CN1145388C - 无线通信的信号处理方法、无线接收机和发射机 - Google Patents

Abstract

一种接收和发送所需已调射频信号，以及将其解调以从中恢复所需调制信号131，132的方法和装置，该方法包括以下步骤：接收射频信号99；生成高频本地振荡器信号71，72；将接收的射频信号99和高频本地振荡器信号71，72混频，生成混频信号111，116；将混频信号从模拟信号转换成数字信号121，122；生成低频本地振荡器信号61，62，63，64；将混频信号与低频本地振荡器信号混频，恢复出恢复信号131，132。

Description

无线通信的信号处理方法、无线接收机和发射机

本发明涉及实现无线通信的一种方法和装置，尤其涉及运用了该方法和装置的便携式通信设备。

在最常见的无线通信协议(例如移动专家小组-GSM)中，便携式通信设备必须能够在多种不同射频上收发无线信号，这些射频对应于不同信道(或信道组)。为了在不同射频上接收无线信号，传统的无线接收机采用了超外差接收机，其中到来的射频信号与第一本地生成信号混频，后者的频率可以根据需要变化。通过这种方式，可以生成中频(IF)信号，其频率约为f_IF＝f_RF-f_LO，其中f_IF是IF信号的频率，F_RF是所需射频的频率，f_LO是本地生成的信号频率；因为f_LO可以变化，所以总能够选择某个f_LO，使得不论f_RF的值是多少，f_LO都占用单个频段。在常规GSM便携式通信设备中，选择f_IF的值，使得(f_RF-2f_IF)的镜像超出了GSM频段，从而可以被适当的RF滤波器滤波。然后用带通滤波器对得到的IF信号进行滤波，使得所需信号能够通过，而消除附在其上的不需要的信号。之后，将频率与IF信号相等的第二本地生成信号与IF信号混频，生成基带信号。但是，这种超外差接收机的一个重要缺陷在于，所需的带通滤波器无法容易地集成到集成电路中，其成本高昂。

为了克服超外差接收机的上述缺陷，提出了直接下向变换接收机，其中将f_LO设置成与f_RF相等，使得IF信号直接对应于所需的基带信号。在这种情况下仅需要低通滤波器，它可以安置在所需集成电路上。但是，本地生成的信号本身可能会被接收机的天线接收，干扰所需的rf信号，从而在低通滤波器不过滤的基带信号的dc上生成噪声。类似地，接收机中非线性元件所引起的信号的任何非线性失真(或者高层干扰)也会导致基带信号上不希望出现的dc噪声，或者第二级AM分量，在不对所需基带信号产生负面影响的前提下，无法容易地过滤掉它们(注意所需的基带信号也具有dc分量)。

因此，需要这样一种实现无线通信的方法和装置，它能够克服与上述现有技术相关联的缺陷。

按照本发明的第一方面，提供了一种接收所需已调射频信号，以及将其解调以从中恢复所需调制信号的方法，该方法包括以下步骤：接收射频信号；生成高频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于所需已调射频信号的载波频率，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将接收的射频信号和高频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽；将混频信号从模拟信号转换成数字信号；生成低频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在第一混频级和第二混频级之间的传播时间；将混频信号与低频本地振荡器信号混频，恢复出恢复信号，后者包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需基带信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号。

按照本发明的第二方面，提供了一种利用调制信号调制载波信号，并发送生成的已调载波信号的方法，该方法包括以下步骤：生成低频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将调制信号和低频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽；将混频信号从数字信号转换成模拟信号；生成高频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于待调载波信号频率，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在第一混频级和第二混频级之间的传播时间；将混频信号与高频本地振荡器信号混频，本地生成生成信号，后者包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需已调载波信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号；发送该生成信号。

按照本发明的第三方面，提供了一种接收所需已调射频信号，以及将其解调以从中恢复所需调制信号的无线接收机，该接收机包括接收射频信号的接收装置；生成高频本地振荡器信号的高频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于所需已调射频信号的载波频率，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将接收的射频信号和高频本地振荡器信号混频，生成混频信号的用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽模拟混频器；将混频信号从模拟信号转换成数字信号的模数转换器；生成低频本地振荡器信号的低频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间变化，前述时延等于信号在模拟混频器和数字混频器之间的传播时间；将混频信号与低频本地振荡器信号混频，恢复出恢复信号的数字混频器，恢复信号包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需基带信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号。

