DE69030892T2

DE69030892T2 - Vorrichtung und Verfahren zur Frequenzsteuerung für einen digitalen Funkempfänger

Info

Publication number: DE69030892T2
Application number: DE69030892T
Authority: DE
Inventors: David E Borth; James F Kepler
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1989-03-31
Filing date: 1990-03-23
Publication date: 1998-01-02
Anticipated expiration: 2010-03-24
Also published as: IE900871L; DE69030892D1; DK0389974T3; WO1990012457A1; FI905571A0; EP0389974B1; AR244924A1; NO905055D0; JPH02288447A; IE62289B1; AU5161190A; EP0389974A1; ATE154481T1; CN1016034B; JP3275178B2; CA2009468C; DK281790A; US4887050A; DK281790D0; MX167064B

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen digitale Funksysteme und insbesondere die schnelle Korrektur von Frequenzabweichungen in einem digitalen Funkempfänger, der Informationsmitteilungen von einem Sender empfängt, der die Informationsmitteilungen in Bündeln sendet.
Funkempfänger nutzen oft eine Schaltung, um die Frequenzabweichungen zwischen der Trägerfrequenz des zu empfangenden Signals und der Frequenz eines Lokaloszillators zu korrigieren, der in einem überlagerungsempfänger eingesetzt wird. Dieser Lokaloszillator wandelt die Trägerfrequenz und dazugehörige informationstragende Seitenbänder des empfangenen Signals in eine geeignete Zwischenfrequenz um. Der typische Frequenzkorrekturvorgang wird über einen relativ langen Zeitraum ausgeführt, wobei davon ausgegangen wird, daß die Trägerfrequenz (des empfangenen Signals) kontinuierlich vorhanden ist. Die Trägerfrequenz kann mit Amplitudendetektoren, Diskriminatoren oder dergleichen verfolgt werden, um ein Frequenzsteuersignal zu erzeugen. Bei einigen Systemen kann ein Leitsignal eingesetzt werden, das auf die Trägerfrequenz moduliert ist, um einen Bezugswert in dem Empfänger zu erzeugen und das Frequenzsteuersignal herzuleiten (eine derartige Leitsteuerung ist weitergehend im US Patent Nr. 4,541,118 beschrieben).
Das Frequenzssteuersignal wird anschließend an den Lokaloszillator von seiner Ausgangsfrequenz ausgehend bis zu einer Frequenz angelegt, die die empfangene Trägerfrequenz in eine Zwischenfrequenz umwandelt, die optimal innerhalb der Selektivität der Zwischenfrequenz-Verstärkungs- und -filterstufen angeordnet ist. Digitale Empfänger stellen derartige herkömmliche Netze mit automatischer Frequenzsteuerung vor eine Reihe neuer Probleme. Ein Verfahren einer schnellen Empfängerfrequenzkontrolle für einen digitalen Empfänger ist in der europäischen Patentanmeldung Nr. 89122616.9 "Digital Automatic Frequency Control on Pure Sine Waves" (Digitale automatische Frequenzsteuerung auf reinen Sinuswellen) offenbart worden, die am 11. Dezember 1989 im Namen von Motorola Inc. eingereicht wurde. üblicherweise müssen digitale Empfänger das empfangene Trägerfrequenzsignal auflineare Weise verarbeiten. Diese lineare Verarbeitung ermöglicht Amplitudenschwankung des empfangenen Signals, so daß weitere Fehler bei der Erfassung von Frequenzabweichung entstehen.
Des weiteren wird digitale Informationsübertragung häufig unter Verwendung von Bündelübertragungsverfahren, wie z.B. Zeitvielfachzugriff (time division multiple access - TDMA), ausgeführt. Bei Bündelübertragungen ist kein kontinuierlich zur Verfügung stehender Träger bzw. Träger und Pilot vorhanden, der von herkömmlichen Frequenzsteuerverfahren genutzt werden kann.
Das Dokument EP-A-0 309 038 offenbart eine Trägerrückgewinnungsschaltung für ein digitales übertragungssystem. Um die Phasendifferenz zwischen dem zurückzugewinnenden Träger und dem Empfänger-Lokaloszillator zu verringern und den Träger kohärent zu demodulieren, wird ein Phasenvergleicher eingesetzt. Der Ausgang von dem Phasenvergleicher dient dazu, einen Speicher anzusteuern, der seinerseits ein Steuersignal erzeugt. Die Trägerrückgewinnungsschaltung arbeitet in zwei Betriebsarten, einem Erfassungsbetrieb und einem Permanentbetrieb. Beim Erfassungsbetrieb werden Messungen ausgeführt, um den Fehler zwischen dem Träger und dem Lokaloszillator auf Null zu drücken. Im Permanentbetrieb wird die Phase Bit für Bit verfolgt.
Das Dokument der IEEE International Conference on coummunications: Integrating Communication for World Progress, Boston Massachusetts, 19. bis 22. Juni 1983, Seite 387-391, IEEE, New York, USA, R. L. Wallace et al.: "Design Features and Performance of a High Speed TDMA Demodulator" (Konstruktive Merkmale und Leistung eines Hochgeschwindigkeits-TDMA-Modulators) offenbart eine kohärente Demodulatorschaltung für Bündel-Datenempfang. Eine langsame automatische Frequenzsteuerschleife wird eingesetzt, um Frequenzabweichungen zwischen dem empfangenen Träger und dem Lokaloszillator aufzuspüren.

