DE4428908C2

DE4428908C2 - Leistungsverstärker unter Verwendung der Vektoraddition zweier Träger konstanter Hüllkurve

Info

Publication number: DE4428908C2
Application number: DE4428908A
Authority: DE
Inventors: Thomas Hornak; William J Mcfarland
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1993-10-29
Filing date: 1994-08-16
Publication date: 2001-09-06
Anticipated expiration: 2014-08-17
Also published as: JPH07183729A; GB2283628B; US5365187A; DE4428908A1; GB9421599D0; GB2283628A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf HF-Verstärker und insbesondere auf Verstärker, die die Addition zweier phasen modulierter Signale mit konstanter Amplitude verwenden, um ein amplitudenmoduliertes Signal zu liefern.

Mobile drahtlose Telefon- und Daten-Kommunikation wurde zu nehmend populär. Diese Anwendungen stellen jedoch zwei spe zielle Probleme. Erstens muß die HF-Trägermodulation, durch die Informationen gesendet werden, aufgrund der allgemeinen Knappheit des verfügbaren Spektrums die kleinste mögliche Bandbreite erfordern. Folglich müssen sowohl die Amplitude als auch die Phase (d. h. die Frequenz) des Trägers moduliert werden. Die Verstärkung des modulierten Trägers ohne eine übermäßige Verzerrung in der Senderausgangsstufe bringt sig nifikante Linearitätsbeschränkungen für den Ausgangsstufen verstärker.

Zweitens ist der Leistungswirkungsgrad des mobilen Senders sehr wichtig, da das mobile Ende der drahtlosen Kommunika tionsverbindung batteriebetrieben ist. Typischerweise ist die Senderausgangsstufe der größte Leistungsverbraucher. Da her sind Verbesserungen in dieser Stufe die wichtigsten. Un ter den wirksamsten Leistungsverstärkern sind die HF-Ver stärker der Klasse C, bei denen der Ausgangstransistor nur zu der Zeit einen Strom führt, zu der die Kollektor-Emit ter-Spannung auf ihrem niedrigsten Wert ist. Ungünstigerwei se sind diese Verstärker sehr nicht-linear und führen eine wesentliche Amplitudenverzerrung ein. Aufgrund dieser Ver zerrung werden Verstärker der Klasse C hauptsächlich in FM- Sendern verwendet, bei denen die Amplitude oder die "Hüll kurve" des HF-Trägers konstant ist und daher eine solche Verzerrung keine Wirkung hat.

Ein Verfahren zum Vermeiden dieser Verzerrung mit Klasse C Verstärkern, das noch eine lineare Amplitudenmodulation er möglicht, besteht darin, zwei Signale mit konstanter Ampli tude unter Verwendung des Verstärkers der Klasse C zu erzeu gen und diese Signale dann zu kombinieren. Die Amplitudenmo dulation wird durch das Modulieren der relativen Phase der zwei konstanten Amplitudensignale erreicht. Die zwei Signale seien durch V₁ bzw. V₂ bezeichnet.

V₁ = Vsin[ωt + mt(t) + a(t)]

und

V₂ = Vsin[ωt + mt(t) - a(t)]

Diese zwei Signale werden in einem "Leistungskombinierer" vektoriell addiert, um einen phasen- und amplitudenmodulier ten Träger V_out = 2q(t)Vsin[ωt + m(t)] zu erzeugen, wobei V die Amplitude von sowohl V₁ als auch V₂ und 0 < q(t) < 1 ist. Hier bei sind m(t) und q(t) die gewünschten Phasen- und Amplitu den-Moldulationen des resultierenden Trägers v, und a(t) und -a(t) sind die zusätzlichen Phasenmodulationen der zwei kon stanten Hüllkurvenkomponenten V₁ und V₂. Wenn der Leistungs kombinierer das Ausgangssignal V durch vektorielles Addieren von V₁ und V₂ erzeugt, ist die resultierende Amplitudenmodu lation q(t): q(t) = cos[a(t)]. Wenn der Leistungskombinierer V₁ und V₂ vektoriell subtrahiert, lautet q(t) wie folgt: q(t) = sin[a(t)] sein.