按照本发明的第四方面，提供了一种利用调制信号调制载波信号，并发送生成的已调载波信号的无线发射机，该发射机包括生成低频本地振荡器信号的低频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将调制信号和低频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽的数字混频器；将混频信号从数字信号转换成模拟信号的数模转换器；生成高频本地振荡器信号的高频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于待调载波信号频率，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在数字混频器和模拟混频器之间的传播时间；将混频信号与高频本地振荡器信号混频，本地生成生成信号的模拟混频器，生成信号包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需已调载波信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号；以及，发送该生成信号的发送装置。

接收和解调方法最好包括滤波恢复信号，从恢复信号中消除不希望的分量的步骤，前述恢复信号至少包括一些相位依赖于预定相位函数的噪声。与噪声信号相位不依赖于预定相位函数的情况相比，这种方法可以消除的在第一混频级之后生成的噪声更多。

注意到上述混频器一般理解成本领域中这样的混频器装置，它通常包括至少两个混频器，可以对I和Q信号进行不同的混频，和/或可以在基带上进行信号均衡。

对应于预定相位函数的信号最好由相位函数生成器数字化生成，前述相位函数生成器采用数字处理器和/或适当数字存储装置的形式。高频本地振荡器最好是数字可控频率合成器，理想情况下是与相位函数生成器组合的N分锁相环(PLL)频率合成器。低频振荡器最好简单地由相位函数生成器本身构成。

在一种优选实施例中，预定相位函数以非线性方式随时间变化，从而扩展了利用该函数混频的信号的带宽。理想情况下，预定相位函数还扩展了利用该函数混频的信号的带宽，使得转移到扩展频带边缘的信号功率比保持在扩展频带中心部分的多。通过这种方式，可以将第一和第二混频级之间生成的，通常位于输出信号频带中心(即接收机的dc或者发射机中未调载波信号的频率)的噪声的大部分扩频到输出信号的频带之外，从而可以容易地过滤掉。

采用前述两种扩频相位函数之一的优点在于，信号路径中使用的至少一些元件(例如模数或数模转换器)可以用于处理窄带信号(例如GSM协议中所使用的信号)和宽带信号(例如宽带CDMA协议所使用的信号)。

为了可以更好地理解本发明，下面结合附图，仅通过例子描述本发明的实施例，在附图中

图1是按照本发明的无线收发信机的框图；

图2是图1的数字去扩频器和均衡器部件的框图；以及

图3是图1的数字扩频器和均衡器部件的框图。

首先参看图1，收发信机1包括普通的发送和接收装置10，本地振荡器装置50，接收路径100和发送路径200。本领域中技术人员需要理解，图1仅是概图，为简明起见，忽略了大量对理解本发明并不重要的元件；但是，熟练工人根据本描述及图，并结合适当的书籍，例如“RF transceiver architectures for wireless communicationhandsets”(Ecole Polytechniq ue Federale de Lausanne，ChristianKermarrec)，可以毫无困难地构建适当的无线收发信机。

普通的发送和接收装置10包括天线11和相关的rf电路12，用以控制流入和流出天线11的rf信号流，可以例如包括了LNA，功率放大器，适当的滤波器，天线公用器，等等。普通的发送和接收装置10接收来自发送路径200的输出信号199作为输入，其输出信号99形成了接收路径100的输入。

本地振荡器装置50包括相位函数生成器60，N分PLL频率合成器70，例如如同前美国专利第5111162号[“Digital FrequencySynthesizer having AFC and Modulation Applied to FrequencyDivider”，Hietala等]描述的那样，以及第一时延控制装置80。相位函数生成器60生成多个相关的低频信号61-69，下面予以详细描述。信号65被输送到频率合成器70，而信号61-64被输送到接收路径100，信号66-69被输送到发送路径200。频率合成器70从控制处理单元接收信号65和对应于载波信号的另一信号(未示出)，生成第一，第二，第三和第四高频信号71，72，73，74。第一时延控制装置80控制相位函数信号61-69和频率合成器输出信号71，72，73，74之间的相对时延，下面将详细讨论。

