DE69821751T2

DE69821751T2 - Verfahren und Gerät zur Funkübertragung

Info

Publication number: DE69821751T2
Application number: DE69821751T
Authority: DE
Inventors: Nadim Khlat
Original assignee: Motorola Semiconducteurs SA
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 1998-07-30
Filing date: 1998-07-30
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2018-07-31
Also published as: CN1250338A; JP2000106533A; EP0977351A1; EP0977351B1; DE69821751D1; CN1145388C; US6782038B1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Durchführung von Funkkommunikation und im Besonderen ein tragbares Kommunikationsgerät, das ein derartiges Verfahren und eine derartige Vorrichtung eingliedert.
Hintergrund der Erfindung
In den meisten gemeinsamen Funkkommunikationsprotokollen (z. B. Groupe Spéciale Mobile – GSM) müssen tragbare Kommunikationsgeräte in der Lage sein, Funksignale auf ei ner Mehrzahl unterschiedlicher Funkfrequenzen, die unterschiedlichen Kanäle (oder Gruppen von Kanälen) entsprechen, zu empfangen und zu senden. Um Funksignale auf unterschiedlichen Funkfrequenzen zu empfangen, haben herkömmliche Funkempfänger einen Überlagerungsempfänger verwendet, in dem das eingehende Funksignal mit einem ersten örtlich erzeugten ("locally generated") Signal gemischt wird, dessen Frequenz nach Wunsch variiert werden kann. Auf diese Weise ist es möglich, ein Zwischenfrequenz ("intermediate frequency (IF)")-Signal zu erzeugen, dessen Frequenz ungefähr durch f_IF = f_RF – F_LO bestimmt wird, wobei f_IF die Frequenz des IF-Signals ist, f_RF die Frequenz des gewünschten Funk ("radio frequency")-Signals ist und f_LO die Frequenz des örtlich erzeugten Signals ist; da f_LO variieren kann, ist es immer möglich, ein f_LO so auszuwählen, dass f_IF unabhängig von dem Wert von f_RF einen einzelnen Frequenzbereich belegt. Herkömmlicherweise wird in tragbaren GSM-Kommunikationsgeräten f_IF mit einem derartigen Wert ausgewählt, dass sich das Bild (f_RF – 2_IF) außerhalb des GSM-Bandes befindet, so dass es durch geeignete RF-Filter gefiltert werden kann. Das somit bezogene IF-Signal wird dann durch einen Bandpassdurchlassfilter gefiltert, um dem gewünschten Signal den Durchgang zu ermöglichen, während an dieses angrenzende, unerwünschte Signale entfernt werden. Anschließend wird ein zweites örtlich erzeugtes Signal, dessen Frequenz der Frequenz des IF-Signals entspricht, mit dem IF-Signal gemischt, um das Basisbandsignal zu erzeugen. Ein signifikanter Nachteil eines solchen Überlagerungsempfängers ist jedoch, dass der erforderliche Bandpassdurchlassfilter nicht einfach auf einer integrierten Schaltung eingegliedert werden kann und beträchtliche Kosten mit sich bringt.
Um diesen vorstehend erwähnten Nachteil bei einem Überlagerungsempfänger zu überwinden, ist ein direkter Abwärtsumwandlungsempfänger vorgeschlagen worden, in dem f_LO so eingestellt ist, dass sie gleich f_RF derart ist, dass das IF-Signal direkt dem Basisbandsignal entspricht, was erwünscht ist. In diesem Fall ist lediglich ein Tiefpassfilter erforderlich, der nach Wunsch auf einer integrierten Schaltung ausgebildet werden kann. Jedoch ist es möglich, dass das örtlich erzeugte Signal selbst durch die Antenne des Empfängers empfangen wird und das gewünschte RF-Signal stört und folglich bei Gleichstrom innerhalb des Basisbandsignals ein Rauschen erzeugt, das durch den Tiefpassfilter nicht herausgefiltert werden wird. Auf eine ähnliche Weise kann irgendeine, durch nichtlineare Elemente innerhalb eines Empfängers verursachte nichtlineare Verzerrung auf dem Signal (oder auf "high level interfers") ebenfalls ein ungewünschtes DC-Rauschen oder AM-Elemente zweiter Ordnung innerhalb des Basisbandsignals verursachen, die nicht leicht herausgefiltert werden können, ohne das gewünschte Basisbandsignal nachteilig zu beeinflussen (N. B. das gewünschte Basisbandsignal wird ebenfalls ein DC-Element aufweisen).
Ein Quadraturempfänger mit Kompensation des durch die Mischer verursachten DC Offsets ist aus der US-A-4 955 039 bekannt. Der Quadraturempfänger enthält zum Umwandeln eines Empfangssignals in eine Nieder-Zwischenfrequenz zwei Mischer in einem phasengleichen Empfangspfad und zwei Mischer in einem Quadraturempfangspfad. An jeden der Mischer wird ein Oszillatorsignal angelegt, wobei das an den einen Mischer des jeweiligen Empfangspfades angelegte Oszillatorsignal abwechselnd dieselbe Phase wie das an den anderen Mischer auf demselben Empfangspfad angelegte Oszillatorsignal oder die diesem entgegengesetzte Phase aufweist. In je dem Empfangspfad folgt den Mischern eine Schaltung, die ein gleichphasiges Signal bzw. ein Quadratursignal zustellt.
Die US-A-5 564 097 offenbart einen Funkempfänger, in dem das Empfangssignal gespreizt und anschließend entspreizt wird, um ungewünschte Signale zu identifizieren.