Zusammenfassung der Erfindung

Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, Frequenzabweichung zwischen einem empfangenen Signal und der Frequenz zu korrigieren, auf die der Empfänger in einem digitalen Bündelbetriebs-Funksystem abgestimmt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Frequenzsteuervorrichtung für ein Bündelbetriebs-Funksystem geschaffen, bei der ein Frequenzkorrektursignal genutzt wird, das als ein Bündel gesendet wird, um Korrektur von Frequenzunterschieden zwischen der Frequenz des Funkträgers eines folgenden Informationsübertragungsbündels und der Empfangsfrequenz eines Funkempfängers zu ermöglichen, wobei die Frequenzsteuervorrichtung umfaßt: Einrichtungen, die einen durchstimmbaren Oszillator einschließen, um ein Frequenzkorrektursignalbündel abzutasten und einen Frequenzunterschied zwischen der Funkträgerfrequenz des Informationsübertragungsbündels und dem durchstimmbaren Oszillator auf der Grundlage einer Phasenkurve zu erzeugen, die von wenigstens zwei Abtastwerten abgeleitet wird; sowie Einrichtungen, die mit der Einrichtung zum Empfangen des Frequenzkorrektursignalbündels verbunden sind, um jeweils einzeln einen einzelnen Steuersignalwert auf der Grundlage des Frequenzunterschiedes zu erzeugen und den einzelnen Steuersignalwert an den durchstimmbaren Oszillator anzulegen, um den Frequenzunterschied zu korrigieren.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Frequenzsteuerung für einen Empfänger in einem Bündelbetriebs-Funksystem geschaffen, bei dem ein Frequenzkorrektursignal genutzt wird, das als ein Bündel übertragen wird, um Korrektur von Frequenzunterschieden zwischen der Frequenz des Funkträgers eines folgenden Informationsübertragungsbündels und der Empfangsfrequenz des Funkempfängers zu ermöglichen, wobei das Verfahren zur Frequenzsteuerung die folgenden Schritte umfaßt: Abtasten eines Frequenzkorrektursignalbündels und Erzeugen eines Frequenzunterschiedes zwischen der Funkträgerfrequenz des Informationsübertragungsbündels und einem durchstimmbaren Oszillator auf der Grundlage einer Phasenkurve, die von wenigstens zwei Abtastwerten abgeleitet wird; und jeweils einzelnes Erzeugen eines einzelnen Steuersignalwertes auf der Grundlage des Frequenzunterschiedes und Anlegen des einzelnen Steuersignalwertes an den durchstimmbaren Oszillator, um den Frequenzunterschied zu korrigieren.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht schnelle Korrektur von Frequenzabweichungen zwischen einem empfangenen Signal und der Frequenz, auf die der Empfänger in einem digitalen Funkempfänger abgestimmt ist, und insbesondere schnelle Korrektur eines Empfänqeroszillators bezüglich Frequenzabweichungen zwischen einer Nennfrequenz und einer gewünschten Frequenz. Die Frequenzabweichung zwischen dem empfangenen Signal und der korrekten Empfänger-Lokaloszillatorfrequenz kann in einem einzelnen Block empfangener Daten korrigiert werden. Die Frequenzabweichung kann aus einem Korrekturbündel bestimmt werden, und die Lokaloszillatorfrequenz kann direkt korrigiert werden.
Eine bevorzugte Ausführung der Erfindung wird im folgenden lediglich als Beispiel unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines TDMA-Empfängers, bei dem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann.
Fig. 2 zeigt den Abwicklungsvorgang sowohl für eine ansteigende Phasenkurve als auch für eine absteigende Phasenkurve.
Fig. 3 zeigt das Ergebnis einer Computersimulation.
Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm, das die Bündel-TDMA-Übertragungen auf die Frequenzsteuerung der vorliegenden Erfindung bezieht.

Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungen

Ein Blockschaltbild eines TDMA-Empfängers, bei dem die vorliegende Erfindung eingesetzt werden kann, ist in Fig. 1 dargestellt. Eine derartiger Empfänger kann Bündel-Informationsübertragungssignale in einem Zeitschlitz von einem TDMA-Sender 103 empfangen, die an einer Antenne 104 empfangen und als ein Signal x(t) an Quadraturdemodulator 105 angelegt werden. Der Quadraturdemodulator 105 erzeugt zwei in Quadraturbeziehung stehende, abwärtsgemischte Signale, die an herkömmliche Analog-Digital-Wandler 107 und 109 angelegt werden, die jedes der in Quadraturbeziehung stehenden Signale digitalisieren, bevor die digitalisierten Quadratursignale an eine digitale Signalprozessor (digital signal processor - DSP)-Funktion 11 angelegt werden. Bei der bevorzugten Ausführung wird der DSP unter Verwendung eines DSP56001 ausgeführt, der von Motorola, Inc. vertrieben wird (oder einem Äquivalent). Die DSP-Funktion 111 gewinnt ein Datenübertragungssignal unter Einsatz herkömmlicher TDMA-Verfahren in einer Übertragungssignal-Rückgewinnungsfunktion 113 zurück. Zu diesen Signalrückgewinnungsfunktionen gehört Kanaleinschätzung, Kanalausgleich und Datendemodulation. Zu der DSP-Funktion 111 gehört des weiteren die Rückgewinnung eines Frequenzsteuersignals, das die schnelle Einstellung eines spannungsgesteuerten Oszillators 115 in dem Quadraturdemodulator 105 ermöglicht, so daß der TDMA-Empfänger schnell in einen Zustand gebracht werden kann, in dem praktisch keine Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz von x(t) und der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 115 vorliegt. Da die Geschwindigkeit der Einstellung wichtig ist, besteht ein wichtiges Merkmal der vorliegenden Erfindung darin, daß die Einstellung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 115 im wesentlichen in einem Schritt ohne Frequenzsuche oder allmähliche Annäherungen an eine endgültige Oszillatorfrequenz erzielt wird.
Es wird vorausgesetzt, daß das übertragene Signal, das einem Frequenzkorrekturbündel (oder reiner Sinuswelle (pure sine wave - PSW)) entspricht, durch
x(t) = A cos[ωct + ωot] (1)
gegeben ist, wobei:
A die Amplitude des Signals ist,
ωc = 2πfc die Trägerfrequenz des Signals in rad/s ist;
ω&sub0; = 2πf&sub0; die PSW-Basisbandsignalfrequenz in rad/s = 2π (67,708 ..kHz) ist.
Beim Nichtvorhandensein von Mehrwegrauschen, Rayleigh-Fading usw. ist das empfangene Signal mit (1) gegeben. Im allgemeinen ist die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 115 (VCXO) ohne Frequenzsteuerung mit (ωc + Δω) gegeben, wobei Δω einem Frequenzabweichungsfehler (in rad/s) entspricht. Es wird davon ausgegangen, daß das VCXO-Ausgangssignal daher durch
VI(t) = cos[ωc + Δω)t]. (2)
gegeben ist.
Nach der Phasenverschiebung VI(t) um -90º in dem Phasenschieber 117 ist das entstehende Signal durch
VQ(t) = sin[(ωc + Δω)t]. (3)
gegeben.
Der Ausgang des phasengleichen (I) Mischers 119 (beim Nichtvorhandensein von Gleichspannungsabweichungen) ist durch
IA(t) = x(t) vI(t) = A cos[ωct + ω&sub0;t] cos[ωc + Δω)t] = 1/2A {cos[(ω&sub0; - Δω)t] + cos ((2ωct + ω&sub0; + Δω)t]} (4)
gegeben, woraus nach Tiefpaßfiltern mit Filter 121 mit einer Bandbreite von ungefähr 4 ω&sub0; rad/s
IB(t) = 1/2 A cos(ω&sub0; - Δω)t]. (5)
wird.
Desgleichen ist der Ausgang des um 90º phasenverschobenen (Q) Mischers 123 (beim Nichtvorhandensein von Gleichspannungsabweichungen) durch
QB(t)= x(t)VQ(t) = A cos [ωct + ω&sub0;t] sin[(ωc + Δω)t] = 1/2A {sin[(2ωct + ω&sub0; + Δω)t] - sin [(ω&sub0; - Δω)t]} (6)
gegeben, woraus nach Tiefpaßfiltern mit Tiefpaßfilter 125
QB(t) = -1/2A sin [(ω&sub0; - Δω)t] (7)
wird.
Die beiden A/D-Wandler (107, 109) wandeln IB(t) und QB(t) in ihre quantisierten, abgetasteten Äquivalente IB(k)bzw. QB(k) um. Beim Nichtvorhandensein von Gleichspannungsabweichungen gilt: IB(k) = Ic(k) und QB(k) = Qc(k). Es ist anzumerken, daß direkte Messung der Frequenzabweichung Δω über einen Frequenzzähler, der Nulldurchgänge der Signale, die in (5) und (7) gegeben sind, zählt, zu einer Meßunsicherheit von
Frequenzunsicherheit = 1/Meßperiode = 1/Schlitzperiode =1/0,58 ms = ± 1724 Hz (8)
führt, wobei dies einer Unsicherheit von ± 1,9 ppm bei 900 MHz führt. Bei bestimmten Funksystemen, z.B. einem digitalen Funktelefonsystem zum Einsatz in Europa, das in den GSM-Dokumenten GSM 05.01/3.1.0 "Physical Layer on the Radio Path: General Description" und GSM 5,10/3 "Radio Sub-System Synchronization" definiert ist, muß die erforderliche Stabilität des VCXO 115 innerhalb von ± 0,1 ppm des empfangenen Signals liegen, das von der Basisstation kommt. Daher muß stattdessen ein Verfahren zur Messung von Frequenzabweichungen eingesetzt werden, bei dem die Nulldurchgänge nicht gezählt werden. Die Vorrichtung und das Verfahren der vorliegenden Erfindungzeichnen sich in ihrer bevorzugten Ausführung dadurch aus, daß sie:
(1) die I- und Q-Signale, die durch (5) und (7) gegeben sind, um 67,7 kHz in Gleichspannung umsetzen (d.h. den ω&sub0;-Ausdruck entfernen, der in (5) und (7) vorhanden ist);
(2) die Phase des umgesetzten Signals in regelmäßig beabstandeten Zeitintervallen berechnen;
(3) die Phasenkurve aus den Phasenabtastwerten aufbauen; und
(4) einen Schätzwert der momentanen Frequenz der frequenzumgesetzten Signale aus der Zeitableitung der Phasenkurve berechnen.