接收路径100包括同相下变换混频器110，正交相位下变换混频器115，模数转换器(ADC)120，第二时延控制装置125，数字去扩频器和均衡器300和IQ到数据转换器140。当然应当理解，接收路径100是高度简化的，忽略了实际上这种接收路径所需的许多元件，例如沿接收路径安置于不同级上的多个滤波器/放大器。为简明起见，这些滤波器/放大器被有意忽略，因为它们对理解本发明并不重要。

同相和正交相位下变换混频器110，115分别从频率合成器70接收输出信号71，72，以及接收的已调载波信号99，后者在经过最初的滤波和/或放大之后，由普通的接收和发送装置10输出。混频器110，115输出同相(I)111和正交相位(Q)116模拟基带信号。然后，这些信号与第二时延控制装置125的输出一起输入ADC 120。ADC 120输出I数字信号121和Q数字信号122，它们对应于经过特定时间量时延之后的输入I和Q模拟信号111，116，时延量可以由第二时延控制装置125调整。

数字I和Q信号121，122和相位函数生成器60输出的信号61，62，63，64一起组成数字去扩频器和均衡器300的输入。数字去扩频器和均衡器300输出去扩频和均衡数字I和Q信号131，132；然后，将这些I和Q信号131，132输入到IQ到数据转换器140，IQ到数据转换器140将输入I和Q信号131，132转换成数字数据信号101，后者形成了接收路径100的输出。IQ到数据转换器140的形式最好是查询表或其它众所周知的完成IQ到数据转换的装置。在数字去扩频器和均衡器300和IQ到数据转换器140之间，有一个或多个滤波/放大级，至少包括选择滤波级，它基本消除了频率位于所需信号带宽之外的不希望有的噪声。

发送路径200包括数据到IQ转换器240，数字扩频器和均衡器400，数模转换器(DAC)220，第三时延控制装置225，同相上变换混频器210，正交相位上变换混频器215以及累加装置250。同样，为简明起见，图1发送路径100上忽略了多个信号处理元件，例如滤波器/放大器，因为它们对理解本发明并不重要。

待发送的数据信号210形成了发送路径200的输入信号，它被输入到数据到IQ转换器240，后者生成数字I和Q信号231，232，它们对应于待发送的数据信号201。数字I和Q信号231，232和相位函数生成器60输出的信号66，67，68，69一起组成数字扩频器和均衡器400的输入。数字扩频器和均衡器400输出扩频和均衡数字I和Q信号221，222，它们与第三时延控制装置225的输出一起输入DAC220。

DAC 220输出I模拟信号211和Q模拟信号216，它们对应于经过特定时间量时延之后的输入I和Q模拟信号221，222，时延量可以由第三时延控制装置225调整。模拟I信号211与来自频率合成器70的高频信号73一起被输入到同相上变换混频器210。类似地，模拟Q信号216与来自频率合成器70的高频信号74一起被输入到正交相位上变换混频器215。上变换混频器210，215分别输出高频去扩频模拟I和Q信号209和204，这些信号由累加装置250累加在一起，生成模拟载波信号199，后者由输入数据信号201调制，该信号被输入到普通接收和发送装置10已进行发送。

现在参看图2，图1的数字去扩频器和均衡器300的实现包括接收Q信号增益调整装置310，第一321，第二322，第三323和第四324扩频乘法器，第一331和第二332去扩频加法器/减法器和数字选择滤波器340。

Q信号增益调整装置310接收数字Q信号122和Q信号增益调整信号370，并输出已调增益Q信号311。第一去扩频乘法器321接收数字I信号121和来自相位函数生成器60的第一相位函数信号61，并输出信号351，该信号被输送到第一去扩频加法器/减法器331的第一输入。第二去扩频乘法器322也接收数字I信号121和来自相位函数生成器60的第二相位函数信号62，并输出信号352，该信号被输送到第二去扩频加法器/减法器331的第一输入。第三去扩频乘法器323接收已调增益Q信号311和来自相位函数生成器60的第三相位函数信号63，并输出信号353，该信号被输送到第一去扩频加法器/减法器331的第二输入。第四去扩频乘法器324也接收已调增益Q信号311和来自相位函数生成器60的第四相位函数信号64，并输出信号354，该信号被输送到第二去扩频加法器/减法器331的第一输入。

