DE69933282T2

DE69933282T2 - Automatische Frequenzregelschleife mit Mehrwegekombinierer für einen Rake-Empfänger

Info

Publication number: DE69933282T2
Application number: DE69933282T
Authority: DE
Inventors: J. Antoine ROUPHAEL; Farbod Kamgar
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1998-12-18
Filing date: 1999-12-13
Publication date: 2007-04-26
Anticipated expiration: 2019-12-14
Also published as: EP1057282A1; EP1057282B1; TW466840B; DE69933282D1; WO2000038343A1; KR20010040991A; JP2002533981A; US6278725B1; KR100700424B1; JP4391024B2

Description

Die vorliegende Erfindung ist auf einen Mehrwegekombinierer einer automatischen Frequenzabstimmungs-Regelschleife (Automatic Frequency Control, AFC-Regelschleife) für einen RAKE-Empfänger und im Besonderen auf einen AFC-Kombinierer gerichtet, der die Dopplerfrequenzversätze aus allen RAKE-Fingern entfernt.
Typischerweise empfängt bei terrestrischer Kommunikation ein Empfänger ein gesendetes Signal, das sich über einen direkten Weg und indirekte Wege fortbewegt hat. Ausbreitung über die indirekten Wege, die als Mehrwegeausbreitung bezeichnet wird, ergibt sich daraus, dass das gesendete Signal von umgebendem Gelände reflektiert und gebeugt wird. Die Mehrwegesignale, die sich über die indirekten Wege fortbewegen, unterliegen Frequenz- und Zeitversätzen.
US-A-5.659.573 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erleichtern kohärenten Kommunikationsempfangs. Ein empfangenes symbolcodiertes Referenz-Spreizspektrum-Kommunikationssignal wird mit einem Spreizcode entspreizt, um einen Strom von Referenzabtastungen und einen Strom von Datenabtastungen herzuleiten. Die Kanalantwort wird unter Nutzung des Stroms von Referenzabtastungen abgeschätzt. Ein Versatzfrequenzdetektor ermittelt einen Versatz, der auf das empfangene Signal über eine eingerastete Frequenzregelschleife anzuwenden ist, während eine Zeitsteuerung basierend auf Leistungsabschätzungen, die aus dem Strom von Referenzabtastungen und/oder dem Strom von Datenabtastungen hergeleitet sind, langsame Zeitdrift und schnelles Fading kompensiert. Ein Schlitzdetektor steuert Gates, die die Zeitsteuerungs- und Frequenzversatzdetektor-Ausgaben der verschiedenen Zeitsteuerzweige optimieren.
Um die Energie in den mehrfachen Komponenten von Mehrwegeausbreitung eines gesendeten Signals auszunutzen, wird ein RAKE-Empfänger verwendet, der mehrfache parallele Demodulatoren zum Empfangen unterschiedlicher Mehrwegekomponenten des gesendeten Signals aufweist. Jeder Mehrwegekomponenten-Demodulator wird als ein „Finger" des RAKE-Empfängers bezeichnet. Der RAKE-Empfänger identifiziert und erfasst die mehrfachen Komponenten von Mehrwegeausbreitung mit der Hilfe eines Pilotsignals. Wie dem Fachmann wohl bekannt ist, sammelt und kombiniert ein RAKE-Empfänger die Energie der verschiedenen Wege. Typischerweise verwendet ein RAKE-Empfänger eine automatische Frequenzabstimmungs-Regelschleife (AFC-Regelschleife) zur anfänglichen Frequenzerfassung und Dopplerfrequenzjustierung des empfangenen Signals, das durch Rauschen und mehrere Wege gestört worden ist. Die Dopplerfrequenzversätze der gestörten oder durch Fading beeinträchtigten Signale ist oft unbekannt. Um die unbekannten Frequenzversätze zu erhalten, wird eine abgestimmte diskrete Quadrikorrelator- oder automatische Kreuzprodukt-Frequenzabstimmungs-(CP-AFC-)-Regelschleifenstruktur verwendet.
In der CP-AFC-Regelschleife wird der unbekannte Frequenzversatz durch Differentiation erhalten, wie in Verbindung mit Gleichung (5) und (7) beschrieben wird. Um die CP-AFC herzuleiten, betrachte man eine optimale Phasenschätzerstruktur 10, die in 1 gezeigt ist. Wie in 1 gezeigt, ist ein empfangenes Signal y(t) zwei Mischern 12, 14 bereitgestellt, die jeweils lokal oszillierende Signale 16, 18 empfangen, die eine Phasendifferenz von 90° aufweisen. Diese zwei Signale sind von einem Lokaloszillator bereitgestellt, wie z.B. einem spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oscillator, VCO) 20, wobei eines der Signale einen 90°-Phasenschieber 22 durchläuft. Die Ausgänge der zwei Mischer 12, 14 sind zwei Integratoren (oder Tiefpässen) 32 bzw. 34 bereitgestellt.
Das empfangene Signal y(t) ist durch Gleichung (1) ausgedrückt:
wobei