Bei allen nachfolgenden Erörterungen wird vorausgesetzt, daß die Bandbreite der Phasenmodulation m(t), der Amplitudenmo dulation q(t) und der Phasenmodulation a(t) nur ein kleiner Bruchteil der Trägerfrequenz ist.

Im Stand der Technik sind Verfahren zum Erzeugen der zwei Signale V₁ = Vsin[ωt + mt(t) + a(t)] und V₂ = Vsin[ωt + m(t) - a(t)], die das gewünschte Signal V_out = 2q(t)Vsin[ωt + m(t)] am Ausgang des Leistungskombinierers zur Folge haben, bekannt. Zum Beispiel erzeugt F. J. Casadevall, RF Design, Februar 1990, Seiten 41-48, die Komponenten V₁ und V₂, wobei mit einer geringen Leistung, einer geringen Frequenzfassung ω' der gewünschten Phase und einem amplitudenmodulierten Ausgangssignal begon nen wird.

Bei Casadevall wird ein Signal v'_in = q(t)V_insin[ω't + m(t)] erzeugt. Hierbei gilt ω' << ω, die endgültige Trägerfre quenz. Dieses Signal wird digitalisiert und ein digitaler Signalprozessor wird verwendet, um die kartesischen Kompo nenten I₁, Q₁, die V₁ darstellen, und I₂, Q₂, die V₂ dar stellen, jedoch bei der niedrigen Frequenz ω', zu erzeugen. Dann wird V_in mit der Hilfe eines HF-Oszillators, eines Phasenschiebers und eines Mischers aufwärts gemischt. Dieses wird durch Aufwärtsmischen der beiden Sätze von I- und Q- Komponenten zu der Frequenz erreicht. Als nächstes werden die aufwärts gemischten I- und Q-Komponenten summiert, um die konstanten Hüllkurvenkomponenten V₁ und V₂ zu erzeugen, die dann verwendet werden, um zwei hochwirksame Leistungs verstärker, die dann wieder den Leistungskombinierer trei ben, zu treiben.

Dieser Lösungsansatz hat mehrere Nachteile. Erstens weist der Schaltungsaufbau einen hohen Grad an Komplexität auf. Zweitens erscheinen alle Phasen- oder Amplituden-Fehler in den Mischern und den Leistungsverstärkern als Verzerrung am Leistungskombiniererausgang. Drittens kann diese Schaltung nicht einfach an die Stelle eines herkömmlichen HF-Lei stungsverstärkers treten, da die Eingangsfrequenz niedrig sein muß, um sie an die Geschwindigkeit des Digitalisierers und des digitalen Signalprozessors anzupassen.

Eine zweite Lösung für dieses Problem nach dem Stand der Technik ist bei D. C. Cox, IEEE Transactions on Communications, Dezember 1974, Seiten 1942-1945, dargelegt. Dieses System erzeugt a(t) = arcsin[q(t)], in dem mit einer geringen Leistung und einem phasen- und amplitudenmodulierten Ein gangssignal V_in = q(t)V_insin[ωt + m(t)] bei der Endfrequenz begonnen wird. Dieses Signal wird parallel durch einen Be grenzer, um eine konstante Hüllkurve und ein ausschließlich phasenmoduliertes Signal u = Usin[ωt + m(t)] zu erzeugen, und einen Hüllkurvendetektor, um eine Basisbandkopie der Ampli tudenmodulation q(t) zu erzeugen, verarbeitet. Ferner wird eine Rückkopplungsschleife, die einen Phasenmodulator, der einen Phasendetektor speist, einschließt, verwendet. Der Phasenmodulator moduliert das Signal von dem Begrenzer u = Usin[ωt + m(t)] durch ein verstärktes Fehlersignal, wodurch die Phasendetektorausgabe veranlaßt wird, q(t) zu folgen. Dies implementiert eine inverse Sinusfunktion, so daß das Signal am Eingang des Phasenmodulators V₁ = Vsin[ωt + m(t)] be trägt, wobei a(t) = arcsin[q(t)], wenn es von dem konstanten Hüllkurvenverstärker verstärkt wird. Das Signal V₂ mit einem Phasenwinkel -a(t) wird in ähnlicher Art und Weise hergelei tet.