第一去扩频加法器/减法器331的输入用以生成输出信号361，它是两个输入信号351，353之差。第二去扩频加法器/减法器332的输入用以生成输出信号362，它是两个输入信号352，354之和。在这种特定实施例中，第一和第二扩频加法器/减法器331，332的每个输入(不论它们是否倒相)的属性分别由第一和第二去扩频控制信号381，382控制，使得可以根据需要决定是否对加法器/减法器的输出进行倒相操作(即对应于控制信号381的一个状态，第一加法器/减法器的第一输入倒相，而其第二输入不倒相，而对应于控制信号381的另一状态，则第一和第二输入的属性交换；类似地，对应于控制信号382的一个状态，第二加法器/减法器332的两个输入都不倒相，而对应于控制信号382的另一状态，这两个输入都倒相)。

数字去扩频器和均衡器的总数学处理可以由以下矢量方程建模：

V_OUT＝(I_IN+j.Ad.Q_IN.exp(j.φ_OFF)).(exp(±j.φ_SS))

如果表达成更一般的形式，那么它等价于

V_OUT＝(I_IN+j.Q_IN.H_COMP).A_SS.(exp(±jφ_SS))

其中V_OUT是数字去扩频器和均衡器输出的信号，H_COMP是均衡滤波器对I和Q信号路径之间的任何不匹配所作出的补偿，φ_SS是相位去扩频/扩频信号，A_SS是振幅去扩展/扩展(其值最好控制，使其仅为+1或-1)，I_IN是输入I分量信号，而Q_IN是输入Q分量信号。

改变加法器/减法器输入属性的能力使得除了相位扩展和去扩展之外，还能够进行振幅的扩展和去扩展(其中振幅扩展信号A_SS仅取值±1)，但是，特定应用可能不需要这种振幅扩展，在这种情况下，输入的属性将是固定的，不会出现控制信号381和382。

然后，将加法器/减法器331，332输出的I和Q信号361，362传送到数字滤波元件340，后者包括可控选择滤波级，其通过带宽由滤波器控制信号341控制，该信号被传送到数字滤波元件340的第三输入。数字滤波元件340输出去扩频和均衡数字I和Q信号131，132。

参看图3，图1数字扩频和均衡器400的实现包括第一421，第二422，第三423和第四424扩频乘法器，第一431和第二432扩频加法器/减法器和发送Q信号增益调整装置410。

数字扩频和均衡器400基本上是数字去扩频和均衡器300的逆变换装置。因此，第一和第二乘法器421，422都接收其第一输入上待发送的数字I信号231，而第三和第四乘法器在其第一输入上接收对应的数字Q信号232。在第二输入上，第一，第二，第三，第四乘法器421，422，423，424分别接收相位函数生成器60所生成的第六，第七，第八和第九相位函数信号66，67，68，69。乘法器421，422，423，424的输出信号451，452，453，454分别输入到第一加法器/减法器431的第一输入，第二加法器/减法器432的第一输入，第一加法器/减法器431的第二输入，第二加法器/减法器432的第二输入。

通过数字去扩频器和均衡器300，图3数字扩频和均衡器400的实现使得第一扩频加法器/减法器431的输入用以生成输出信号221，它是两个输入信号451，453之差，第二扩频加法器/减法器432的输入用以生成输出信号411，它是两个输入信号452，454之和。此外，在这种特定实施例中，第一和第二去扩频加法器/减法器431，432的每个输入(不论它们是否倒相)的属性分别由第一和第二扩频控制信号481，482控制，使得可以根据需要决定是否对加法器/减法器的输出进行倒相操作(即对应于控制信号481的一个状态，第一加法器/减法器431的第一输入倒相，而其第二输入不倒相，而对应于控制信号481的另一状态，第一和第二输入的属性交换；类似地，对应于控制信号482的一个状态，第二加法器/减法器432的两个输入都不倒相，而对应于控制信号382的另一状态，这两个输入都倒相)。

第一加法器/减法器431的输出信号221形成了图1中DAC220的I信号输入。第二加法器/减法器432的输出信号411与增益调整信号470一起形成了发送Q信号增益调整装置410的输入。增益调整装置410的输出信号222形成了图1中DAC221的增益调整Q信号输入。