Folglich besteht Bedarf für ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen von Funkkommunikation, das bzw. die die mit dem Stand der Technik verbundenen vorstehend bezeichneten Nachteile überwindet.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen und Demodulieren eines gewünschten modulierten Funkfrequenzsignals bereitgestellt, um aus diesem das gewünschte Modulationssignal wiederherzustellen, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst:
Empfangen eines Funkfrequenzsignals; Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine der Frequenz der Trägerwelle des gewünschten modulierten Hochfrequenzsignals entsprechende Festfrequenz und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; Mischen des empfangenen Funkfrequenzsignals mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Erzeugen eines Mischsignals; Umwandeln des Mischsignals von einem analogen Signal in ein digitales Signal; Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Ver zögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem ersten Mischschritt und dem zweiten Mischschritt benötigten Zeit entspricht; und Mischen des Mischsignals mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Wiederherstellen eines wiederhergestellten Signals, das sowohl ein gewünschtes Basisbandsignal, dessen Phase nicht vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal enthält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Modulieren eines Trägersignals mit einem Modulationssignal und Senden des somit gebildeten modulierten Trägersignals bereitgestellt, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; Mischen des modulierten Signals mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Erzeugen eines Mischsignals; Umwandeln des Mischsignals von einem digitalen Signal in ein analoges Signal; Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine der Frequenz des zu modulierenden Trägersignals entsprechende Festfrequenz und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem ersten Mischschritt und dem zweiten Mischschritt benötigten Zeit entspricht; Mischen des Mischsignals mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Erzeugen eines erzeugten Signals, das sowohl das gewünschte modulierte Trägersignal, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal enthält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist; und Senden des erzeugten Signals.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Funkempfänger zum Empfangen und Demodulieren eines gewünschten modulierten Funkfrequenzsignals bereitgestellt, um aus diesem das gewünschte Modulationssignal wiederherzustellen, wobei der Empfänger Folgendes umfasst: Empfangsmittel zum Empfangen eines Funkfrequenzsignals; einen Hochfrequenz-Lokaloszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine der Frequenz der Trägerwelle des gewünschten modulierten Funkfrequenzsignals entsprechende Festfrequenz und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; einen analogen Mischer zum Mischen des empfangenen Funkfrequenzsignals mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Erzeugen eines Mischsignals; einen Analog/Digital-Wandler zum Umwandeln des Mischsignals von einem analogen Signal in ein digitales Signal; einen Niederfrequenz-Lokaloszillator zum Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem analogen Mischer und einem digitalen Mischer benötigten Zeit entspricht; wobei der digitale Mischer vorgesehen ist zum Mischen des Mischsignals mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Wiederherstellen des wiederherge stellten Signals, das sowohl ein gewünschtes Basisbandsignal, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal enthält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Funksender zum Modulieren eines Trägersignals mit einem Modulationssignal und Senden des somit gebildeten modulierten Trägersignals bereitgestellt, wobei der Sender Folgendes umfasst: einen Niederfrequenz-Lokaloszillator zum Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; einen digitalen Mischer zum Mischen des Modulationssignals mit dem Niederfrequenz-Lokaloszihlatorsignal zum Erzeugen eines Mischsignals; einen Digital/Analog-Wandler zum Umwandeln des Mischsignals von einem digitalen Signal in ein analoges Signal; einen Hochfrequenz-Lokaloszillator zum Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals, das mathematisch als eine der Frequenz des zu modulierenden Trägersignals entsprechende Festfrequenz und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem digitalen Mischer und einem analogen Mischer benötigten Zeit entspricht; wobei der analoge Mischer vorgesehen ist zum Mischen des Mischsignals mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal zum Erzeugen eines erzeugten Signals, das sowohl das gewünschte modulierte Trägersignal, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal ent hält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist; und Sendemittel zum Senden des erzeugten Signals.
Vorzugsweise enthält das Empfangs- und Demodulationsverfahren den Schritt des Filterns des wiederhergestellten Signals zum Entfernen unerwünschter Elemente, einschließlich wenigstens etwas von dem Rauschen, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, aus dem wiederhergestellten Signal. Durch dieses Verfahren ist es möglich, mehr von dem nach der ersten Mischstufe erzeugten Rauschen zu entfernen, als es der Fall wäre, wenn die Phase des Rauschsignals von der vorbestimmten Phasenfunktion unabhängig wäre.
Zu beachten ist, dass die Bezugnahme auf einen obigen Mischer in der Technik allgemein als sich auf eine Mischeranordnung beziehend verstanden werden wird, die normalerweise mindestens zwei Mischer enthalten wird, so dass an dem phasengleichen Fund Q-Signal getrenntes Mischen durchgeführt werden kann und/oder so dass an dem Basisband ein Signalausgleich ausgeführt werden kann.
Vorzugsweise wird ein der vorbestimmten Phasenfunktion entsprechendes Signal durch einen Phasenfunktionsgenerator in Form eines digitalen Prozessors und/oder geeigneter digitaler Speichermittel digital erzeugt. Vorzugsweise ist der Hochfrequenz-Lokaloszillator ein digital gesteuerter/geregelter Frequenzsynthesizer und ist Idealerweise ein Fractional-N-Phase-Locked-Loop (PLL) Frequenzsynthesizer in Kombination mit dem Phasenfunktionsgenerator. Vorzugsweise wird der Niederfrequenzoszillator einfach durch den Phasenfunktionsgenerator selbst gebildet.
In einer bevorzugten Ausführungsform variiert die vorbestimmte Phasenfunktion mit der Zeit derart auf eine nichtlineare Weise, dass die Bandbreite des Signals mit der sie gemischt ist, gespreizt wird. Idealerweise ist die vorbestimmte Phasenfunktion weiterhin tätig, um das Signal, mit dem sie gemischt ist, auf eine solche Weise zu spreizen, dass mehr von der Signalleistung an die Ränder des gespreizten Signalbandes bewegt wird, als in dem zentralen Bereich des gespreizten Signalbandes verbleibt. Auf diese Weise ist es möglich, einen signifikanten Bruchteil des zwischen der ersten und der zweiten Mischstufe erzeugten Rauschens, das normalerweise im Zentrum des Frequenzbandes des Ausgangssignals (d. h. bei DC im Falle eines Empfängers oder auf der Frequenz des unmodulierten Trägersignals im Falle eines Senders) existieren würde, nach außerhalb des Frequenzbandes des Ausgangssignals zu spreizen, wo es leicht gefiltert werden kann.
Ein signifikanter Vorteil des Verwendens jeden Typs von spreizender Phasenfunktion ist, dass wenigstens einige der in dem Signalpfad verwendeten Elemente (z. B. die Analog/Digital- oder Digital/Analog-Wandler) verwendet werden können, um sowohl ein Schmalbandsignal (wie es in dem GSM-Protokoll vorzufinden ist) als auch ein Breitbandsignal (wie es in einem Breitband-CDMA-Protokoll ("CDMA = code division multiple access (Codeteilungs-Mehrfachzugriff)") vorgefunden werden kann) zu verarbeiten.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden nun Ausführungsformen von dieser lediglich beispiel haft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigt.
1 ein Blockdiagramm eines Funkempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockdiagramm des digitalen Entspreizer- und Ausgleichsequalizerblocks von 1; und
3 ein Blockdiagramm des digitalen Spreizer- und Ausgleichsequalizerblocks von 1.
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Zuerst mit Bezugnahme auf 1 umfasst ein Transceiver 1 ein gemeinsames Sende- und Empfangsmittel 10, ein Lokaloszillatormittel 50, einen Empfangspfad 100 und einen Sendepfad 200. Fachleuten in der Technik wird klar sein, dass 1 lediglich schematisch ist und eine große Anzahl von Elementen, die für das Verstehen der vorliegenden Erfindung unwesentlich sind, zum Zweck der Übersichtlichkeit weggelassen worden sind; trotzdem würde eine erfahrene Kraft keine Schwierigkeiten haben, aus der vorliegenden Erfindung in Kombination mit den Zeichnungen unter Bezugnahme auf ein geeignetes Lehrbuch, wie beispielsweise "RF transceiver architectures for wireless communication handsets" (Ecole Polytechnique Federale de Lausanne, Christian Kermarrec), einen geeigneten Transceiver zu konstruieren.