Dieser Lösungsansatz hat zwei Nachteile. Erstens ist er für Modulationsschemata nicht geeignet, bei denen der Träger zeitweise eine Null-Amplitude annimmt, wie zum Beispiel BPSK (BPSK = Binary Phase Shift Keying = Binäre Pulslagenmodula tion) und QPSK (Quaternary Phase Shift Keying = Quartäre Pulslagenmodulation). Der Begrenzer, der u = Usin[ωt + m(t)] liefert, verliert sein Ausgangssignal während der Null-Amp lituden-Trägerperiode. Zweitens erscheinen alle Amplituden- und Phasenfehler im Leistungsverstärker als Verzerrung am Leistungskombiniererausgang.

Eine dritte bekannte Lösung für dieses Problem ist bei D. C. Cox und R. P. Leck, "Component Signal Separation and Recombi nation for Linear Amplification with Nonlinear Components", IEEE Transactions on Communications, November 1975, Seiten 1281-1287, geboten. Dieses System verwendet im wesentlichen das gleiche Verfahren wie die oben beschriebene Veröffentlichung von Cox, mit der Ausnahme, daß eine Frequenzmulti plikation verwendet wird. Diese Frequenzmultiplikation ver kleinert den Betriebsbereich und verbessert folglich die Linearität des Phasenmodulators. Der Phasenmodulator wird durch eine Frequenz getrieben, die gleich einem Drittel der Betriebsfrequenz (ω/3) ist, wobei seine Ausgangsfrequenz danach in einem Frequenzmultiplizierer mit 3 auf ω multi pliziert wird. Da bei der Frequenzmultiplikation Phasenän derungen multipliziert werden, arbeitet der Phasenmodulator über ein Drittel des Phasenwinkelbereichs, der von a(t) ge fordert wird. Ungünstigerweise leidet dieser Lösungsansatz unter den gleichen Problemen wie die, die oben mit Bezugnah me auf den ursprünglichen Vorschlag von Cox beschrieben sind.

Ein vierter bekannter Versuch, dieses Problem zu lösen, ist bei Leon Couch "A VHF Linc Amplifier", Conference Procee dings IEEE Southeastcon '82, April 4-7, 1982, beschrieben. In diesem System wird eine analoge Signalverarbeitung ver wendet, um die I- und Q-Komponenten sowohl von V₁ als auch von V₂ in einer Art und Weise zu entwickeln, die analog zu der ist, die in der Schrift von Casadevall beschrieben ist. Die Schaltungen trennen das Eingangssignal zuerst in ein limitiertes phasenmoduliertes Signal und ein Basisband-Hüll kurvensignal. Das Hüllkurvensignal wird durch verschiedene Schaltkreise, die einen Quadrier- und Quadratwurzel-Schalt kreis einschließen, behandelt. Diese Lösung leidet unter den gleichen Nachteilen wie die Systeme, die von Cox entwickelt wurden. Zusätzlich sind eine analoge Quadrier- und eine ana loge Quadratwurzel-Schaltung erforderlich, wodurch sowohl System-Kosten als auch -Komplexität erhöht werden.

Schließlich lehrt A. Bateman, "The Combined Analogue Locked Loop Universal Modulator (CALLUM)", IEEE Vehicular Techno logy Conference Digest, 1992, Seiten 759-763, ein System, das V₁ und V₂ aus den I- und Q-Basisbandkomponenten des Ein gangssignals erzeugt. Bei dieser Schaltung werden Niederlei stungsfassungen von V₁ und V₂ durch zwei spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs; VCO = Voltage Controlled Oscillator) er zeugt. Der Frequenzsteuereingang jedes VCOs ist so gesteu ert, daß für V₁ und V₂ die richtige Frequenz und Phase er zeugt werden. Dies wird durch Erzeugen von I- und Q-Signalen von dem Ausgangssignal, das durch die Addition von V₁ und V₂ erhalten wird, erreicht. Diese I- und Q-Signale werden mit den ursprünglichen I- und Q-Eingangssignalen verglichen. Je der Fehler zwischen verglichenen Signalen wird verstärkt und steuert den Frequenzsteuereingang des VCO, wobei der Fehler auf Null getrieben wird.

