendet das Ausgangssignal
des FEC-Kodierers 22 als Kriterium für die Bestimmung, ob das
Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 20 an einem
Signalpunkt mit einer Amplitude A oder an einem Signalpunkt mit
einer Amplitude - A liegt. Der Polaritätsinverter 23 legt als
Antwort auf eine binäre 1 vom Kodierer 22 das Ausgangssignal
von der Verzögerungsschaltung 20 ohne Änderung seiner
Polarität an die Mittelungsschaltung 3 an, und als Antwort
auf eine binäre 0 legt er das Ausgangssignal der
Verzögerungsschaltung 20 in der Polarität invertiert an die
Mittelungsschaltung 3 an. Wie in Fig. 8 dargestellt, weist
der Polaritätsinverter 23 eine mit den Ausgang des FEC-
Kodierers 22 verbundene NICHT-Schaltung 30, EXKLUSIV-ODER-
Gattern 31-1 bis 31-n und einem Addierer 32 auf. Jedes
EXKLUSIV-ODER-Gatter 31 ist mit jeweils einem ersten
Eingangsanschlub mit dem Ausgang der NICHT-Schaltung 30
verbunden und mit einem zweiten Eingangsanschluß jeweils mit
einem entsprechendem Ausgang der Verzögerungsschaltung 20
verbunden. Da das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung
20 durch das 2er-Komplement der n-Bit-Daten dargestellt wird,
bewirkt die binäre 0 am Ausgang des Kodierers 22, daß die
Logikzustände der Ausgangssignale der Verzögerungsschaltung
20 durch die EXKLUSIV-ODER-Gatter 31-1 bis 31-n invertiert
und mit einer binären 1 aus dem Inverter 30 summiert werden,
die von dem Addierer 32 mit dem LSB der n-Bit Ausgangssignale
von den EXKLUSIV-ODER-Gattern 31 summiert wird, während eine
binäre 1 am Ausgang des Kodierers 22 bewirkt, daß die
Ausgangssignale der Verzögerungsschaltung 20 durch die Gatter
31 ohne Polaritätsinvertierung hindurchlaufen.
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Als Folge dieses Polaritätsinvertierungsvorgangs wird die
Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung des demodulierten Signals
um dem Signalpunkt mit der Amplitude A zentriert und nimmt
die Kurve 40 von Fig. 5 an und der Amplitudenmittelwert des
empfangenen Signals wird zu der Amplitude an dem Signalpunkt
mit der Amplitude A auf gleichem Wert gebracht.
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In dieser Ausführungsform kann das Ausgangssignal der
ersten Quadrierungsschaltung 4 durch die folgende Gleichung
beschrieben werden:
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S = [1/N SGN (di)di] (5)
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wobei SGN (di) das Datenkriterium vom FEC-Kodierer 22
darstellt.
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Fig. 9 ist eine graphische Darstellung der Beziehung
zwischen den von der Schaltung von Fig. 7 erhaltenen Eb/No-
Werten und theoretischen Eb/No-Werten. Wie ersichtlich ist,
besteht bis hinunter zu niedrigen Eb/No-Eingangssignalwerten
eine vollständige Übereinstimmung zwischen den gemessenen und
theoretischen Werten. Da bedeutet, daß das C/N-Verhältnis
auch dann, wenn das Übertragungssystem einem erheblichen
Rauschen unterliegt, präzise bestimmt werden kann.
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Um eine genaue Bestimmung des C/N-Verhältnisses zu
ermöglichen, werden die Verwendung eines leistungsfähigen
Fehlerkorrekturalgorithmusses wie beispielsweise eines bewertenden
Viterbi-Dekodieralgorithmusses oder von
Faltungsdekodierungstechniken bevorzugt.
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Die Messung des C/N-Verhältnisses eines System ohne
Unterbrechung seines Betriebs kann alternativ auch durch
einen dritten in Fig. 10 dargestellten Träger/Rausch-Detektor
ausgeführt werden. Dieser Detektor unterscheidet sich von dem
ersten Detektor durch die Einbeziehung einer adaptiven
Wichtungsschaltung 50.
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Da die Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung der Amplituden
des empfangen Signals eine Kurve A (siehe Fig. 12a) bei
niedrigen Rauschpegeln und eine Kurve B bei hohen
Rauschpegeln (siehe Fig. 12b) annimmt, werden die absoluten
Amplitudenwerte bei niedrigen Pegeln ungefähr gleich wie die
Amplituden am Signalpunkt S. Bei sehr hohen Rauschpegeln
ergeben die gemittelten absoluten Werte jedoch eine
asymmetrische Kurve C bezüglich des Punktes S.