Gleichspannungsabweichungsausgleich

Die DSP-Funktion 111 nimmt die quantisierten I/Q-Signale an und verarbeitet sowohl das 1 als auch das Q-Signal über einen Gleichstrom-Subtraktionsprozeß 129. Eine nichtkorrigierte Gleichspannungsabweichung ist ein Ergebnis falsch angepaßter I- und Q-Kanäle und von Lokaloszillator-Ableitung. Eine Schätzung der Gleichspannungsabweichung von IB(k) wird durch die Gleichspannungsschätzfunktion 131 ausgeführt, die das Eingangssignal mittelt, wobei ihr Ausgang in dem digitalen Addierer 133 von IB(k) subtrahiert wird, so daß Ic(k) entsteht, d.h., das 1-Quadratursignal ohne die Gleichspannung. Desgleichen wird eine Schätzung der Gleichspannungsabweichung des QB(k)-Signals durch die Gleichspannungsschätzfunktion 135 vorgenommen und in dem digitalen Addierer 137 subtrahiert, um Qc(k) zu erzeugen, d.h., das Q-Quadratursignal ohne die Gleichspannung.
Um die obengenannte Frequenzsteuerung der vorliegenden Erfindung in einem Bruch-Festkomma-Mehrzweck-Digitalsignalprozessor (digital signal processor - DSP), wie dem DSP56001 auszuführen, ist es erforderlich, mehrere einzelne Schritte auszuführen. Fehler bei einer Ausführung des Quadraturdemodulators 105 führen notwendigerweise zu Gleichspannungsabweichungen am Ausgang des Quadraturdemodulators 105, die bei der Frequenzsteuerung ausgeglichen werden müssen.
Das Vorhandensein von Gleichspannungsabweichungen am Ausgang des Quadraturdemodulators 105 kann die Leistung der Frequenzsteuerung erheblich beeinträchtigen. Um zu erkennen, warum dies der Fall ist, sollen IB(t) und QB(t) in (5) und (7) Gleichspannungsabweichungsausdrücke mit dem Betrag C bzw. D enthalten. Dann gilt
Danach ergibt sich nach Frequenzumsetzung um ejω&sub0;k, wie unten beschrieben
Das Vorhandensein der beiden Quadraturkomponenten bei der Frequenz ωo verhindert eine weiteres Niedertasten (bzw. Verringern) ohne Rückspiegelungsfehler und kann zu einem erheblichen Fehler in der Berechnung von tan&supmin;¹ (QE(k)/IE(k)) in (13) weiter unten beitragen. Die Entfernung der beiden unerwünschten Frequenzkomponenten (17) weiter unten kann mit zwei Verfahren erreicht werden:
(1) Tiefpaßfiltern von ID'(k) und QD'(k), um die sin ωok- und cos ωok-Komponenten zu entfernen; oder
(2) Entfernen der Gleichspannungskomponenten vor der Frequenzumsetzung um ejωok.
Das erste Verfahren macht ein Tiefpaßfilter mit einer Bandbreite von z.B. weniger als fo/10 = 6,7 kHz erforderlich, das somit eine Impulsantwort mit einer Dauer von z.B. mehr als 5/6,7 kHz = 0,73 ms aufweist, d.h. eine Impulsantwortdauer, die länger als die Dauer eines einzelnen Zeitschlitzes ist. Dies ist eindeutig ein nichtannehmbares Verfahren.
Beim zweiten Verfahren wird lediglich der durchschnittliche Gleichspannungswert der beiden Quadraturschenkel separat berechnet und diese Werte von den entsprechenden Zweigsignalen subtrahiert:

Frequenzumsetzung um 67,7 KHz

Ein TDMA-Empfänger, der GSM-Standards wie den obenerwähnten entspricht, nutzt ein Frequenzkorrektursignal, das als eine Trägerverschiebung von genau 67,7 kHz während eines Zeitschlitzes der TDMA-Übertragung übertragen wird. Eine Frequenzumsetzung des I-Quadratur-Kanalsignals und des Q-Kanal-Quadratursignals um 67,7 kHz führt zum folgenden Ergebnis. Das Signal wird auf 0 Hz ± Δω/2it umgesetzt, so daß die Informationsdatenrate verringert wird und weitere Verringerung möglich ist.
Dies wird durch ein quantisiertes, um 90º phasenverschobenes 67,7-kHz-Signal erreicht, wie es vom 67,7-kHz-Oszillator 139 erzeugt wird.
Die Umsetzung wird durch Komplex-Quadraturmischer 141 erreicht, bei dem es sich eine komplexe Multiplikation handelt, die in dem DSP ausgeführt wird.
Es gilt
wobei Ic(k) und Qc(k) oben gegeben sind. Nach der Multiplikation von Sc(k) mit eωok ergibt sich
d.h.,
ID(k) = 1/2 A cosΔωk
QD(k) = 1/2 A sinΔωk. (11)
Bei der bevorzugten Ausführung wird die TDMA-Modulation herkömmlicherweise von dem Sender auf eine Weise ausgeführt, die als GMSK bekannt ist und die beanspruchte Bandbreite des gesendeten Signals begrenzt. Da im allgemeinen Δω im Vergleich zur Informationsbreite des übertragenen GSMK-Signals mit beliebigen Daten (d.h., einem normalen Bündel anstelle eines Frequenzkorrekturbündels) klein ist, kann SD(k) um einen Faktor M verringert werden, um die Signalverarbeitungskomplexität zu verringern, die für die Frequenzsteuerung erforderlich ist, ohne die Steuergenauigkeit zu verringern. Das verringerte Signal SE(k) ergibt sich aus SD(k) durch die Operation
SE(k) = SD(Mk) (12)
die in Funktion 143, d.h. einem herkömmlichen Verringerungsglied (decimator), ausgeführt wird. Dadurch werden die M-1-Abtastwerte von SD(k) zwischen gültigen Abtastwerten von SE(k) einfach gelöscht.