下面结合图1，2和3，以信号通过收发信机的简化数学表达式的形式描述图1收发信机操作。记住以下众所周知的表达式：

$\cos A\·\cos B=\frac{1}{2}\cos (A+B)+\frac{1}{2}\cos (A-B)$

$\cos A\·\sin B=\frac{1}{2}\sin (A+B)-\frac{1}{2}\sin (A-B)$

$\sin A\·\cos B=\frac{1}{2}\sin (A+B)+\frac{1}{2}\sin (A-B)$

$\sin A\·\sin B=\frac{1}{2}\cos (A-B)-\frac{1}{2}\cos (A+B)$

假定，相位函数生成器60输出的第一到第四和第六到第九信号61-64，66-69由下式指定：

                   P₆₁cos＝φ_SS

                   P₆₂＝sinφ_SS

                   P₆₃＝sin(φ_SS+φ_OFF)

                   P₆₄＝cos(φ_SS+φ_OFF)

                   P₆₆＝cosφ_SS

                   P₆₇＝sin(φ_SS+φ_OFF)

                   P₆₈＝sinφ_SS

                   P₆₉＝cos(φ_SS+φ_OFF)

首先考虑数据传输，待传送的数据201是发送路径200的输入，最初由数据到IQ转换器将其转换成数字I和Q信号231，232。数字I和Q信号可以看成是具有时变相位φ_W的恒定振幅信号的数字I和Q表示。这样，I和Q信号可以写成：

                  I₂₃₁＝cosφ_W

                  Q₂₃₂＝sinφ_W

现在参看图3，第一421，第二422，第三423和第四424乘法器的输出信号451，452，453，454可以表示成：

$M_{451}=\cos {\mathrm{\φ}}_W\·\cos {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}=\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\φ}}_W+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}})+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\φ}}_W-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}})$

$M_{452}=\cos {\mathrm{\φ}}_W\·\sin ({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})=\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\φ}}_W+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})-\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\φ}}_W-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})$

$M_{453}=\sin {\mathrm{\φ}}_W\·\sin {\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}=\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\φ}}_W-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}})-\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\φ}}_W+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}})$

$M_{454}=\sin {\mathrm{\φ}}_W\·\cos ({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})=\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\φ}}_W+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})+\frac{1}{2}\sin ({\mathrm{\φ}}_W-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{SS}}-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{OFF}})$

这样，第一和第二加法器/减法器431，432输出的信号221，411由下式指定：

        I₂₂₁＝M₄₅₁-M₄₅₃＝cos(φ_W+φ_SS)

        Q₄₁₁＝M₄₅₂+M₄₅₄＝sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)

然后，Q信号451通过Q信号增益调整装置410，生成的增益调整Q信号222由下式指定：

        Q₂₂₂＝Ad.sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)

其中Ad是信号222的增益调整振幅。因此，可以看出，正交信号的相位和增益都能够调整，从而分别为φ_OFF和Ad选择适当的值，能够补偿数字扩频器和均衡器400和上变换混频器210，215之间的I和Q路径间的任何不同；这些值可以由适当的控制单元动态选择，或者编程并存储在适当的存储装置，理想情况下不同环境(例如传输信道，温度等)具有不同的值。

在I和Q信号到达上变换混频器210，215时，它们携带有一些噪声，包括噪声的dc分量。如果假定Q信号的补偿已成功地保证了I和Q信号在该点具有相同的振幅(为方便起见，还认为它是一致的)，并具有正确的正交相位差，在该级仅考虑噪声的dc分量，则在该点的I211和Q 216信号可以表示如下：

         I₂₁₁＝cos(φ_W+φ_SS)+I_NOISE

         Q₂₁₆＝sin(φ_W+φ_SS)+Q_NOISE

频率合成器70所生成的第三和第四高频信号73，74(作为对相位函数生成器60发送的信号65，以及适当控制器所发送的选定的信道频率信号的响应)由下式指定：

       LO₇₃＝cos(ω_RF-φ_SS)

       LO₇₄＝-sin(ω_RF-φ_SS)＝sin(φ_SS-ω_RF)