Das gemeinsame Sende- und Empfangsmittel 10 umfasst eine Antenne 11 und eine zugeordnete RF-Schaltanordnung 12 zum Steuern/Regeln des Flusses von RF-Signalen an die und von der Antenne 11 und kann beispielsweise LNA, Leistungsverstärker, geeignete Filter, Duplexer etc. enthalten. Das gemeinsame Sende- und Empfangsmittel 10 empfängt das Ausgangssignal 199 aus dem Sendepfad 200 als Eingabe und weist ein Ausgangssignal 99 auf, das die Eingabe in den Empfangspfad 100 bildet.
Das Lokaloszillatormittel 50 umfasst einen Phasenfunktionsgenerator 60, einen PLL-Frequenzsynthesizer 70 des Fractional-N-Typs, wie der in dem früheren US Patent Nr. 5,111,162 ["Digital Frequency Synthesizer having AFC and Modulation Applied to Frequency Divider", Hietala et al.] beschriebene, und ein erstes Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 80. Der Phasenfunktionsgenerator 60 erzeugt eine Mehrzahl verwandter Niederfrequenzsignale 61–69, die nachstehend ausführlicher beschrieben werden. Das Signal 65 wird an den Frequenzsynthesizer 70 angelegt, während die Signale 61–64 an den Empfangspfad 100 angelegt werden und die Signale 66–69 an den Sendepfad 200 angelegt werden. Der Frequenzsynthesizer 70 empfängt das Signal 65 zusammen mit einem Signal (nicht gezeigt), das dem Trägersignal entspricht, von einer steuernden/regelnden Prozessoreinheit und erzeugt ein erstes, ein zweites, ein drittes und ein viertes Hochfrequenzsignal 71, 72, 73, 74. Das erste Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 80 wirkt zum Steuern/Regeln der relativen Verzögerung zwischen den Phasenfunktionssignalen 61–69 und den Ausgangssignalen 71, 72, 73, 74 des Frequenzsynthesizers, wie nachstehend ausführlicher erörtert wird.
Der Empfangspfad 100 umfasst einen phasengleichen abwärts umwandelnden Mischer 110, einen quadraturphasigen abwärts umwandelnden Mischer 115, einen Analog/Digital-Wandler ("analogue to digital converter (ADC)") 120, ein zweites Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 125, ei nen digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 und einen IQ-zu-Daten-Wandler 140. Es wird selbstverständlich klar sein, dass dieser Empfangspfad 100 äußerst vereinfacht ist und deshalb eine Reihe von Elementen weglässt, die in einem tatsächlichen Empfangspfad dieser Art erforderlich wären, wie eine an verschiedenen Stufen entlang des Empfangspfades plazierte Anzahl von Filtern/Verstärkern. Solche Filter/Verstärker sind zum Zweck der Übersichtlichkeit absichtlich weggelassen worden, da sie für ein Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wichtig sind.
Der phasengleiche abwärts umwandelnde Mischer 110 und der quadraturphasige abwärts umwandelnde Mischer 115 empfangen von dem Frequenzsynthesizer 70 jeweils die Ausgangssignale 71, 72 zusammen mit dem empfangenen modulierten Trägersignal 99, das ausgegeben wird, nachdem irgendwelches anfängliches Filtern und/oder Verstärken durch das gemeinsame Empfangs- und Sendemittel 10 durchgeführt worden ist. Die Mischer 110, 115 geben ein analoges phasengleiches (I) 111 und ein quadraturphasiges (Q) 116 Basisbandsignal aus. Diese Signale werden dann zusammen mit der Ausgabe des zweiten Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittels 125 in den ADC 120 eingegeben. Der ADC 120 gibt ein digitales I-Signal 121 und ein digitales Q-Signal 122 aus, die den eingegebenen, um einen bestimmten Zeitumfang verzögerten analogen I- und Q-Signalen 111, 116 entsprechen, wobei der Zeitumfang durch das zweite Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 125 variiert werden kann.
Das digitale I-Signal 121 und das digitale Q-Signal 122 werden zusammen mit den aus dem Phasenfunktionsgenerator 60 ausgegebenen Signalen 61, 62, 63, 64 in den digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 eingegeben. Der digitale Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 gibt das entspreizte und ausgeglichene digitale I-Signal 131 und das entspreizte und ausgeglichene digitale Q-Signal 132 aus; diese I- und Q-Signale 131, 132 werden dann in den IQ-zu-Daten-Wandler 140 eingegeben, der das eingegebene I-Signal 131 und das eingegebene Q-Signal 132 in ein digitales Datensignal 101 umwandelt, das die Ausgabe des Empfangspfades 100 bildet. Vorzugsweise nimmt der IQ-zu-Daten-Wandler 140 die Form einer Nachschlagetabelle ("look-up table") oder eines anderen wohlbekannten Mittels für die Durchführung der IQ-zu-Daten-Umwandlung ein. Zwischen dem digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 und dem IQ-zu-Daten-Wandler 140 werden eine oder mehrere Filtrier-/Verstärkungsstufen sein, die mindestens eine Selektivitätsfilterstufe enthalten, die im Wesentlichen jegliches Rauschen entfernen wird, dessen Frequenz außerhalb der Bandbreite des gewünschten Signals fällt.
Der Sendepfad 200 umfasst einen Daten-zu-IQ-Wandler 240, einen digitalen Spreizer und Ausgleichsequalizer 400, einen Digital/Analog-Wandler ("digital to analogue converter (DAC)") 220, ein drittes Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 225, einen phasengleichen aufwärts umwandelnden Mischer 210, einen quadraturphasigen aufwärts umwandelnden Mischer 215 und ein Summiermittel 250. Wiederum sind eine Reihe von Signalverarbeitungselementen, wie Filter/Verstärker, zum Zweck der Übersichtlichkeit aus dem Sendepfad 100 von 1 weggelassen worden, da sie für ein Verständnis der vorliegenden Erfindung nicht wesentlich sind.
Ein zu übertragendes Datensignal 201 bildet das Eingangssignal an den Sendepfad 200 und wird in den Daten-zu- IQ-Wandler 240 eingegeben, der ein digitales I-Signal 231 und ein digitales Q-Signal 232 bildet, die dem zu übertragenden Datensignal 201 entsprechen. Das digitale I-Signal 231 und das digitale Q-Signal 232 werden zusammen mit den aus dem Phasenfunktionsgenerator 60 ausgegebenen Signalen 66, 67, 68, 69 in den digitalen Spreizer und Ausgleichsequalizer 400 eingegeben. Der digitale Spreizer und Ausgleichsequalizer 400 gibt ein gespreiztes und ausgeglichenes digitales I-Signal 221 und ein gespreiztes und ausgeglichenes digitales Q-Signal 222 aus, die zusammen mit der Ausgabe aus dem dritten Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 225 in den DAC 220 eingegeben werden.