: die Frequenz des Lokaloszillators 20 ist;
ω: die Frequenz des empfangenen Signals y(t) ist;
θ: eine unbekannte konstante Trägerphase ist und
n(t): Rauschen ist.

Kombiniert man den Frequenzdifferenzterm
mit der unbekannten konstanten Trägerphase q zu einer unbekannten zeitvarianten Phase θ(t), wird Gleichung (1) als Gleichung (2) neu geschrieben:
Im rauschfreien Fall sind die Ausgänge der Integratoren oder Tiefpässe 32, 34 durch Gleichung (3) und (4) gegeben: yC(t) = A cosθ(t) (3)und YS(t) = A sinθ(t) (4)
Wie aus Gleichung (3) und (4) zu ersehen, ist es der Zweck der Tiefpässe (Lowpass Filters, LPFs) 32, 34, den Doppelfrequenzterm zu unterdrücken, der sich aus dem Produkt von y(t) mit den lokal oszillierenden Signalen 16, 18 ergibt. Die Differenz
zwischen der empfangenen Signalfrequenz
und der Lokaloszillatorfrequenz (ω) ist durch Gleichung (5) gegeben:
wobei θ(t) der Ausgang des in 1 gezeigten Phasenschätzers 10 ist.
Unter Verwendung der in Gleichung (6) gezeigten Identität:
kann Gleichung (5) als Gleichung (7) ausgedrückt werden:
Wegen des Differentiators in Gleichung (5) ist eine CP-AFC-Struktur-Realisierung von Gleichung (5) auch als Differentiator-AFC bekannt. Im diskreten Bereich kann die Differentiator-AFC-Struktur einfach durch Ersetzen der Ableitung dy(t)/dt zum Zeitpunkt t = nΔT durch den in Gleichung (8) gezeigten Ausdruck hergeleitet werden:
wobei ΔT für die Abtastperiode steht. Der analoge Differentiator dy(t)/dt weist eine Systemübertragungsfunktion H(s) = s auf, wohingegen das diskrete System die durch Gleichung (9) gegebene Übertragungsfunktion aufweist, die aus Gleichung (8) gefolgert werden kann:
Folglich ist die Abbildung zwischen den analogen und den diskreten Bereichen durch Gleichung (10) bestimmt:
Man beachte, dass die Abbildung in Gleichung (10) nur für Tief- und Bandpässe geeignet ist, die relativ kleine Resonanzfrequenzen aufweisen.
Um die Struktur für die Diskret-Zeit-Differentiator-AFC herzuleiten, wird Gleichung (8) in Gleichung (7) eingesetzt, um Gleichung (11) zu erbringen: y'S(t)YC(t) – Y'C(t)YS(t) ≈ [1/ΔT][YS(n – 1)YC(n) – yC(n – 1)YS(n)] (11)
Die Realisierung von Gleichung (11) ist eine diskrete Differentiator-AFC- (oder CP-AFC-) -Regelschleifenstruktur, die in 2 abgebildet ist, die später beschrieben wird.
Die Beziehung in Gleichung (11) kann ferner als Gleichung (12) ausgedrückt werden: Y'S(t)YC(t) – Y'C(t)YS(t) ≈ [1/ΔT]sinΔTΔω) (12)wobei
ist.
Beim Betreiben im linearen Gebiet (d.h. theoretisch ΔwΔT << 1)) ist die Regeldifferenz
direkt proportional der Differenz zwischen dem empfangenen Signal und den Lokaloszillatorfrequenzen. Die Beziehung ist nicht mehr linear, wenn Δω groß wird.
2 zeigt eine typische Kreuzprodukt-AFC (CP-AFC) 100, die einen Frequenzdiskriminator (FD) 110 aufweist, der eine Realisierung des in Gleichung (11) gezeigten Ausdrucks ist. Ähnlich dem Phasenschätzer 10 aus 1 ist das empfangene Signal y(t) den zwei Mischern 12, 14 zur Abwärtsmischung mithilfe lokal oszillierter Signale 16, 18 bereitgestellt, die 90° voneinander entfernt und vom VCO 20 bereitgestellt sind, wobei ein Signal durch einen 90°-Phasenschieber phasenverschoben ist. Der Anschaulichkeit wegen ist der 90°-Phasenschieber 22, der in 1 gezeigt ist, in 2 weggelassen.
Die abwärtsgemischten Signale durchlaufen jeweilige Analog-Digital-A/D-Wandler 120, 125, Integratoren 130, 135 und Dump-Filter oder Tiefpässe 140, 145. Die Ausgangssignale der Dump-Filter 140, 145 sind als y_S bzw. y_C angegeben, die die Eingangssignale zum Frequenzdiskriminator 110 sind. Das erste Signal y_S durchläuft ein erstes Verzögerungselement 150 und einen ersten Mischer oder Multiplizierer 155. In ähnlicher Weise durchläuft das zweite Signal y_C ein zweites Verzögerungselement 160 und einen zweiten Mischer oder Multiplizierer 165. Das erste Signal y_S ist auch dem zweiten Mischer 165 bereitgestellt, während das zweite Signal y_C auch dem ersten Mischer 155 bereitgestellt ist.