注意，φ_SS是时间函数，如果它是时间的复杂函数(即它相对于时间的第一导数是可变的)，那么LO₇₃和LO₇₄的表达式中出现的φ_SS项在时间上应当尽可能等于I₂₁₁和Q₂₁₅的表达式中出现的φ_SS。这通过控制相位函数φ_SS经过频率合成器70(沿该路径的时延可以由第一时延控制装置80控制)或者数字扩频器和均衡器400及DAC 220(沿该路径的时延可以由第三时延控制装置225控制)的相对时延来实现，

此外，可以对数字相位生成器进行预失真操作，将已知的FRACNPLL LO引入的失真(该失真起因于FRACN PLL的带宽限制)考虑在内。

上变换混频器的输出信号209，204由下式指定：

       I₂₀₉＝I₂₁₁.LO₇₃＝[cos(φ_W+φ_SS)+I_NOISE].cos(ω_RF.t-φ_SS)

       ＝1/2.cos(ω_RF＋φ_W)+1/2.cos(ω_RF.t-φ_W-2φ_SS)+l_NOISE.cos(ω_RF.t-φ_SS)

       Q₂₀₄＝Q₂₁₆.LO₇₄＝[sin(φ_W+φ_SS)+Q_NOISE].sin(φ_SS-ω_RF.t)

       ＝1/2.cos(ω_RF+φ_W)-1/2.cos(ω_RF.t-φ_W-2φ_SS)-Q_NOISE.sin(ω_RF.t-φ_SS)

然后，累加装置250(它可以是例如二输入高频放大器)累加这两个信号，生成的发送路径199的输出信号由下式指定：

 S₁₉₉＝I₂₀₉+Q₂₀₄＝ cos(ω_RF+φ_W)+I_NOISE.cos(ω_RF.t-φ_SS)

                  -Q_NOISE.sin(ω_RF.t-φ_SS)

这样，可以看出信号199的输出包括所需的已调载波信号部分，以及频率依赖于相位函数φ_SS的噪声分量。选择生成扩展频谱(在优选实施例中，大约5倍于信道带宽)的相位函数φ_SS，使得大部分噪声都被扩频到所需信道之外，减少了所需信道内的噪声，从而就接收机而言，得到了更大的发送信号信噪比。

现在考虑数据接收，参看图1和图2，在天线11接收并由关联rf电路12对接收的rf信号进行适当的rf处理之后，普通接收和发送装置10输出需要在接收路径100上解调的信号S₉₉。信号S₉₉可以由S₉₉＝cos(ω_RF.t+φ_W)指定，其中为简明起见，忽略了最初与所需信号一起接收的噪声。然后，将信号S₉₉输送到同相110和正交相位115下变换混频器，其中将它与第一71和第二72高频信号混频，在混频器的输出生成：

  I₁₁₁＝S₉₉.LO₇₁  ＝cos(ω_RF.t+φ_W).cos(ω_RF.t-φ_SS)

                  ＝1/2cos(φ_W+φ_SS)+1/2cos(2ω_RF.t+φ_W-φ_SS)

  Q₁₁₆＝S₉₉.LO₇₂  ＝cos(ω_RF.t+φ_W).sin(ω_RF.t-φ_SS)

                  ＝-1/2sin(φ_W+φ_SS)+1/2sin(2ω_RF.t+φ_W-φ_SS)

然后对这些信号进行滤波，放大和数字化操作(没有特定次序)，得到由I₁₂₁＝cos(φ_W+φ_SS)+I_NOISE和Q₁₂₂＝-(1/Ad).sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)+(1/Ad).Q_NOISE指定的数字信号I₁₂₁和Q₁₂₂，其中为方便起见，再次对同相信号I₁₂₁的振幅进行归一化处理。I_NOISE和Q_NOISE代表了在到达数字去扩频器和均衡器300之前I和Q信号所具有的噪声的dc分量。这种噪声可以例如起因于本地振荡器70的泄漏被加入接收信号，混频器110和115将其下变换成不希望出现的dc分量。

应当注意，因为同相和正交相位信号沿混频器110，115和数字去扩频器和均衡器300之间的不同路径传输，这些信号之间会存在相位偏移φ_OFF和增益之差1/Ad。相对增益差1/Ad可以由增益调整装置310补偿，后者有效地将输入信号Q₁₂₂乘上增益调整信号370，给出