Der DAC 220 gibt ein analoges I-Signal 211 und ein analoges Q-Signal 216 aus, die den eingegebenen, um einen bestimmten Zeitumfang verzögerten digitalen I- und Q-Signalen 221, 222 entsprechen, wobei der Zeitumfang durch das dritte Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 225 variiert werden kann. Das analoge I-Signal 211 wird zusammen mit dem Hochfrequenzsignal 73 aus dem Frequenzsynthesizer 70 in den phasengleichen aufwärts umwandelnden Mischer 210 eingegeben. Auf ähnliche Weise wird das analoge Q-Signal 216 zusammen mit dem Hochfrequenzsignal 74 aus dem Frequenzsynthesizer 70 in den quadraturphasigen aufwärts umwandelnden Mischer 215 eingegeben. Die aufwärts umwandelnden Mischer 210, 215 geben ein hochfrequenzentspreiztes analoges I-Signal 209 bzw. ein hochfrequenzentspreiztes analoges Q-Signal 204 aus, und diese Signale werden durch das Summiermittel 250 zusammensummiert, um ein analoges Trägersignal 199 zu erzeugen, das durch das Eingangsdatensignal 201 moduliert wird, wobei das Signal in das gemein same Empfangs- und Sendemittel 10 zum Senden durch dieses eingegeben wird.
Nun mit Bezugnahme auf 2 umfasst eine Implementierung des digitalen Entspreizers und Ausgleichsequalizers 300 von 1 ein Q-Empfangssignalverstärkungs-Einstellmittel 310, einen ersten 321, einen zweiten 322, einen dritten 323 und einen vierten 324 Entspreizungsmultiplizierer, einen ersten 331 und einen zweiten 332 Entspreizungs-Addierer/-Subtrahierer und einen digitalen Selektivitätsfilter 340.
Das Q-Signalverstärkungs-Einstellmittel 310 empfängt das digitale Q-Signal 122 und ein Q-Signalverstärkungs-Einstellsignal 370 und gibt ein verstärkungseingestelltes Q-Signal 311 aus. Der erste Entspreizungsmultiplizierer 321 empfängt von dem Phasenfunktionsgenerator 60 das digitale I-Signal 121 zusammen mit dem ersten Phasenfunktionssignal 61 und gibt ein Signal 351 aus, das an einen ersten Eingang des ersten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 331 angelegt wird. Der zweite Entspreizungsmultiplizierer 322 empfängt von dem Phasenfunktionsgenerator 60 ebenfalls das digitale I-Signal 121 zusammen mit dem zweiten Phasenfunktionssignal 62 und gibt ein Signal 352 aus, das an eine ersten Eingang des zweiten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 332 angelegt wird. Der dritte Entspreizungsmultiplizierer 323 empfängt von dem Phasenfunktionsgenerator 60 das verstärkungseingestellte Q-Signal 311 zusammen mit dem dritten Phasenfunktionssignal 63 und gibt ein Signal 353 aus, das an einen zweiten Eingang des ersten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 331 angelegt wird. Der vierte Entspreizungsmultiplizierer 324 empfängt von dem Phasenfunktionsgenerator 60 ebenfalls das verstärkungsein gestellte Q-Signal 311 zusammen mit dem vierten Phasenfunktionssignal 64 und gibt ein Signal 354 aus, das an einen zweiten Eingang des zweiten Entspreizungs-Addierer/-Subtrahierer 332 angelegt wird.
Die Eingänge des ersten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 331 sind angeordnet, um ein Ausgangssignal 361 zu erzeugen, das die Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen 351, 353 ist. Die Eingänge des zweiten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 332 sind angeordnet, um ein Ausgangssignal 362 zu erzeugen, das die Summe der zwei Eingangssignale 352, 354 ist. Die Eigenschaft von jedem der zwei Eingänge (ob sie umkehrend oder nichtumkehrend sind) des ersten und des zweiten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 331, 332 in dieser bestimmten Ausführungsform ist jeweils durch das erste und das zweite Entspreizungs-Steuerungs-/-Regelungs-Signal 381, 382 steuerbar/regelbar, um die Ausgänge der Addierer/Subtrahierer zu befähigen, nach Wunsch umgekehrt zu sein oder nicht (d. h. für einen bestimmten Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 381 ist der erste Eingang des ersten Addierers/Subtrahierers umkehrend, während sein zweiter Ausgang nichtumkehrend ist, und für einen alternativen Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 381 werden die Eigenschaften des ersten und des zweiten Eingangs getauscht; auf ähnliche Weise sind für einen bestimmten Zustand des zweiten Steuerungs-/Regelungs-Signals 382 beide Eingänge des zweiten Addierers/Subtrahierers 332 nichtumkehrend, aber für einen alternativen Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 382 sind beide umkehrend).
Die gesamte mathematische Verarbeitung des digitalen Entspreizers und Ausgleichsequalizers wird durch die folgende vektorielle Gleichung entwickelt: VOUT = (IIN + j·Ad·QIN·exp(j·ϕOFF))·(exp (± j·ϕSS))die, wenn in einer allgemeineren Form ausgedrückt, äquivalent ist mit: VOUT = (IIN + j·QIN · HCOMP)·ASS·(exp (± jϕSS))wobei V_OUT die Signalausgabe durch den digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer ist, H_COMP die Kompensation der ausgeglichenen Filter zum Ausgleichen irgendeiner Fehlanpassung zwischen dem I-Signalpfad und dem Q-Signalpfad ist, ϕ_SS das Phasen-Entspreizungs-/Spreizungs-Signal ist, A_SS das Amplituden-Entspreizen/-Spreizen ist (dessen Wert gesteuert/geregelt wird, um vorzugsweise nur +1 oder –1 einzunehmen), I_IN das Eingangs-I-Elementsignal und Q_IN das Eingangs-Q-Elementsignal ist.
Die Fähigkeit zum Verändern der Eigenschaft der Eingänge in die Addierer/Subtrahierer ermöglicht die Durchführung des Amplitudenspreizens und -entspreizens (wobei das Amplitudenspreizungssignal A_SS nur ±1 einnimmt) zusätzlich zu dem Phasenspreizen und -entspreizen, jedoch wird in bestimmten Anwendungen ein solches Amplitudenspreizen nicht erforderlich sein, wobei in dem Fall die Eigenschaft der Eingänge fixiert sein wird und die Steuerungs-/Regelungs-Signale 381 und 382 fehlen werden.
Die aus den Addierern/Subtrahierern 331, 332 ausgegebenen I- und Q-Signale 361, 362 werden dann an das digitale Filtrierelement 340 weitergeleitet, das eine steuerbare/regelbare Selektivitätsfiltrierstufe enthält, deren durchgelassene Bandbreite durch ein Filter-Steuerungs-/Regelungs-Signal 341 steuerbar/regelbar ist, das an einen dritten Eingang des digitalen Filtrierelements 340 angelegt wird. Das digitale Filtrierelement 340 gibt die entspreizten und ausgeglichenen digitalen I- und Q-Signale 131, 132 aus.
Mit Bezugnahme auf 3 umfasst eine Implementierung des digitalen Spreizers und Ausgleichsequalizers 400 von 1 ein ersten 421, einen zweiten 422, einen dritten r und einen vierten 424 Spreizungsmultiplizierer, einen ersten 431 und einen zweiten 432 Spreizungs-Addierer/-Subtrahierer und ein Q-Sendesignalverstärkungs-Einstellmittel 410.