Der Lösungsansatz hat ebenfalls zwei Nachteile. Erstens muß für einen vollen Vier-Quadranten-Betrieb der CALLUM-Modula tor (CALLUM = Combined Analogue Locked Loop Universal Modu lator = kombinierter analoger Universalmodulator mit ge schlossener Schleife) mit einer Schaltmatrix komplementiert werden, die in dem Papier nicht beschrieben ist. Ferner kann der CALLUM-Modulator nicht einfach an die Stelle herkömmli cher Leistungsverstärker treten, da er I- und Q-Basisband eingaben benötigt.

Die DE 31 11 729 C2 betrifft eine Anordnung zum Verstärken eines modulierten Trägersignals, die eine Schaltung umfaßt, die zwei Signale aus einem Eingangssignal erzeugt, wobei sich jedoch ein erstes Signal entsprechend der Hüllkurve des amplitudenmodulierten Eingangssignals verändert, und wobei ein zweites Signal einen Phasenfehler zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssignal darstellt.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbes erte Schaltung zum Erzeugen von phasen- und amplitudenmodu lierten Signalen mit einem hohen Wirkungsgrad zu erzeugen, bei der Amplituden- oder Phasen-Fehler in den Leistungsver stärkern nicht als Verzerrungen der Leistungskombinierer ausgabe auftreten, die ferner einfach an die Stelle eines herkömmlichen HF-Leistungsverstärkers treten kann.

Diese Aufgabe wird durch einen Leistungsverstärker nach Pa tentanspruch 1 und nach Patentanspruch 8 gelöst.

Die vorliegende Erfindung ist ein Leistungsverstärker mit einem Verstärkungsfaktor G zum Erzeugen eines Ausgangssig nals aus einem amplituden- und phasenmodulierten Niederlei stungssignal als Eingangssignal. Der Leistungsverstärker er zeugt ein erstes und ein zweites Signal konstanter Hüllkur ve. Jedes Signal konstanter Hüllkurve weist die gleiche Frequenz wie das Eingangssignal auf. Das erste Signal konstan ter Hüllkurve hat die gleiche Amplitude wie das zweite Si gnal konstanter Hüllkurve, unterscheidet sich jedoch phasen mäßig von dem ersten Signal konstanter Hüllkurve um einen Betrag, der von der Amplitude des Eingangssignals abhängt. Das Ausgangssignal wird durch vektorielle Addition des er sten und des zweiten Signals konstanter Hüllkurve erzeugt. Der Verstärker besitzt eine Verstärkungsrückkopplungsschlei fe, die durch Bestimmen der Amplitudendifferenz zwischen dem Eingangssignal und einem Signal, das eine Amplitude auf weist, die um den G-fachen Wert kleiner ist als die Amplitu de des Ausgangssignals, arbeitet. Die Phasendifferenz zwi schen dem ersten und dem zweiten Signal konstanter Hüllkurve wird verändert, so daß die bestimmte Amplitudendifferenz re duziert wird. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ferner die Phasendifferenz zwischen dem Ein gangs- und Ausgangs-Signal gemessen. Die Phasendifferenz wird verwendet, um eine Phasenerhöhung zu bestimmen, die zu beiden Signalen konstanter Hüllkurve addiert wird, um die gemessene Phasendifferenz zwischen dem Eingangs- und Aus gangs-Signal zu eliminieren.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Leistungsverstär kers gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbei spiels der vorliegenden Erfindung mit einer Pha senkorrekturschleife;

Fig. 3 die Phasen- und Amplituden-Beziehungen zwischen verschiedenen Signalen, die von Komponenten des Leistungsverstärkers, der in Fig. 2 gezeigt ist, erzeugt werden;

Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines zweiten Ausfüh rungsbeispiels der vorliegenden Erfindung mit ei ner Phasenkorrekturschleife;

Fig. 5 ein schematisches Diagramm eines dritten Ausfüh rungsbeispiels der vorliegenden Erfindung mit ei ner Phasenkorrekturschleife; und

Fig. 6 ein schematisches Diagramm eines Leistungskombi nierers, der in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.