Die Ausgänge der zwei Mischer 155, 165 sind einer kombinierenden Schaltung 170 bereitgestellt, wie z.B. einem Subtrahierer oder einem Addierer, wobei einer der Addierereingänge 170 invertiert ist, um Subtraktion seiner zwei Eingänge zu ergeben. Der Ausgang des Addierers 170 ist das Differenzsignal, das auf der linken Seite von Gleichung (11) und (12) gezeigt ist. Dieses Differenzsignal vom Addierer 170 ist eine Schätzung des Frequenzfehlers.
Das Differenzsignal vom Addierer 170 ist anderen Schaltungen zur Verarbeitung bereitgestellt. Darüber hinaus ist das Differenzsignal vom Addierer 170 durch einen Schleifenfilter 175 und einen Digital-Analog-(D/A-)-Wandler 180 zurück zum VCO 20 geführt. Der Ausgang des Schleifenfilters 175 ist eine Schätzung des Frequenzversatzes. Der D/A-Wandler 180 wandelt seinen digitalen Eingang in ein analoges Signal um, das verwendet wird, um die Frequenz der Oszillation des VCO 20 zu justieren.
Der Ausgang des VCO 20 ist dann entweder zum Frequenzdiskriminator (FD) 110 oder zu Zwischenfrequenzmischern (ZF-Mischern) zurück geführt, um das zu bilden, was als kurze Regelschleife bzw. lange Regelschleife bezeichnet wird. In 2 ist der Ausgang des VCO zurück zu den Mischern 12 und 14 geführt, wobei der 90°-Phasenschieber 22 (1) zwischen dem VCO 20 und dem Mischer 12 bereitgestellt ist, wie in Verbindung mit 1 beschrieben.
Der Einfachheit halber sind kurze und lange Regelschleifen in 2 nicht unterschieden, da 2 nur einen Satz Mischer 12, 14 zeigt, die das empfangene HF-Signal in Basisbandsignale wandeln, die den A/D-Wandlern 120, 125 bereitgestellt sind. Jedoch sind typischerweise zwei Sätze Mischer bereitgestellt; ZF-Mischer, die das empfangene Hochfrequenzsignal (HF-Signal) in ein 90° entferntes Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) wandeln; und Null-ZF-Mischer (Zero-IF-Mischer), die die ZF-Signale in die Basisbandsignale zur Eingabe in die A/D-Wandler 120, 125 wandeln. Eine kurze Regelschleife verbindet den VCO mit den ZF-Mischern und eine lange Regelschleife verbindet den VCO mit den Null-ZF-Mischern. Typischerweise ist zwischen den ZF- und Null-ZF-Mischern ein HF-Filter bereitgestellt.
Die Mischer 155, 165 des Frequenzdiskriminators (FD) 110 spielen die Rolle von Korrelationsdetektoren. Das heißt, das empfangene Signal y(t) ist kreuzkorreliert mit Signalen 18, 16 vom VCO 20 und Phasenschieber 22 (1), nämlich mit
und
Die Ergebnisse dieser Kreuzkorrelation sind die jeweiligen Ausgänge
und
von den zwei Mischern 14, 12. Dies ist der rauschfreie Fall. In Gegenwart von Rauschen sind die Sinus- und Cosinusterme jedoch mit einem additiven Breitbandrauschterm kontaminiert, der bei geringem Signal-Rausch-Verhältnis (Signal-to-Noise-Ratio, SNR) dazu neigt, die ursprünglichen sinusförmigen Signale zu dominieren.
Man beachte, dass die gewünschten Signale (Sinuskurven) verglichen mit der gesamten Bandbreite (Bandwidth, BW) des Rauschens sehr nahe am Basisbandsignal sind.
Die von den Mischern 12, 14 bereitgestellten Signale werden durch die A/D-Wandler 120, 125 digitalisiert. Um das SNR zu verbessern, werden die digitalisierten Signale anschließend durch Integrations-und-Dump-Filter oder zweckentsprechende Tiefpässe 130, 140 bzw. 135, 145 geleitet. Dies glättet das Rauschen heraus. Als Nächstes werden die gefilterten Signale durch die Differentiatorschaltung oder den Frequenzdiskriminator 110 geleitet, der bzw. die die zwei Verzögerungen 150, 160, die zwei Multiplizierer 155, 160 und den Addierer 170 umfasst. Der Ausgang des Addierers 170 ist das Differenzsignal, das zurück zum VCO 20 geführt wird, wie oben beschrieben.
In Systemen auf CDMA-IS95-Basis kann während der Piloterfassungsphase der Unterschied zwischen der Frequenz ω des empfangenen Signals y(t) und der Frequenz