Der digitale Spreizer und Ausgleichsequalizer 400 ist im Wesentlichen das Gegenteil des digitalen Entspreizers und Ausgleichsequalizers 300. Somit empfangen der erste und der zweite Multiplizierer 421, 422 beide das zu sendende digitale I-Signal 231 an ihren ersten Eingängen, während der dritte und der vierte Multiplizierer das entsprechende digitale Q-Signal 232 an ihren ersten Eingängen empfangen. An ihren zweiten Eingängen empfangen der erste, der zweite, der dritte und der vierte Multiplizierer 421, 422, 423, 424 jeweils das durch den Phasenfunktionsgenerator 60 ausgegebene sechste, siebte, achte und neunte Phasenfunktionssignal 66, 67, 68, 69. Die Ausgangssignale 451, 452, 453, 454 der Multiplizierer 421, 422, 423, 424 werden jeweils in den ersten Eingang des ersten Addierers/Subtrahierers 431, den ersten Eingang des zweiten Addierers/Subtrahierers 432, den zweiten Eingang des ersten Addierers/Subtrahierers 431 und den zweiten Eingang des zweiten Addierers/Subtrahierers 432 eingegeben.
Wie bei dem digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 geschieht die Implementierung des digitalen Spreizers und Ausgleichsequalizers 400 von 3 derart, dass die Eingänge des ersten Spreizungs-Addierers/-Subtrahierers 431 angeordnet sind, um ein Ausgangssignal 221 zu erzeugen, das die Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen 451, 453 ist, und die Eingänge des zweiten Spreizungs-Addierers/-Subtrahierers 432 angeordnet sind, um ein Ausgangssignal 411 zu erzeugen, das die Summe der zwei Eingangssignale 452, 454 ist. Weiterhin ist die Eigenschaft von jedem der zwei Eingänge (ob sie umkehrend und nichtumkehrend sind) des ersten und des zweiten Entspreizungs-Addierers/-Subtrahierers 431, 432 in dieser bestimmten Ausführungsform jeweils durch das erste und das zweite Spreizungs-Steuerungs-/Regelungs-Signal 481, 482 steuerbar/regelbar, um die Ausgänge der Addierer/Subtrahierer zu befähigen, nach Wunsch umgekehrt zu sein oder nicht (d. h. für einen bestimmten Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 481 ist der ersten Eingang des ersten Addierers/Subtrahierers 431 umkehrend, während sein zweiter Eingang nichtumkehrend ist, und für einen alternativen Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 481 werden die Eigenschaften des ersten und des zweiten Eingangs getauscht; auf ähnliche Weise sind für einen bestimmten Zustand des zweiten Steuerungs-/Regelungs-Signals 482 beide Eingänge in den zweiten Addierer/Subtrahierer 432 nichtumkehrend, aber für einen alternativen Zustand des Steuerungs-/Regelungs-Signals 382 sind beide Eingänge umkehrend).
Das Ausgangssignal 221 aus dem ersten Addierer/Subtrahierer 431 bildet das in den DAC 220 von 1 eingegebene I-Signal. Das Ausgangssignal 411 des zweiten Addierers/Subtrahierers 432 wird zusammen mit einem Verstärkungseinstellsignal 470 in das Q-Sendesignal-Verstär kungseinstellmittel 410 eingegeben. Das Ausgangssignal 222 aus dem Verstärkungseinstellmittel 410 bildet das in den DAC 221 von 1 eingegebene verstärkungseingestellte Q-Signal.
Mit Bezugnahme auf 1, 2 und 3 wird nun der Betrieb des Transceivers von 1 in Form eines vereinfachten mathematischen Ausdrucks der durch den Transceiver passierenden Signale beschrieben. Unter Berücksichtigung der folgenden wohlbekannten Ausdrücke: cosA·cosB = 1/2cos(A + B) + 1/2cos(A – B) cosA·sinB = 1/2sin(A + B) – 1/2sin(A – B) sinA·cosB = 1/2sin(A + B) + 1/2sin(A – B) sinA·sinB = 1/2cos(A – B) – 1/2cos(A + B)und vorausgesetzt, dass das durch den Phasenfunktionsgenerator 60 ausgegebene erste bis vierte und das sechste bis neunte Signal 61–64, 66–69 bestimmt werden durch: P61 = cosϕSS P62 = sinϕSS P63 = sin(ϕSS + ϕOFF) P64 = cos(ϕSS + ϕOFF) P66 = cosΦSS P67 = sin(ϕSS + ϕOFF) P68 = sinϕSS P69 = cos(ϕSS + ϕOFF)
Zuerst die Sendung von Daten betrachtend, werden die zu sendenden Daten 201 in den Sendepfad 200 eingegeben, wo sie anfänglich durch den Daten/IQ-Wandler in ein digitales I-Signal 231 und ein digitales Q-Signal 232 umgewandelt werden. Das digitale I-Signal und das digitale Q-Signal können als digitale I- und Q-Darstellungen eines konstanten Amplitudensignals mit einer zeitvariierenden Phase φϕφ_Wbetrachtet werden. Folglich können das I-Signal und das Q-Signal wie folgt geschrieben werden: I231 = cosϕW Q232 = sinϕW
Mit Bezugnahme auf 3 können nun die Ausgangssignale 451, 452, 453, 454 des ersten 421, des zweiten 422, des dritten 423 und des vierten 424 Multiplizierers ausgedrückt werden als: M451 = cosϕW·cosϕSS = 1/2cos(ϕW + ϕSS) + 1/2cos(ϕW – ϕSS) M452 = cosϕW·sin(ϕSS + ϕOFF) = 1/2sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) – 1/2sin(ϕW – ϕSS – ϕOFF) M453 = sinϕW·sinϕSS = 1/2cos(ϕW – ϕSS) – 1/2cos(ϕW + ϕSS) M454 = sinϕW·cos(ϕSS + ϕOFF) = 1/2sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) + 1/2sin(ϕW – ϕSS – ϕOFF)
Die durch den ersten und den zweiten Addierer/Subtrahierer 431, 432 ausgegebenen Signale 221, 411 werden dann bestimmt durch: I221 = M451 – M453 = cos(ϕW + ϕSS) Q411 = M452 + M454 – sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF)
Das Q-Signal 451 wird dann durch das Q-Signalverstärkungs-Einstellmittel 410 geleitet, um das verstärkungseingestellte Q-Signal 222 zu erzeugen, das bestimmt wird durch: Q222 = Ad·sin (ϕW + ϕSS + ϕOFF)wobei Ad die verstärkungseingestellte Amplitude des Signals 222 ist. Folglich ist erkennbar, dass sowohl die Phase als auch die Verstärkung des Quadratursignals eingestellt werden können, um irgendwelche Differenzen zwischen dem I-Pfad und dem Q-Pfad zwischen dem digitalen Spreizer und Ausgleichsequalizer 400 und den aufwärts umwandelnden Mischern 210, 215 durch Auswählen angemessener Werte für ϕ_OFF bzw. Ad zu kompensieren; diese Werte können durch eine geeignete Steuerungs-/Regelungs-Einheit dynamisch ausgewählt werden oder vorprogrammiert und in einem geeigneten Speichermittel, Idealerweise mit unterschiedlichen Werten für unterschiedliche Umstände (z. B. Übertragungskanal, Temperatur etc.), gespeichert werden.