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Der Absolutwert des Ausgangssignals des A/D-Wandlers 1
wird von der Absolutwertschaltung 2 aufgenommen und mit einem
vorgeschriebenen Wichtungsfaktor von der adaptiven
Wichtungsschaltung 50 gewichtet. S(t) möge die Signalkomponente eines
empfangenen Signals, und N(t) die Rauschkomponente
darstellen. Da die Rauschkomponente eine Gaußsche Verteilung
aufweist, kann ein Mittelwert der Rauschkomponenten N(t)
zu Null angenommen werden, nämlich = 0. Das
Ausgangssignal der adaptiven Wichtungsschaltung 50 wird an die erste
Mittelungsschaltung 3 angelegt, wo kurzzeitige Schwankungen,
d.h., die Rauschkomponente N(t) entfernt werden, um ein
Ausgangssignal zu erzeugen, wobei W(u) den
Wichtungsfaktor darstellt und u = S(t) + N(t) . Daher ist
das Ausgangssignal der ersten Quadrierungsschaltung 4 durch
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gegeben. Dieses Signal wird an die
Subtraktionsschaltung 7 und die Divisionsschaltung 8 angelegt.
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Aufgrund der Quadrierungs- und Mittelungsoperationen
durch die Quadrierungsschaltung 5 und die Mittelungsschaltung
6 an dem Ausgangssignal {S(t) + N(t)} des A/D-Wandlers 1 ist
das von der Mittelungsschaltung 6 an die
Subtraktionsschaltung 7 angelegte Eingangssignal durch die nachstehende
Beziehung gegeben:
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Da = 0 ist, wird der dritte Term der Gleichung (6)
zu Null und somit kann die Gleichung (6) neu geschrieben
5. werden als:
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Dieser Wichtungsfaktor wird so bestimmt, daß der durch
die Übernahme der Absolutwerte erzeugte nachteilige
überfaltungseffekt minimiert wird. Die nachstehenden
Bedingungen sind Beispiele von Wichtungsfaktoren, bei denen
der Wert x das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 2 und
TH ein Schwellenwert darstellen.
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(1) W(x) = x
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(2) W(x) = 1 x > TH
= 0 X ≤ TH
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(3) W(x) = 1 x > TH
= -α x ≤ TH
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(4) W(x) = x²
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Fig. 11 ist ein Beispiel der adaptiven Wichtungsschaltung
50, welche gemäß Bedingung (3) aufgebaut ist. Die
Wichtungsschaltung 50 weist einen Komparator 51, einen Multiplizierer
52 und eine Auswahlschaltung 53 auf, an die die
Ausgangssignale der Absolutwertschaltung 2 und des Multiplizierers 52
angelegt werden, um selektiv mit der Teilerschaltung 8
verbunden zu werden. Der Komparator 51 führt einen Vergleich
zwischen den Ausgangssignalen der Absolutwertschaltung 2 und
einen Schwellenwert TH durch und legt ein logisches
Auswahlsignal an die Auswahlschaltung 53 an. Wenn das
Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 2 höher als der
Schwellenwert TH ist, liegt das Auswahlsignal auf logisch 1,
und anderenfalls liegt das Auswahlsignal auf logisch 0. Der
Multiplizierer 52 multipliziert den Wichtungsfaktor -α auf
das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 2 und legt es an
die Auswahlschaltung 3 an. Wenn das Ausgangssignal des
Komparators 51 auf logisch 1 liegt, wird das Ausgangssignal
der Absolutwertschaltung 2 durch die Auswahlschaltung 53 an
die Mittelungsschaltung 3 durchgeleitet, und anderenfalls
wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 52 an die
Mittelungsschaltung 3 geführt.
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Aufgrund der Wichtungsoperation nimmt die
Wahrscheinlichkeitsdichteverteilung eine bei D in Fig. 12b dargestellte
Kurve an, die aus der Lage der Kurve C (Fig. 12a) um einen
Betrag, der dem Abstand zwischen dem Zwischenpunkt 0 und dem
Schwellenwert entspricht, nach rechts verschoben ist. Der
Wichtungsfaktor -α ist so bestimmt, daß die Rauschkomponente,
die anderenfalls den erheblichsten Überfaltungseffekt
bewirkt, auf ein Minimum reduziert wird.