des Lokaloszillators 20 abhängig von der Oszillatorfrequenz in der Größenordnung mehrerer kHz liegen, wie z.B. bis zu 6 kHz oder mehr. Dieser Frequenzunterschied ist durch die Dopplerfrequenzverschiebung bedingt. In dieser Phase wird die AFC 100 zum Korrigieren entsprechend dem Frequenzunterschied verwendet. Im stationären Zustand versucht die AFC 100, die Dopplerfrequenzverschiebung nachzuverfolgen. Bei einer Trägerfrequenz zwischen 800 MHz und 900 MHz liegt die Dopplerverschiebung typischerweise bei rund 90 Hz. Bei PCS-Anwendungen (Personal Communication System, persönliches Kommunikationssystem) kann die Dopplerverschiebung 300 Hz hoch sein.
In einem herkömmlichen Rake-Empfänger kann eine AFC auf der Kombination der Frequenzversätze arbeiten, die von verschiedenen Fingern durch Platzieren verschiedener Frequenzdetektoren auf jedem Finger erhalten werden. Dieses Verfahren resultiert in einer Frequenzversatzschätzung, die gleich dem Mittelwert von Frequenzversatzschätzungen ist, die in den verschiedenen Rake-Fingern vorhanden sind. Jedoch wird bei diesem Verfahren nur der gewichtete mittlere Frequenzversatz aus jedem Weg entfernt. Das Ergebnis ist, jeden Finger mit einem Frequenzversatzfehler gleich der Differenz zwischen der Mittenfrequenz des empfangenen Signals auf mehreren Wegen und der geschätzten mittleren Frequenz zu belassen. Dies wiederum könnte auch zusätzliche Versätze und Fehler einführen, abhängig von der Stärke der Piloten, die in jedem Finger vorhanden sind, womit die Leistung des Systems verringert wird.
Bei herkömmlichen Rake-Empfängern mit AFC-Schaltungen verbleiben die Frequenzversätze in einem oder mehreren der Rake-Finger, wobei zusätzliche Verschlechterung der Leistung des Systems verursacht wird. Dementsprechend besteht Bedarf an einem Rake-Empfänger mit AFC-Schaltungen, die die Frequenzversätze aus allen Rake-Fingern entfernen.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Rake-Empfänger mit einer automatischen Frequenzabstimmungs-(AFC-)-Regelschleifenstruktur und einem AFC-Verfahren bereitzustellen. Die Erfindung ist durch die unabhängigen Ansprüche definiert. Die abhängigen Ansprüche definieren vorteilhafte Implementierungen.
Die vorliegende Erfindung löst die obige und andere Aufgaben durch Bereitstellen eines Verfahrens zum Schätzen der Frequenzen von Signalen, die durch die Finger eines Rake-Empfängers empfangen werden, und ein AFC-System für einen Rake-Empfänger, der beispielsweise für ein drahtloses Handgerät mit Codemultiplex-(CDMA-)-Modulation verwendet wird. Der Rake-Empfänger weist Finger auf und beinhaltet Frequenzdiskriminatoren und einen Kombinierer. Jeder Finger beinhaltet einen Frequenzdiskriminator. Der Kombinierer kombiniert Ausgänge von den Frequenzdiskriminatoren, um eine mittlere Frequenzschätzung aller Finger auszugeben, die zum Entfernen von Frequenzversätzen aus allen Fingern zurück zu den Frequenzdiskriminatoren geführt wird.
In einer Ausführungsform beinhaltet der Kombinierer einen Addierer, der die Ausgänge der Frequenzdiskriminatoren addiert, um ein Summensignal zu bilden, und eine Teilerschaltung, die das Summensignal durch die Anzahl der Frequenzdiskriminatoren teilt, um die mittlere Frequenzschätzung zu bilden. Der Kombinierer beinhaltet ferner einen Filter, der zwischen dem Addierer und der Teilerschaltung in verbundener Weise angeordnet ist. Darüber hinaus sind weitere Addierer bereitgestellt, wobei jeder dieser Addierer die mittlere Frequenzschätzung und einen jeweiligen der Ausgänge von den Frequenzdiskriminatoren empfängt, um eine Schätzung einer jeweiligen Frequenz des jeweiligen Signals bereitzustellen, das durch den jeweiligen Finger empfangen wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden nach Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung einfacher offensichtlich, die unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen dargelegt ist, die bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung bestimmen und zeigen, wobei über sämtliche Zeichnungen hinweg ähnliche Elemente durch identische Bezugszeichen bezeichnet sind, und in denen:
1 einen herkömmlichen Phasenschätzer zeigt;
2 eine herkömmliche automatische Kreuzprodukt-Frequenzabstimmungsschaltung(-AFC-Schaltung) mit diskretem Differentiator zeigt und
3 einen Rake-Empfänger mit einem AFC-Kombinierer gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
3 zeigt einen Rake-Empfänger 200 mit einem AFC-Kombinierer 205. Der AFC-Kombinierer 205 umfasst mindestens drei Frequenzdiskriminatoren 110-1, 110-2, 110-3 und einen Addierer 207. Veranschaulichenderweise sind drei Rake-Finger 210, 212, 214 in 3 gezeigt. Anders als die herkömmlichen AFC-Konfigurationen, die in 1 und 2 gezeigt sind, bei denen die Frequenzfehler in einem oder mehreren der Rake-Finger verbleiben, wobei zusätzliche Verschlechterung der Leistung des Systems verursacht wird, weist der in 3 gezeigte Rake-Empfänger 200 den AFC-Kombinierer 205 auf, der die Frequenzversätze oder Fehler aus allen Rake-Fingern 210, 212, 214 entfernt. Dies entfernt im Wesentlichen alle Ursachen für Leistungsverschlechterungen, die durch die verschiedenen Frequenzversätze im System veranlasst sind. Die Frequenzversätze oder – fehler Δ_ω1, Δω₂, Δω_N am Ausgang jedes Fingers 210, 212, 214 werden dann in der Kombiniererstufe 205 durch den Addierer 207 addiert, ohne dass Symbolauslöschung oder Verschlechterung zu befürchten ist.
In 3 bezeichnet die Operation {∇₁: i = 1: N} den i-ten Frequenzdiskriminator, wobei i gleich 1 bis N ist. N ist typischerweise zu 3 gesetzt, und veranschaulichenderweise sind drei Frequenzdiskriminatoren 110-1, 110-2, 110-3 in 3 gezeigt. Jedoch versteht es sich, dass bis zu N Frequenzdiskriminatoren verwendet werden können. Jeder Frequenzdiskriminator ist von dem Typ, der in 2 detaillierter gezeigt ist. Ferner können, wie in Verbindung mit 2 beschrieben, HF- und ZF-Mischer vorhanden und der VCO mit einem oder beiden der HF- und ZF-Mischer verbunden sein, um lange und kurze Regelschleifen zu bilden.
Wie in 3 gezeigt, weist jeder Rake-Finger 210, 212, 214 seinen eigenen Diskriminator 110-1, 110-2, 110-3 auf. Aufgrund verschiedener Dopplerverschiebungen, mit denen diese Signale empfangen werden, sind die Frequenzversätze in jedem Weg des Rake-Empfängers unterschiedlich. Dies gilt insbesondere während Weiterreichvorgängen bei drahtlosen Telefonen, bei denen die Mobilstation oder das Telefon von zwei oder mehr Basisstationen gleichzeitig versorgt wird.
Der Ausgang des Addierers 207 ist über einen Schleifenfilter 175 einer N-Teilerschaltung 230 bereitgestellt. Der Ausgang der N-Teilerschaltung 230 ist über den Digital-Analog-(D/A-)-Wandler 180 und spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 20 zurück zu den Mischern 12, 14 geführt, ähnlich dem in 2 gezeigten. Wie in 2 sind zwei Signale 16, 18 zwei Mischern 12, 14 zum Abwärtsmischen des empfangenen Signals y(t) bereitgestellt, und die Ausgänge der Mischer 12, 14 sind den Frequenzdiskriminatoren 110-1, 110-2, 110-3 nach Durchlaufen der Analog-Digital-(A/D-)-Wandler 120, 125, Integratoren 130, 135 und Dump-Filter 140, 145 bereitgestellt.
Addierer 250, 255, 260 sind bereitgestellt, um die Ausgänge
i=1 bis N) der Frequenzdiskriminatoren 110-1, 110-2 bzw. 110-3 und des Ausgangs
der N-Teilerschaltung 230 zu empfangen. Die Ausgänge dieser Addierer 250, 255, 260 sind die groben Schätzungen (ω_i i = 1 bis N) der tatsächlichen verschobenen Frequenzen, die in jedem Rake-Finger vorhanden sind. Daher sind die von Addierern 250, 255, 260 bereitgestellten Frequenzen die korrigierten Frequenzen, wie sie um die Dopplerverschiebung verschoben sind. Die verschobenen oder korrigierten Frequenzen werden verwendet, um nahezu versatzfreie Mehrwegesignale zu erzeugen.
Der Ausgang jedes Frequenzdiskriminators 110-1, 110-2, 110-3 ist eine Regeldifferenz, die in Gleichung (13) definiert ist:
wobei