Wenn das I-Signal und das Q-Signal an den aufwärts umwandelnden Mischern 210, 215 ankommen, werden sie etwas Rauschen, das ein DC-Element des Rauschens enthält, aufge nommen haben. Wenn angenommen wird, das die Kompensation des Q-Signals erfolgreich sichergestellt hat, dass das I-Signal und das Q-Signal die gleiche Amplitude aufweisen (was aus Gründen der Zweckdienlichkeit wiederum als Einheit angesehen wird) und an dieser Stelle die richtige Quadraturphasendifferenz aufweisen, und lediglich die DC-Elemente des Rauschens in diesem Stadium berücksichtigt werden, kann das I-Signal 211 und das Q-Signal 216 an dieser Stelle ausgedrückt werden als: I211 = cos(ϕW + ϕSS) + INOISE Q216 = sin(ϕW + ϕSS) + QNOISE
Das durch den Frequenzsynthesizer 70 (als Folge des zusammen mit einem durch eine geeignete Steuerung/Regelung gesendeten ausgewählten Kanalfrequenzsignal durch den Phasenfunktionsgenerator 60 gesendeten Signals 65) erzeugte dritte und vierte Hochfrequenz-Signal 73, 74 werden bestimmt durch LO73 = cos(ωRF – ϕSS) LO74 = –sin(ωRF – ϕSS) = sin(ϕSS – ωRF)
Zu beachten ist, dass ϕ_SS eine Funktion von Zeit ist und wo es eine komplizierte Funktion von Zeit ist (d. h. wo seine erste Ableitung hinsichtlich Zeit nichtkonstant ist), es wichtig ist, dass der in den Termen für LO₇₃ und LO₇₄ erscheinende Term ϕ_SS hinsichtlich Zeit so genau wie möglich dem in den Ausdrücken für I₂₁₁ und Q₂₁₆ erscheinenden ϕ_SS entspricht. Dies wird durch das Steuern/Regeln der relativen Verzögerungen der Phasenfunktion ϕ_SS erzielt, die sich entweder über den Frequenzsynthesizer 70 (wobei die Verzögerung entlang dieses Pfades durch das erste Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 80 gesteuert/geregelt wird) oder über den digitalen Spreizer und Ausgleichsequalizer 40 und den DAC 220 bewegt (wobei die Verzögerung entlang dieses Pfades durch das dritte Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittel 225 steuerbar/regelbar ist).
Ferner könnte der digitale Phasengenerator vorverzerrt werden, um die bekannte eingeführte Verzerrung des FRACN PLL LO zu berücksichtigen (diese Verzerrung geschieht aufgrund der Bandbreitenbeschränkung des FRACN PLL).
Die Ausgangssignale 209, 204 der aufwärts umwandelnden Mischer werden deshalb bestimmt durch: I209 = I211·LO73 = [cos(ϕW + ϕSS) + INOISE]·cos(ωRF·t – ϕSS) = 1/2·cos(ωRF + ϕW) + 1/2·cos(ωRF·t – ϕW – 2ϕSS) + INOISE·cos(ωRF·t – ϕSS) Q204 = Q216·LO74 = sin(ϕW + ϕSS) + QNOISE]·sin(ϕSS – ωRF·t) = 1/2·cos(ωRF + ϕW) – 1/2·cos(ωRF·t – ϕW – 2ϕSS) – QNOISE·sin(ωRF·t – ϕSS)
Diese zwei Signale werden dann durch das Summiermittel 250 (das zum Beispiel ein Zweieingangs-Hochfrequenzverstärker sein kann) summiert, um das Ausgangsignal des Sendepfads 199 zu erzeugen, das bestimmt wird durch: S199 = I209 + Q204 = cos(ωRF + ϕW) + INOISE·cos(ωRF·t – ϕSS) – QNOISE·sin(ωRF·t – ϕSS)
Somit ist erkennbar, dass das Ausgangssignal 199, wie erwünscht, zusammen mit einem Rauschelement, deren Frequenz von der Phasenfunktion ϕ_SS abhängig ist, einen modulierten Trägerwellen-Signalbereich enthält. Deshalb kann durch Auswählen einer Phasenfunktion ϕ_SS, die ein Spreizspektrum erzeugt (in dieser bevorzugten Ausführungsform von ungefähr 5 Mal der Kanalbandbreite), die Mehrheit des Rauschens nach außerhalb des wichtigen Kanals gespreizt werden, was folglich das Rauschen innerhalb des wichtigen Kanals reduziert und deshalb zu einem größeren Signal Rausch-Verhältnis führt, so weit ein Empfänger betroffen ist.
Sich nun mit Bezugnahme sowohl auf 1 als auch auf 2 der Betrachtung des Empfangs von Daten zuwendend, wird das durch den Empfangspfad 100 zu demodulierende Signal S₉₉ durch das gemeinsame Empfangs- und Sendemittel 10 nach dem Empfang an der Antenne 11 und geeigneter RF-Verarbeitung eines RF-Empfangssignals durch die zugeordnete RF-Schaltanordnung 12 ausgegeben. Das Signal S₉₉ kann durch S₉₉ = cos(ω_RF·t + ϕ_SS) bestimmt werden, wobei zum Zweck der Übersichtlichkeit das anfänglich mit dem gewünschten Signal empfangene Rauschen ignoriert worden ist. Dieses Signal S₉₉ wird dann sowohl an den phasengleichen 110 als auch an den quadraturphasigen 115 abwärts umwandelnden Mischer angelegt, wo es mit dem ersten 71 und dem zweiten 72 Ausgangssignal gemischt wird, um an den Ausgängen der Mischer Folgendes zu erzeugen: I111 = S99·LO71 = cos(ωRF·t + ϕW)·cos(ωRF·t – ϕSS) = ½cos(ϕW + ϕSS) + ½cos(2ωRF·t + ϕW – ϕSS) Q116 = S99·LO72 = cos(ωRF·t + ϕW)·sin(ωRF·t – ϕSS) = –1/2sin(ϕW + ϕSS) + ½sin(ωRF.t + ϕW – ϕSS)
Diese Signale werden dann (in keiner bestimmten Reihenfolge) gefiltert, verstärkt und digitalisiert, um die durch I₁₂₁ = cos (ϕ_W + ϕ_SS) + I_NOISE und Q₁₂₂ = –(1/Ad)·sin(ϕ_W + ϕ_SS + ϕ_OFF) + (1/Ad)·Q_NOISE bestimmten Signale I₁₂₁ und Q₁₂₂ abzuleiten, wobei die Größenordnung des phasengleichen Signals I₁₂₁ aus Gründen der Zweckdienlichkeit wieder normalisiert worden ist. I_NOISE und Q_NOISE stellen die DC-Elemente eines durch das I-Signals und das Q-Signal vor dem Erreichen des digitalen Entspreizers und Ausgleichsequalizers 300 aufgenommenen Rauschens dar. Ein derartiges Rauschen kann beispielsweise als Folge einer Leckage aus dem Lokaloszillator 70 entstehen, die zu dem Empfangssignal addiert wird und deshalb durch die Mischer 110 und 115 in ein ungewünschtes DC-Element abwärts umgewandelt wird.