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Die Subtraktionsschaltung 7 führt die nachstehende
Sübtraktion aus
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um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das darstellt,
welches an die Divisionsschaltung 8 angelegt wird. Die
Divisionsschaltung 8 weist wie in der ersten Ausführungsform
eine Umsetzungstabelle auf, an die die Signale und
+ als Adressensignale angelegt werden. Fig. 13
ist eine graphische Darstellung der Kennlinie der dritten
Ausführungsform bei Verwendung eines Schwellenwerts von 0,25
und eines Wichtungsfaktors von - 0,5. Ein Vergleich zwischen
den Figuren 6 und 13 zeigt, daß die Präzision der Schaltung
um einen Wert von 4dB bei hohen Rauschpegeln (niedrigen
Eb/No-Eingangssignalwerten) verbessert ist.
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Man hat herausgefunden, daß sich das C/N-Verhältnis eines
Demodulatorausgangssignals mit einer Abweichung der von den
Demodulator aus der Frequenz des empfangenen Trägers
regenerierten Trägerfrequenz verändert. Der dargestellte
Träger/Rausch-Verhältnis-Detektor kann daher anstelle der
teueren automatischen Frequenzsteuerungsschaltung zur
Verhinderung, daß der Demodulator auf einen Pseudo-
Synchronisationsstatus einrastet, verwendet werden. Dieses
wird durch die Steuerung eines in einem geschlossenen
Regelkreis angeordneten spannungsgesteuerten Oszillators
entsprechend dem erhaltenen C/N-Verhältnis in der Weise
erreicht, daß das Letztere auf einem maximalen Pegel
gehalten wird.
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Wie in Fig. 14 dargestellt, kann eine die vorliegende
Erfindung verkörpernde
Pseudo-Synchronisations-Detektorschaltung durch den vorstehend beschriebenen
C/N-Verhältnisdetektor implementiert werden. Ein Demodulator 60 weist einen
Quadraturdetektor 61 auf, der ein PSK-Eingangssignal am
Anschluß 64 und einen regenerierten Träger von einem
spannungsgesteuerten Oszillator 62 empfängt und demodulierte
Signale an den Anschlüssen 65 erzeugt. Die demodulierten
Ausgangssignale werden an eine Phasendetektions- und
Filterschaltung 63 angelegt, um den VCO 62 entsprechend einer
zwischen den zwei Ausgangssignalen detektierten
Phasendifferenz zu steuern. Eines der Ausgangssignale wird an den
Eingang des C/N-Verhältnisdetektors angelegt, welcher
identisch zu dem in Fig. 1 dargestellten ist. Das Ausgangssignal
der Divisionsschaltung 8 des C/N-Verhältnisdetektors wird an
die Steuerschaltung 66 angelegt, die einen
Differenzverstärker zum Vergleich mit einem Referenzschwellenwert
enthält. Dieser Referenzschwellenwert entspricht einem
Gleichspannungspegel, bei dem der VCO einen Träger mit der
gewünschten Frequenz erzeugt, wenn sich das C/N-Verhältnis
des Demodulators 60 auf einem maximalen Wert befindet. Das
Ausgangssignal des Differenzverstärkers 66 stellt die
Abweichung des C/N-Verhältnisses von seinem maximalen Wert
dar, und wird an den Steueranschluß des VCO 62 angelegt.
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Wenn sich der Demodulator in einem
Synchronisationszustand befindet, liegt das C/N-Verhältnis des Demodulators
auf dem maximalen Wert. Wenn er jedoch aus der
Synchronisation herausläuft und in einen Pseudo-
Synchronisationszustand eintritt, steigt die Rauschkomponente
in den Ausgangssignalen des Demodulators 60 an und somit
verringert sich das C/N-Verhältnis des Demodulators, was eine
entsprechend Änderung des Ausgangssignals des
Differenzverstärkers 66 bewirkt. Auf diese Weise wird die VCO-Frequenz
gesteuert, bis das Ausgangssignal der Divisionsschaltung zu
dem maximalen C/N-Verhältnis zurückkehrt.
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Die vorstehende Beschreibung stellt nur bevorzugte
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dar. Für Fachleute
auf diesem Gebiet sind verschiedene Modifikationen
offensichtlich, ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung
abzuweichen, welche nur durch die beigefügten Patentansprüche
eingeschränkt ist.