i: der einzelne Finger ist und von 1 bis N variiert,
N: der letzte Finger ist, der in dem veranschaulichenden Beispiel, das in 3 gezeigt ist, gleich drei ist;
ω_i: die Frequenz des Signals ist, das durch den i-ten Finger empfangen wird; und
der Mittelwert geschätzter Frequenzen im RAKE-Empfänger ist.

Insbesondere ist
durch Gleichung (14) gegeben
Der Eingang zum Schleifenfilter 175 in 3 ist die kombinierte Regeldifferenz, gezeigt in Gleichung (15):
Im stationären Zustand, das heißt, nachdem sich die Regelschleife stabilisiert hat, ist der Ausgang der N-Teilerschaltung 230 die mittlere Frequenzschätzung, die durch Gleichung (16) gegeben ist:
Um den Dopplerfrequenzversatz aus jedem Finger zu entfernen, sind Kombinierer, z.B. Addierer 250, 255, 260 bereitgestellt, um die mittlere Frequenzschätzung
die durch Gleichung (16) gegeben ist, mit dem Ausgang jedes Frequenzdiskriminators 110-1, 110-2, 110-3 zu kombinieren, z.B. zu addieren. Der Ausgang der Addierer 250, 255, 260 ist eine grobe Schätzung (ω_i, i = 1 bis N) der tatsächlichen verschobenen Frequenz, wie sie durch die Dopplerverschiebung versetzt ist, die in jedem RAKE-Finger vorhanden ist. Diese Schätzungen ω_i, die von den Addierern 250, 255, 260 bereitgestellt sind, werden durch die gleitenden Mittelwertfilter weiter verfeinert, die den Integrations- 130, 135 und Dump-Filtern 140, 145 ähnlich sind und verwendet werden, um vorhandene Frequenzversätze aus jedem Finger 210, 212, 214 zu entfernen.
Das Entfernen dieser Dopplerfrequenzversätze Δω_i aus jedem Finger, um die empfangenen oder verschobenen Frequenzen ω_i festzustellen, verbessert das Signal-Rausch-Verhältnis und beseitigt die Verschlechterung aufgrund von Frequenzversätzen. Wie der Fachmann versteht, ist es notwendig, den Ausgang jedes Frequenzdetektors durch die Leistung jedes Weges zu normalisieren, um Fading sachgerecht zu behandeln. Veranschaulichenderweise wird der Rake-Empfänger 200 für drahtlose Telefone oder Handgeräte mit Codemultiplex-(CDMA-)-Modulation verwendet, wie z.B. zelluläre CDMA-Telefone oder kabellose Spreizspektrumtelefone.
Während die Erfindung besonders in Bezug auf veranschaulichende und bevorzugte Ausführungsformen derselben gezeigt und beschrieben worden ist, wird der Fachmann verstehen, dass die vorangehenden und andere Änderungen in Form und Details darin vorgenommen werden können, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen, der lediglich durch den Rahmen der angehängten Ansprüche begrenzt sein darf.
Legende der Zeichnungen
2