Q₃₁₁＝Q₁₂₂.Ad₃₇₀  ＝-(1/Ad).Ad.sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)+Q_NOISE

                  ＝-sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)+Q_NOISE

去扩频器300的第一321，第二322，第三323，第四324乘法器的输出信号351，352，353，354由下式指定：

M₃₅₁＝[cos(φ_W+φ_SS)+I_NOISE].cosφ_SS

     ＝1/2cosφ_W+1/2cos(φ_W+2φ_SS)+I_NOISE.cosφ_SS

M₃₅₂＝[cos(φ_W+φ_SS+I_NOISE)].sinφ_SS

     ＝-1/2sinφ_W+1/2sin(φ_W+2φ_SS)+I_NOISE.sinφ_SS

M₃₅₃＝[-sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)+Q_NOISE].sin(φ_SS+φ_OFF)

     ＝-1/2cosφ_W+1/2cos(φ_W+2φ_SS+2φ_OFF)+Q_NOISE.sin(φ_SS+φ_OFF)

M₃₅₄＝[-sin(φ_W+φ_SS+φ_OFF)+Q_NOISE].cos(φ_SS+φ_OFF)

     ＝-1/2sinφ_W-1/2sin(φ_W+2φ_SS+2φ_OFF)+Q_NOISE.cos(φ_SS+φ_OFF)

(注意，为了确保P₆₁-P₆₄中出现的φ_SS项等于I₁₂₁和Q₃₁₁中出现的φ_SS项，必须沿相位函数生成器60和数字去扩频器和均衡器300之间通过本地振荡器70，混频器110和115，ADC 120的第一路径和第二路径直接由信号61-64生成适当的时延。这可以由相位函数生成器提供信号61-64相对于信号65的粗时延，由第一和第二时延控制装置80，125提供精时延控制来实现)。

此外，可以对数字相位生成器进行预失真操作，将已知的FRACNPLL LO引入的失真(该失真起因于FRACN PLL的带宽限制)考虑在内。

第一和第二加法器/减法器331，332输出的信号361，362由下式给定：

I₃₆₁＝M₃₅₁-M₃₅₃

     ＝cosφ_W+[1/2cos(φ_W+2φ_SS)-1/2cos(φ_W+2φ_SS+2φ_OFF)]+N

Q₃₆₂＝M₃₅₂+M₃₅₄

     ＝-sinφ_W+[1/2sin(φ_W+2φ_SS)-1/2sin(φ_W+2φ_SS+2φ_OFF)]+M

(注意以上表达式在中括号中的第二项与所需信号相比相对较小，其值为φ_OFF，它也可以扩展到两倍2φ_SS，然后由选择滤波器进行滤波)N和M此处表示了将dc噪声分量通过数字去扩频器和均衡器300的结果，其效果是将dc分量乘上变化的频率(可以由φ_SS控制)，从而将dc噪声频率扩频到整个扩频信号带宽上。

然后让这些信号通过数字选择滤波级340，消除所需信号带宽之外的所有噪声，包括大部分扩频噪声信号N和M。注意到，数字选择滤波器的精确特性可以由适当的控制单元，例如DSP或微控制器控制，这在图2中由控制信号341表示。

这样，数字选择滤波级340的输出信号131，132是所需信号V_WANTED＝exp(-j.φ_W)的I和Q分量，它们被输入到IQ到数据转换器140，后者恢复出的所需数据信号101是接收路径100的输出。

Claims (21)

1.一种接收所需已调射频信号，以及将其解调以从中恢复所需调制信号的方法，该方法包括以下步骤：接收射频信号；生成高频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于所需已调射频信号的载波频率，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将接收的射频信号和高频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽；将混频信号从模拟信号转换成数字信号；生成低频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在第一混频级和第二混频级之间的传播时间；将混频信号与低频本地振荡器信号混频，恢复出恢复信号，后者包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需基带信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号。