Berechnen der Phase des verringerten umgesetzten Signals.

Gemäß bekannten trigonometrischen Kennungen (identities) kann eine Berechnung der Phasenbeziehung zwischen dem Ausgangssignal des VCXO 115 und x(t) unter Verwendung der verringerten und umgesetzten I- und Q-Signalabtastwerte ausgeführt werden. Diese Phasenbeziehung kann als θ(k) für die k-te verringerte Abtastperiode ausgedrückt werden. Die Phasenabtastwerte θ(k) werden aus SE(k) über die Operation
berechnet, wobei das Zeitintervall von k als die verringerte Periode zu verstehen ist.
Bei der Berechnung von tan&supmin;¹ (QE(k)/IE(k) in (13) treten drei Probleme auf:
1. Division von QE(k) durch IE(k) mit einem Bruch-Festkomma- Gerät ist auf den Fall beschränkt, daß IE(k)> QE(k)≥0.
2. tan&supmin;¹ (X) ist eine inverse transzendentale Funktion, die entweder eine Taylor-Entwicklung oder eine Tabellensuche erforderlich macht.
3. Der gültige Bereich von tan&supmin;¹ (QE(k)/IE(k)) erstreckt sich nach der Phasenabwicklung über ±180º hinaus, und daher muß die tan&supmin;¹ -Funktion für ein Festkomma-Gerät entsprechend skaliert werden.
Alle drei Probleme können gelöst werden, indem:
(a) eine kleine (256 Wörter) ROM-Arkustangens-Tabelle über den Bereich [0,45º] verwendet wird. Um die Tabelle zu verwenden, ist eine kurze (8-Befehls-zyklus) Division von QE(k) durch IE(k) erforderlich, um eine 8-Bit-ROM-Tabellen-Adresse zu erhalten. Es ist anzumerken, daß über den Bereich der Arkustangens-ROM-Tabelle die Ungleichheit IE(k)> QE(k)≥0 beibehalten wird.
(b) der Bereich der Arkustangens-Tabelle auf 180º erweitert wird, indem:
1. die Vorzeichen von QE(k) und IE(k) beibehalten werden;
2. festgestellt wird, ob IE(k) > QE(k) oder umgekehrt; und
3. eine vorausberechnete Tabelle trigonometrischer Kennungen eingesetzt wird, um die Arkustangensfunktion in jedem der vier Quadranten zu berechnen.
(c) die ROM-Tabellewerte auf den größtmöglichen Bereich der abgewickelten Phase θ(k) skaliert werden. Dieser Bereich ist durch ±V=±[maximal zulässige Frequenzabweichung (Hz) Dauer eines Zeitschlitzes (5) 360º + 180º] vorgegeben.
So beträgt z.B. bei einer Stabilität des VCXO 115 von ±2,5ppm bei 1 GHz die maximal zulässig Frequenzabweichung ±2,5 kHz, und der Phasenbereich von θ(k) ist gegeben durch:
Alle Phasenwerte müssen daher um V=702º skaliert werden, um überlauf in dem Phasenabwicklungsalgorithmus zu verhindern.

Aufbau der Phasenkurve aus den Phasenabtastwerten

Unter der Voraussetzung, daß die Vorzeichen von IE(k) und QE(k) beibehalten werden, ist tan&supmin;¹ (QE(k)/IE(k)) lediglich über das Intervall [-π, π] oder äquivalent dazu lediglich über das Intervall [-180º, 180º] definiert. Da die absolute Phase beim Frequenzsteuervorgang nicht bekannt ist, führt jeder Abtastwert von SE(k) in diesem Bereich zu einem Phasenabtastwert θ(k). Wenn der Ausgang der Phasenberechnung von θ(k) z.B. direkt als die Phasenkurve verwendet wird, und wenn θ(1) = 179º, θ(2) = -179º, θ(3) = -177º,..., dann führt die Bestimmung der momentanen Frequenzabweichung über Zeitdifferenzierung der Phasenkurve von θ(k) aufgrund des offensichtlichen Phasensprungs von -258º zwischen θ(1) und θ(2) zu mehrdeutigen Ergebnissen. Wenn bei diesem Beispiel die Phase "abgewickelt" würde, indem die Phasenabtastwerte Werte außerhalb des Bereiches ±180º annehmen könnten, nehmen die Phasenabtastwerte, wie offensichtlich ist, bei jedem Phasenabtastwert um +2º zu.
Um die Phasenabtastwerte abzuwickeln, wird in dem DSP der vorliegenden Erfindung ein Phasenabwicklungsprozeß 147 eingesetzt. Der Abwicklungsprozeß sowohl für eine steigende Phasenkurve als auch für eine fallende Phasenkurve ist konzeptionell in Fig. 2 dargestellt und wird mit den folgenden Schritten vorgenommen, die vom DSP 111 der vorliegenden Erfindung ausgeführt werden:
Initialisierung: θ(k), k=1,..., N von Schritt 2
Vorher = θ(1)
Summenphase = 0
Schwellenwert = 90º
DO k = 2 bis N
Momentan = θ(k) + Summenphase
IF (Momentan - Vorher) < Schwellenwert) THEN θ(k) = θ(k)
Vorher = θ(k) (kein Phasensprung)
ELSE IF (Momentan - Vorher)ESchwellenwert) THEN Summenphase = Summenphase +360º
θ(k) = Momentan +360º
Vorher = θ(k) (-360º Phasensprung)
ELSE
Summenphase = Summenphase -360º
θ(k)= Momentan -360º
Vorher = θ&sub0;f(k) (+360º Phasensprung)
END IF END DO
Die Anordnung abgewickelter Phasenpunkte θ(k), ke[1,N] wird bei der anschließenden Berechnung der momentanen Frequenzabweichung verwendet. Es ist anzumerken, daß die abgewickelten Phasenabtastwerte θ(k) die Werte Δω sind, die durch (13) gegeben sind, wobei Δωk nunmehr jeden beliebigen Wert annehmen kann (einschließlich Werte außerhalb des Intervalls (-180º, 180º]).