175: Schleifenfilter

3

175: Schleifenfilter
to RF: zu HF

Claims

Rake-Empfänger (200), der Finger (210, 212, 214) aufweist, umfassend: Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3); einen Kombinierer (205) zum Kombinieren von Ausgängen von den Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3), um eine mittlere Frequenzschätzung der Finger auszugeben, und zum Zurückführen der Frequenzschätzung zu den Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3) zum Entfernen von Frequenzversätzen aus den Fingern (210, 212, 214); wobei der Rake-Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass er ferner umfasst – Addierer (250, 255, 260), die ein jeder die mittlere Frequenzschätzung und einen jeweiligen der Ausgänge von den Frequenzdiskriminatoren zum Bereitstellen einer Schätzung einer jeweiligen Frequenz für jeden Finger empfangen.
Rake-Empfänger (200) nach Anspruch 1, wobei jeder der Finger (210, 212, 214) einen der Frequenzdiskriminatoren beinhaltet.
Rake-Empfänger (200) nach Anspruch 1, wobei der Kombinierer (205) einen Addierer (207) zum Addieren der Ausgänge von den Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3), um ein Summensignal zu bilden; und eine Teilerschaltung (230) zum Teilen des Summensignals durch eine Anzahl der Finger beinhaltet.
Rake-Empfänger (200) nach Anspruch 3, wobei der Kombinierer (205) ferner einen Filter (175) beinhaltet, der in verbundener Weise zwischen dem Addierer (207) und der Teilerschaltung (230) angeordnet ist.
Verfahren zum Schätzen der Frequenzen von Signalen, die durch die Finger eines Rake-Empfängers (200) empfangen werden, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: – Frequenzdiskriminieren von Eingängen der Finger (210, 212, 214) mit hilfe von Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3), um diskriminierte Ausgänge zu bilden; – Kombinieren der diskriminierten Ausgänge, um eine mittlere Frequenzschätzung der Finger zu bilden; und – Zurückführen der mittleren Frequenzschätzung zu den Frequenzdiskriminatoren (110-1, 110-2, 110-3) zum Entfernen von Frequenzversätzen aus den Fingern (210, 212, 214), wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch – Addieren der mittleren Frequenzschätzung mit einem jeweiligen der diskriminierten Ausgänge, um eine Schätzung einer jeweiligen Frequenz des jeweiligen Signals bereitzustellen, das durch den jeweiligen Finger empfangen wird.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei der Kombinierschritt folgende Schritte beinhaltet: – Addieren der diskriminierten Ausgänge, um ein Summensignal zu bilden; und – Teilen des Summensignals durch eine Anzahl der diskriminierten Ausgänge.
Verfahren gemäß Anspruch 6, das ferner das Filtern des Summensignals umfasst.