2.一种利用调制信号调制载波信号，并发送生成的已调载波信号的方法，该方法包括以下步骤：生成低频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将调制信号和低频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽；将混频信号从数字信号转换成模拟信号；生成高频本地振荡器信号，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于待调载波信号频率，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在第一混频级和第二混频级之间的传播时间；将混频信号与高频本地振荡器信号混频，本地生成生成信号，后者包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需已调载波信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号；发送该生成信号。

3.根据权利要求1或2的方法，其中预定相位函数以非线性方式随时间变化，从而扩展了利用该函数混频的信号的带宽。

4.根据权利要求3的方法，其中预定相位函数还扩展了利用该函数混频的信号的带宽，使得转移到扩展频带边缘的信号功率比保持在扩展频带中心部分的多，从而可以将第一和第二混频级之间生成的噪声的大部分扩频到所需调制信号的频带之外，从而可以容易地过滤掉。

5.根据权利要求1的方法，还包括滤波恢复信号，从恢复信号中消除不希望的分量的步骤，前述恢复信号至少包括一些相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声。

6.一种接收所需已调射频信号，以及将其解调以从中恢复所需调制信号的无线接收机，该接收机包括接收射频信号的接收装置；生成高频本地振荡器信号的高频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于所需已调射频信号的载波频率，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将接收的射频信号和高频本地振荡器信号混频，生成混频信号的用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽模拟混频器；将混频信号从模拟信号转换成数字信号的模数转换器；生成低频本地振荡器信号的低频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间变化，前述时延等于信号在模拟混频器和数字混频器之间的传播时间；将混频信号与低频本地振荡器信号混频，恢复出恢复信号的数字混频器，恢复信号包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需基带信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号。

7.根据权利要求6的无线接收机，还包括生成预定的本地逐渐变化的相位函数的本地相位函数生成器。

8.根据权利要求7的无线接收机，其中低频振荡器由本地相位函数生成器构成。

9.根据权利要求7或8的无线接收机，其中本地相位函数生成器包括查询表，其中存储了预定本地相位函数的样本值。

10.根据权利要求6到8中任意一项的无线接收机，其中高频本地振荡器包括与本地相位函数生成器组合的数字可控频率合成器。

11.根据权利要求10的无线接收机，其中数字可控频率合成器包括N分频率合成器

12.根据权利要求6的无线接收机，还包括包括数字混频器的数字去扩频器和均衡器，除了信号去扩频之外，还用以完成IQ均衡。

13.根据权利要求12的无线接收机，其中对本地相位函数进行预失真处理，将高频本地振荡器所引入的失真考虑在内。

14.一种利用调制信号调制载波信号，并发送生成的已调载波信号的无线发射机，该发射机包括生成低频本地振荡器信号的低频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定为零，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化；将调制信号和低频本地振荡器信号混频，生成混频信号用以本地相位扩展与之混频的信号的带宽的数字混频器；将混频信号从数字信号转换成模拟信号的数模转换器；生成高频本地振荡器信号的高频本地振荡器，数学上可以将该信号描述如下：其频率固定，等于待调载波信号频率，在延迟了预定时延之后，相位按照预定的本地逐渐变化的相位函数随时间逐渐变化，前述时延等于信号在数字混频器和模拟混频器之间的传播时间；将混频信号与高频本地振荡器信号混频，本地生成生成信号的模拟混频器，生成信号包括相位不依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的所需已调载波信号，以及相位依赖于预定的本地逐渐变化的相位函数的噪声信号；以及，发送该生成信号的发送装置。

15.根据权利要求14的无线发射机，还包括生成预定的本地逐渐变化的相位函数的本地相位函数生成器。

16.根据权利要求15的无线发射机，其中低频振荡器由本地相位函数生成器构成。

17.根据权利要求15或16的无线发射机，其中本地相位函数生成器包括查询表，其中存储了预定本地相位函数的样本值。

18.根据权利要求14到16中任意一项的的无线发射机，其中高频本地振荡器包括与本地相位函数生成器组合的数字可控频率合成器。

19.根据权利要求18的无线发射机，其中数字可控频率合成器包括N分频率合成器。

20.根据权利要求14的无线发射机，还包括数字混频器的数字去扩频器和均衡器，除了信号去扩频之外，还用以完成IQ均衡。

21.根据权利要求20的无线发射机，其中对相位函数进行预失真处理，将高频本地振荡器所引入的失真考虑在内。

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