Berechnen der momentanen Frequenz der frequenzumgesetzten Sianale aus der Zeitableitung der Phasenkurve

Beim Nichtvorhandensein von Rauschen, Quantisierung oder Frequenzinstabilität kann die momentane Frequenzabweichung aus (13) unter Verwendung der Differenz zwischen zwei beliebigen Phasenabtastwerten berechnet werden. In der Praxis führen alle diese Beeinträchtigungen zu Meßfehlern bei der Benutzung von lediglich zwei Abtastwerten. Stattdessen wird eine Fehlerquadrat-Linearanpassung an die Phasenkurve benutzt. Die Steigung einer derartigen Fehlerquadrat-Linearanpassungskurve ist dann proportional zur momentanen Frequenz. Nach M. Schwartz und L. Shaw "Signal Processing: Discrete Spectral Analysis, Detection and Estimation", Mcgraw-Hill, 1975, Seite 14-15 ist die Steigung (5) der Fehlerquadrat-Linearanpassungslinie an einen Satz von 2N+1 Datenpunkten θ&sub0;(-N),... θ&sub0;(o), ... θ&sub0;(N) durch die folgende Berechnung gegeben werden, die von Funktion 149 ausgeübt wird:
Es wird angenommen, daß θ&sub0;(n) Grad als Einheit hat. Die momentane Frequenzabweichung ist daher gegeben mit
fAbweichung(Hz)=dθ/dt=S/360N L 270.833x10³ (15)
wobei L der Übertastungsfaktor ist, der von den A/D-Wandlern 107 und 109 verwendet wird, d.h., die A/D-Abtastfrequenz beträgt L 270.833x10³ Abtastwerte/s. Es ist wichtig anzumerken, daß die Frequenzabweichung (a) unabhängig von der Eingangsamplitude A ist und (b) direkt in Hz kalibriert werden kann (siehe (15)).
Nach der Multiplikation der Frequenzabweichung, die durch (15) gegeben ist, mit der Schleifenverstärkungskonstante α in Verstärkerfunktion 151 und Integration dieses Ergebnisses in dem herkömmlichen Integrierglied 153 wird der Integriergliedausgang von D/A-Wandler 155 in eine Analogspannung VC(t) umgewandelt. Die Ausgangsanalogspannung Vc(t) des D/A-Wandlers 155 treibt den VCXO 115 an und schließt so die Frequenzsteuerschleife.
Bei geeigneter Auswahl der Schleifenverstärkungskonstante α und bekannter VCXO-Hz/Volt-Verstärkungskonstante ist es möglich, die Schleife in genau einer Zeitblockdauer des TDMA-Signals zu synchronisieren, da die Frequenzabweichung, die durch (15) gegeben ist, direkt in Hz kalibriert werden kann.
Allgemein gesagt, ist der berechnete Frequenzmeßfehler um so kleiner, je größer die Anzahl von Phasenabtastpunkten ist, die bei dem Fehlerquadrat-Linearanpassungsalgorithmus verwendet werden. Eine große Anzahl von Datenpunkten macht jedoch auch eine große Menge an Berechnungen erforderlich. Um das Verhältnis zwischen Komplexität und Frequenzmessungsgenauigkeit zu untersuchen, wurde eine Reihe von Computersimulationen durchgeführt, bei denen (a) die Frequenzverschiebung zwischen ±500 Hz in Schritten von 1,95 Hz bei einem Zeitschlitz von Daten bei jedem Frequenzschritt verändert wurde, (b) unterschiedliche Werte des Verringerungsfaktors (M) und der Anzahl gemessener Datenpunkte, die bei dem Fehlerquadrat-Linearanpassungsalgorithmus eingesetzt wurden, verändert wurden, wobei das Produkt (2N+1) (M) 800 beibehalten wurde, so daß in jedem Fall dieselbe Spanne von Datenpunkten eingesetzt wurde.
Eine Zusammenfassung dieser drei Simulationen findet sich untenstehend.
Da ein herkömmlicher 8-Bit-D/A-Wandler 155 in der Frequenzsteuerschleife eingesetzt wird und die Stabilität des VCXO 115 ±2,5ppm bei ein 1 GHz beträgt, wobei eine Abweichungsschrittgröße von 19,5 Hz vorausgesetzt wird, führen die Werte von N und M, die in Simulation 2 verwendet werden, zu einem Frequenzmeßfehler von ungefähr 1/2 LSB des D/A-Wandlers 155 in bezug auf die Stabilität des VCXO 115. Das Ergebnis von Simulation 2 ist in Fig. 3 dargestellt, wobei VC(t) als Funktion der Frequenzabweichung dargestellt ist.
Es ist anzumerken, daß, wenn N ausgewählt ist, der Nenner in (14) vorausberechnet werden kann. Der Einfachheit halber kann der in (14) eingesetzte Nenner so ausgewählt werden, daß der Frequenzmeßvorgang beschleunigt wird, indem der Nenner W eine Potenz von 2 ist, d.h. es gilt
Unter Verwendung der oben definierten Konstanten in (15) ist der Ausdruck für die momentane Frequenzabweichung bezüglich des gemessenen Parameters S' FAbweichung
Bei der bevorzugten Ausführung gilt
und damit ist
und damit ist
FAbweichung(Hz)=63,875 5.
Ein System, bei dem ein Empfänger mit der vorliegenden Erfindung eingesetzt würde, ist das in den erwähnten GSM-Dokumenten für das gesamteuropäische System vorgegebene. Ein in Fig. 4 dargestelltes Zeitdiagramm bezieht die Bündel-TDMA-Übertragungen auf die Frequenzsteuerung der vorliegenden Erfindung. Bei der in Fig. 4 dargestellten beispielhaften Übertragung werden ein übertragungsblock und ein Teil eines zweiten Übertragungsblocks, die als Blöcke von Informationsübertragungen dargestellt sind, als Ferquenzauslenkungen um eine mittlere Trägerfrequenz (fC) herum dargestellt. Diese Informationsblöcke sind jeweils herkömmliche TDMA-Zeitschlitze, wobei jeder Zeitschlitz Informationen zu einem ausgewählten anderen Empfänger überträgt. Bei der bevorzugten Ausführung dauert jeder Block über einen Zeitraum an, der 4,6ms entspricht, und jeder Zeitschlitz hat eine Zeitdauer von 0,58ms.
Um ein Frequenzkorrektursignal von dem Sender zu den verschiedenen Empfängern zu übertragen, wird bei der bevorzugten Ausführung eine bestimmte Trägerfrequenzverschiebung während eines vorgegebenen Zeitschitzes eingesetzt, wie dies z.B. in 401 dargestellt ist. (Diese Trägerverschiebung wird als "reine Sinuswelle" (pure sine wave - PSW)) bezeichnet. Die Trägerverschiebung entspricht 13 Mhz/192 67,708 kHz (in einem Toleranzbereich von ±0,05ppm = ±0,00338Hz). Reguläre TDMA-Informationsübertragungen können, wie dargestellt, in folgenden Zeitschlitzen ablaufen. Die PSW muß nicht während jedes Blocks übertragen werden - bei der bevorzugten Ausführung wird die PSW mit einer Frequenz von ungefähr 21 mal pro Sekunde übertragen.
Die Frequenzsteuerung der vorliegenden Erfindung verarbeitet die PSW wie bereits beschrieben. Beim Empfang der PSW wird die Kurve, die die Frequenzverschiebung (in Hertz) auf das erforderliche Frequenzsteuersignal (in Millivolt) bezieht, auf der Grundlage des Wertes der Frequenzverschiebung, der mit der Phasenkurvenberechnung errechnet wurde, abgefragt. Der Einzelwert des Steuersignals (VC(t)), der der Frequenzverschiebung entspricht, wird bestimmt. Dieser einzelne Steuersignalwert wird in den VCXO 115 als einzelner Schritt eingegeben, der die VCXO Frequenz in 0,03ppm der Trägerfrequenz des gesendeten TDMA-Signals anordnet. Dieser einzelne Steuersignalwert wird für die Dauer der Blöcke des Signals aufrechterhalten, bis die nächste PSW empfangen wird. Auf diese Weise wird eine schnelle und genaue Korrektur der Frequenzabweichung zwischen der gesendeten Trägerfrequenz und der empfangenen Frequenz erreicht.