Weil sich die phasengleichen und die quadraturphasigen Signale zwischen den Mischern 110, 115 und dem digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 entlang unterschiedlicher Pfade bewegen, wird klar sein, dass zwischen diesen Signalen ein Phasenoffset ϕ_OFF eine Verstärkungsdifferenz 1/Ad entstanden sein werden. Die relative Verstärkungsdifferenz 1/Ad wird durch das Verstärkungseinstellmittel 310 kompensiert, das wirkungsvoll das Eingangssignal Q₁₂₂ mit dem Verstärkungseinstellsignal 370 multipliziert, um Folgendes zu bestimmen: Q311 = Q122·AD370 = –(1/Ad)·Ad·sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) + QNOISE = –sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) + QNOISE
Die Ausgangssignale 351, 352, 353, 354 des ersten 321, des zweiten 322, des dritten 323 und des vierten 324 Multiplizierers des Entspreizers 300 werden bestimmt durch: M351 = [cos(ϕW + ϕSS) + INOISE·cosϕSS = 1/2cosϕW + 1/2cos(ϕW + 2ϕSS) + INOISE·cosϕSS M352 = [cos(ϕW + ϕSS + INOISE)]·sinϕSS = –1/2sinϕW + 1/2sin (ϕW + 2ϕSS) + INOISE·sinϕSS M353 = [–sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) + QNOISE]·sin(ϕSS + ϕOFF) = –1/2cosϕW + 1/2cos(ϕW + 2ϕSS + 2ϕOFF) + QNOISE·sin(ϕSS + ϕOFF) M354 = [–sin(ϕW + ϕSS + ϕOFF) + QNOISE]·cos(ϕSS + ϕOFF) = –1/2sinϕW – 1/2sin(ϕW + 2ϕSS + 2ϕOFF) + QNOISE·cos(ϕSS + ϕOFF)
(Um sicherzustellen, dass der in den Terms P₆₁–P₆₄ erscheinende Term ϕ_SS dem in den Termen I₁₂₁ und Q₃₁₁ erscheinenden Term ϕ_SS entspricht, ist zu beachten, dass es notwendig ist, dass geeignete Verzögerungen entlang eines ersten Pfades zwischen dem Phasenfunktionsgenerator 60 und dem digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 über den Lokaloszillator 70, die Mischer 110 und 115 und den ADC 120 und ein zweiter Pfad direkt durch die Signale 61–64 geschaffen werden. Dies wird dadurch erreicht, dass der Phasenfunktionsgenerator in Bezug auf das/die Signal e) 65 eine Grobverzögerung auf den Signalen 61–64 bereitstellt und dass unter Verwendung des ersten und des zweiten Verzögerungs-Steuerungs-/Regelungs-Mittels 80, 125 eine Feinverzögerungs-Steuerung/-Regelung bereitgestellt wird).
Ferner könnte der digitale Phasengenerator vorverzerrt werden, um die bekannte eingeführte Verzerrung des FRACN PLL LO zu berücksichtigen (diese Verzerrung geschieht aufgrund der Bandbreitenbeschränkung des FRACN PLL).
Die durch den ersten und den zweiten Addierer/Subtrahierer 331, 332 ausgegebenen Signale 361, 362 werden dann bestimmt durch: I361 = M351 – M353 = cosϕW + [1/2cos (ϕW + 2ϕSS) – 1/2cos (ϕW + 2ϕSS + 2ϕOFF) + N Q362 = M352 + M354 = –sinϕW + [1/2sin(ϕW + 2ϕSS) – 1/2sin(ϕW + 2ϕSS + 2φOFF) + M
(Zu beachten ist, dass der zweite Term in beiden der vorstehenden Ausdrücke, in rechteckigen Klammern, im Vergleich zu dem gewünschten Signal für einen kleinen wert von ϕ_OFF relativ klein sein wird und er ferner zweimal durch 2ϕ_SS gespreizt werden wird, was dann durch die Selektivitätsfilter gefiltert werden wird). Hierbei stellen N und M das Ergebnis des Passierens der DC-Rauschelemente durch den digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer 300 dar, dessen Wirkung das Multiplizieren der DC-Elemente mit einer variierenden Frequenz (gesteuert/geregelt durch ϕ_SS) ist und somit das Spreizen dessen, was ein DC-Rauschen war, zu Frequenzen über die gespreizte Signalbandbreite hinweg.
Diese Signale werden dann durch eine digitale Selektivitätsfilterstufe 340 geleitet, wobei irgendwelches Rauschen außerhalb der Bandbreite der gewünschten Signale einschließlich eines großen Bereichs der gespreizten Rauschsignale N und M entfernt werden. Zu beachten ist, dass die genauen Eigenschaften der digitalen Selektivitätsfilter durch eine geeignete Steuerungs-/Regelungs-Einheit, wie einen DSP oder Mikroprozessor, gesteuert/geregelt werden können und dies in 2 durch das Steuerungs-/Regelungs-Signal 341 dargestellt wird.
Die Ausgangssignale 131, 132 aus der digitalen Selektivitätsfilterstufe 340 werden dann zu dem I- und dem Q-Element des gewünschten Signals V_WANTED = exp (–j · ϕ_W), die in den IQ-zu-Daten-Wandler 140 eingegeben werden, der das gewünschte Datensignal 101 wiederherstellt, das aus dem Empfangspfad 100 ausgegeben wird.

Claims

Verfahren zum Empfangen und Demodulieren eines gewünschten modulierten Hochfrequenzsignals (99), um aus diesem das gewünschte Modulationssignal (101) wiederherzustellen, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Empfangen eines Hochfrequenzsignals (99); Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals (71, 72), das mathematisch als eine der Frequenz der Trägerwelle des gewünschten modulierten Hochfrequenzsignals entsprechende Festfrequenz und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; Mischen (110, 115) des empfangenen Hochfrequenzsignals (99) mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal (71, 72), um ein Mischsignal (111, 116) zu erzeugen; Umwandeln (120) des Mischsignals aus einem analogen Signal in ein digitales Signal (121, 122); Erzeugen (60) eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals (61–65), das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem ersten Mischschritt (110, 115) und dem zweiten Mischschritt (300) benötigten Zeit entspricht; und Mischen des Mischsignals (121, 122) mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal (61–64) zum wiederherstellen eines wiederhergestellten Signals (131, 132) einschließlich sowohl eines gewünschten Basisbandsignals, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch eines Rauschsignals, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist.