Claims

1. Frequenzsteuervorrichtung für ein Bündelbetriebs-Funksystem, bei der ein Frequenzkorrektursignal genutzt wird, das als ein Bündel gesendet wird, um Korrektur von Frequenzunterschieden zwischen der Frequenz des Funkträgers eines folgenden Informationsübertragungsbündels und der Empfangsfrequenz eines Funkempfängers zu ermöglichen, wobei die Frequenzsteuervorrichtung umfaßt:

eine Einrichtung (104, 105, 107, 109, 113, 129, 139, 141, 143, 145, 147, 149), die einen durchstimmbaren Oszillator (115) einschließt, um ein Frequenzkorrektursignalbündel abzutasten und einen Frequenzunterschied zwischen der Funkträgerfrequenz des Informationsübertragungsbündels und dem durchstimmbaren Oszillator auf der Grundlage einer Phasenkurve zu erzeugen, die von wenigstens zwei Abtastwerten abgeleitet wird; sowie

eine Einrichtung (145, 147, 149, 151, 153, 155), die mit der Einrichtung zum Empfangen des Frequenzkorrektursignalbündels verbunden ist, um jeweils einzeln einen einzelnen Steuersignalwert auf der Grundlage des Frequenzunterschiedes zu erzeugen und den einzelnen Steuersignalwert an den durchstimmbaren Oszillator anzulegen, um den Frequenzunterschied zu korrigieren.

2. Frequenzsteuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Einrichtungen zum Erzeugen weiterhin eine Einrichtung zum Berechnen wenigstens einer Phasengröße umfassen, die auf den Frequenzunterschied bezogen wird, und wobei die Vorrichtung des weiteren Einrichtungen (117, 119, 123) umfaßt,

die das Frequenzkorrektursignalbündel in I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale umwandeln.

3. Frequenzsteurvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Einrichtungen zum Erzeugen weiterhin gekennzeichnet sind durch:

Einrichtungen (139, 141), die die Frequenz wenigstens einiger der I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale um eine vorgegebene Frequenz umsetzen;

eine Einrichtung (143), die die I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale abtastet, um I- und Q-Korrektursignalabtastwerte zu erzeugen; und

Einrichtungen (145, 147, 149), die eine Phasenkurve aus wenigstens einigen der I- und Q-Korrektursignalabtastwerte erzeugen.

4. Frequenzsteuervorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Einrichtung (145), die wenigstens eine Phasengröße berechnet, des weiteren eine Einrichtung umfaßt, die den Arkustangens für den Quotienten eines Q-Korrektursignalabtastwertes, das durch einen I-Korrektursignalabtastwert dividiert wird, berechnet, und wobei die Einrichtung zum Berechnen eine Fehlerquadrat-Linearanpassungskurve einer ersten Berechnung eines Arkustangens an eine zweite Berechnung eines Arkustangens so eine Beziehung von Frequenzunterschied zu Steuersignalwert erzeugt, aus der ein einzelner Steuersignalwert für jeden Frequenzunterschied abgeleitet wird.

5. Frequenzsteuervorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Einrichtungen zum Erzeugen des weiteren eine Einrichtung umfassen, die eine Beziehung (151, 153) von Frequenzunterschied zu Steuersignalwert auf der Grundlage vorgegebener Kennlinien des durchstimmbaren Oszillators (115) erzeugt, aus der ein einzelner Steuersignalwert für jeden Frequenzunterschied abgeleitet wird, und wobei die Einrichtungen, die den einzelnen Steuersignalwert erzeugen und anlegen, um den Frequenzunterschied zu korrigieren, den einzelnen Steuersignalwert innerhalb eines Blocks einer Vielzahl von Informationsübertragungsbündeln anlegen.

6. Frequenzsteuervorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, die weiterhin umfaßt:

eine Oszillatoreinrichtung (115), die ein Signal mit einer vorgegebenen Nennfrequenz erzeugt, und

Einrichtungen (104, 105), die ein Informationsübertragungssignal im wesentlichen bei der Frequenz der Oszillatoreinrichtung sowie ein Bezugssignal mit einer festen Frequenzabweichung gegenüber der Informationsübertragungssignalfrequenz empfangen.

7. Frequenzsteuervorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Einrichtungen, die ein Korrektursignal erzeugen, gekennzeichnet sind durch eine Einrichtung, die digital eine kalibrierte S-Kurve eines Korrekturwertes als Funktion der Frequenzabweichung erzeugt, und die im wesentlichen unempfindlich gegenüber Amplitudenschwankungen des Bezugssignals ist.

8. Frequenzsteuervorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, wobei das einzelne Korrektursignal bewirkt, daß die Oszillatoreinrichtung ein Signal innerhalb eines Teils pro Million der Frequenz des Informationsübertragungssignals in einem Schritt innerhalb von zehn Systemblöcken erzeugt.

9. Verfahren zur Frequenzsteuerung für einen Empfänger in einem Bündelbetriebs-Funksystem, bei dem ein Frequenzkorrektursignal genutzt wird, das als ein Bündel übertragen wird, um Korrektur von Frequenzunterschieden zwischen der Frequenz des Funkträgers eines folgenden Informationsübertragungsbündels und der Empfangsfrequenz des Funkempfängers zu ermöglichen, wobei das Verfahren zur Frequenzsteuerung die folgenden Schritte umfaßt:

Abtasten (104, 105, 107, 109, 113, 129, 139, 141, 143, 145, 147, 149) eines Frequenzkorrektursignalbündels und Erzeugen eines Frequenzunterschiedes zwischen der Funkträgerfrequenz des Informationsübertragungsbündels und einem durchstimmbaren Oszillator auf der Grundlage einer Phasenkurve, die von wenigstens zwei Abtastwerten abgeleitet wird; und

jeweils einzelnes Erzeugen (145, 147, 149, 151, 153, 155), eines einzelnen Steuersignalwertes auf der Grundlage des Frequenzunterschiedes und Anlegen des einzelnen Steuersignalwertes an den durchstimmbaren Oszillator, um den Frequenzunterschied zu korrigieren.

10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei das Verfahren des weiteren gekennzeichnet ist durch den Schritt des Umwandelns (117, 119, 123) des Frequenzkorrektursignalbündels in I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale, und wobei der Schritt des Erzeugens weiterhin gekennzeichnet ist durch die Schritte des Berechnens (145) des Arkustangens des Quotienten eines Q-Korrektursignalabtastwertes dividiert durch einen I-Korrektursignalabtastwert, und

Berechnen (149) einer Fehlerquadrat-Linearanpassungskurve einer ersten Berechnung eines Arkustangens an eine zweite Berechnung eines Arkustangens, so daß eine Beziehung von Frequenzunterschiedes zu Steuersignalwert erzeugt wird, aus der ein einzelnes Steuersignal für jeden Frequenzunterschied abgeleitet wird; und

wobei der Schritt des Erzeugens des weiteren gekennzeichnet ist durch die folgenden Schritte:

(a) Berechnen (129) wenigstens einer Phasengröße, die auf den Frequenzunterschied bezogen wird,

(b) Umsetzen (139, 141) der Frequenz wenigstens einiger der I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale um eine vorgegebene Frequenz,

(c) Abtasten (143) der I- und Q-Quadratur-Frequenzkorrekturbündelsignale, um I- und Q-Korrektursignalabtastwerte zu erzeugen, und

(d) Erzeugen (154, 147, 149) einer Phasenkurve aus wenigstens einigen der I- und Q-Korrektursignalabtastwerte.