Verfahren zum Modulieren eines Trägersignals mit einem Modulationssignal (201) und Senden des somit gebildeten modulierten Trägersignals (199), wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Erzeugen (60) eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals (65–69), das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; Mischen des Modulationssignals (231, 232) mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal (66–69) zum Erzeugen eines Mischsignals (221, 222); Umwandeln (220) des Mischsignals von einem digitalen Signal (221, 222) in ein analoges Signal (211, 216); Erzeugen (70) eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals (73, 74), das mathematisch als eine der Frequenz der Trägerwelle des zu modulierenden Hochfrequenzsignals entsprechende Festfrequenz und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem ersten Mischschritt (400) und dem zweiten Mischschritt (210, 215) benötigten Zeit entspricht; Mischen des Mischsignals (211, 216) mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal (73, 74) zum Erzeugen eines erzeugten Signals (209, 204; 199) einschließlich sowohl des gewünschten modulierten Trägersignals, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch eines Rauschsignals, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist; und Senden des erzeugten Signals.
Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei die vorbestimmte Phasenfunktion zeitlich auf eine nichtlineare Weise variiert, um die Bandbreite des Signals, mit dem sie gemischt wird, zu spreizen.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei die vorbestimmte Phasenfunktion derart ist, dass die Bandbreite des Signals, mit dem sie gemischt wird, auf eine solche weise gespreizt wird, dass mehr von der Signalleistung an die Ränder des gespreizten Frequenzbandes bewegt wird, als in dem Zentralbereich des gespreizten Frequenzbandes verbleibt, wodurch ein signifikanter Bruchteil des zwischen der ersten und der zweiten Mischstufe erzeugten Rauschens nach außerhalb des Frequenzbandes des gewünschten Modulationssignals gespreizt wird, wo es leicht herausgefiltert werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 3 oder 4, das, wenn es von Anspruch 1 abhängt, weiterhin den Schritt des Filterns des wiederhergestellten Signals zum Entfernen unerwünschter Bestandteile aus dem wiederhergestellten Signal enthält, einschließlich zumindest eines Teils des Rauschens, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist.
Funkempfänger zum Empfangen und Demodulieren eines gewünschten modulierten Hochfrequenzsignals (99), um aus diesem das gewünschte Modulationssignal (101) wiederherzustellen, wobei der Empfänger folgendes umfasst: Empfangsmittel (10) zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals (99); einen Hochfrequenz-Lokaloszillator (70) zum Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals (71, 72), das mathematisch als eine der Frequenz der Trägerwelle des gewünschten modulierten Hochfrequenzsignals entsprechende Festfrequenz und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; einen analogen Mischer (110, 115) zum Mischen des empfangenen Hochfrequenzsignals (99) mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal (71, 72) zum Erzeugen eines Mischsignals (111, 116); einen Analog/Digital-Wandler (120) zum Umwandeln des Mischsignals von einem analogen Signal in ein digitales Signal (121, 122); einen Niederfrequenz-Lokaloszillator (60) zum Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals (61–65), das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß der vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem analogen Mischer (110, 115) und einem digitalen Mischer (300) benötigten Zeit entspricht, wobei der digitale Mischer (300) zum Mischen des Mischsignals mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal (61–64) zum Wiederherstellen eines wiederhergestellten Signals (131, 132) sowohl ein gewünschtes Basisbandsignal, dessen Phase nicht von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal enthält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, vorgesehen ist.
Funksender zum Modulieren eines Trägersignals mit einem Modulationssignal (201) und Senden des somit gebildeten modulierten Trägersignals, wobei der Sender folgendes umfasst: einen Niederfrequenz-Lokaloszillator (60) zum Erzeugen eines Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignals (65–69), das mathematisch als eine Festfrequenz von Null und eine zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variierende Phase aufweisend beschrieben werden kann; einen digitalen Mischer (400) zum Mischen des Modulationssignals (201; 231, 232) mit dem Niederfrequenz-Lokaloszillatorsignal (66–69) zum Erzeugen eines Mischsignals (221, 225); einen Digital/Analog-Wandler (220) zum Umwandeln des Mischsignals von einem digitalen Signal in ein analoges Signal (211, 216); einen Hochfrequenz-Lokaloszillator (70) zum Erzeugen eines Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignals (73, 74), das mathematisch als eine der Frequenz des zu modulierenden Trägersignals entsprechende Festfrequenz und eine Phase aufweisend beschrieben werden kann, wobei die Phase zeitlich gemäß einer vorbestimmten Phasenfunktion variiert, wenn sie durch eine vorbestimmte Verzögerung verzögert wird, die der durch das Signal zum Ausbreiten zwischen dem digitalen Mischer (400) und einem analogen Mischer (210, 215) benötigten Zeit entspricht, wobei der analoge Mischer (210, 215) zum Mischen des Mischsignals (211, 216) mit dem Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignal (73, 74) zum Erzeugen eines erzeugten Signals (209, 210; 149), das sowohl das gewünschte modulierte Trägersignal, dessen Phase nicht von der vorbestimm ten Phasenfunktion abhängig ist, als auch ein Rauschsignal enthält, dessen Phase von der vorbestimmten Phasenfunktion abhängig ist, vorgesehen ist; und Sendemittel zum Senden des erzeugten Signals.
Funkempfänger oder -sender nach einem der Ansprüche 6 oder 7, der weiterhin einen Phasenfunktionsgenerator zum Erzeugen der vorbestimmten Phasenfunktion enthält.
Funkempfänger oder -sender nach Anspruch 8, wobei der Niederfrequenzoszillator durch den Phasenfunktionsgenerator gebildet wird.
Funkempfänger oder -sender nach einem der Ansprüche 8 oder 9, wobei der Phasenfunktionsgenerator eine Nachschlagetabelle ("look-up table") enthält, in der Abtastwerte der vorbestimmten Phasenfunktion gespeichert sind.
Funkempfänger oder -sender nach einem der Ansprüche 6 bis 10, wobei der Hochfrequenz-Lokaloszillator einen digital gesteuerten/geregelten Frequenzsynthesizer in Kombination mit dem Phasenfunktionsgenerator umfasst.
Funkempfänger oder -sender nach Anspruch 11, wobei der digital gesteuerte/geregelte Frequenzsynthesizer einen Fractional-N-Frequenzsynthesizer umfasst.
Funkempfänger nach Anspruch 6 oder einem der Ansprüche 8 bis 12, der, wenn er von Anspruch 6 abhängt, weiterhin einen digitalen Entspreizer und Ausgleichsequalizer um fasst, der den digitalen Mischer zum Ausführen des IQ-Ausgleichs zusätzlich zum Signalentspreizen enthält.
Funksender nach Anspruch 7 oder einem der Ansprüche 8 bis 12, wenn von Anspruch 7 abhängig, der weiterhin einen digitalen Spreizer und Ausgleichsequalizer umfasst, der den digitalen Mischer zum Ausführen des IQ-Ausgleichs zusätzlich zum Signalspreizen enthält.
Funkempfänger oder -sender nach Anspruch 13 oder 14, wobei die Phasenfunktion vorverzerrt ist, um die eingeführte Verzerrung des Hochfrequenz-Lokaloszillators zu berücksichtigen.