Es sei nun Fig. 1, die ein Blockdiagramm eines Leistungsver stärkers 100 gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, be trachtet. Der Leistungsverstärker 100 trennt zuerst die Phasenmodulation und die Amplitudenmodulation des Niederlei stungseingangssignals v_in = q(t)V_insin[ω(t) + m(t)] unter Ver wendung eines Begrenzers 101 und eines Hüllkurvendetektors 102. Damit der Begrenzer ordnungsgemäß arbeitet, darf die Hüllkurve der Eingangssignalform niemals auf Null abnehmen. Die Ausgabe des Begrenzers 101 ist ein Signal mit der glei chen Phasenmodulation wie das Eingangssignal v_in, jedoch mit einer konstanten Hüllkurve. Das Ausgangssignal des Begren zers 101 wird das erste Signal konstanter Hüllkurve und das Ausgangssignal des Begrenzers 101, das durch einen Phasen schieber 128 um 90 Grad phasenverschoben ist, wird das zwei te Signal konstanter Hüllkurve. Das Ausgangssignal des Be grenzers 101 wird über eine spannungsgesteuerte Verstär kungszelle 103 zu ersten Eingängen 104 und 105 von Summier schaltungen 106 und 107 geführt. Die Summierschaltung 106 erzeugt ein Signal, das die gewichtete Summe des ersten und des zweiten Signals konstanter Hüllkurve ist, wobei die Ge wichtungsfaktoren durch die Verstärkungszellen 103 und 108 eingeführt werden. Das Ausgangssignal des Begrenzers 101 wird ebenfalls über den 90 Grad-Phasenschieber 128 und die spannungsgesteuerte Verstärkungszelle 108 zu einem zweiten Eingang 109 der Summierschaltung 106 geführt. Dieses Signal wird ferner über einen invertierenden Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor Eins 110 zu einem zweiten Eingang 111 der Summierschaltung 107 geführt. Die Summierschaltung 107 er zeugt die gewichtete Differenz des ersten und des invertier ten zweiten Signals konstanter Hüllkurve. In diesem Fall sind die Gewichtungsfaktoren die gleichen wie die, die von der Summierschaltung 106 verwendet werden.

Die Ausgangssignale der Summierschaltungen 106 und 107 trei ben jeweils einen von zwei Leistungsverstärkern 114 und 115 über einen Begrenzer 112 bzw. 113. Die Begrenzer 112 und 113 stellen sicher, daß die Leistungsverstärker von Signalen konstanter Amplitude betrieben werden. Die Ausgangssignale V₁ und V₂ konstanter Amplitude der zwei Leistungsverstärker werden im Leistungskombinierer 116 zu einem einzelnen ampli tuden- und phasenmodulierten Ausgangssignal V_out kombiniert, das die Antenne oder eine andere nützliche Last speist.

Die Art und Weise, auf die ein Leistungskombinierer 116 auf gebaut ist, wird nachfolgend detaillierter erörtert. Zum Zweck dieser Erörterung ist es ausreichend, zu bemerken, daß der Leistungskombinierer 116 die Ausgangssignale der Lei stungsverstärker 114 und 115 vektoriell addiert.

Das Ausgangssignal V_out des Leistungskombinierers 116 wird über ein Dämpfungsglied 117 zu einem Hüllkurvendetektor 118 geführt, der ein Basisbandsignal V₁₁₈ erzeugt, das gleich der Amplitudenmodulations-Hüllkurve des gedämpften Ausgangs signals V_out ist. Die Dämpfung des Dämpfungsglieds 117 ist gleich der gewünschten Gesamtspannungsverstärkung G der Schaltung. Der Hüllkurvendetektor 102 erzeugt ein Basisband signal V₁₀₂ das gleich der Amplitudenmodulations-Hüllkurve des Eingangssignals v_in ist. Die zwei Basisbandsignale wer den in einem Differenzverstärker 119 großer Verstärkung mit den komplementären Ausgängen X und Y verglichen. Es sollte bemerkt werden, daß der Leistungskombinierer 116 V₁ und V₂ kombinieren kann, um V_out durch Vektorsummation von V₁ und V₂ oder durch Finden der Vektordifferenz zu bilden. Die Spannung an den Ausgängen X und Y folgt der folgenden Abhän gigkeit:

Vy = Vo + Av_d

und

Vx = Vo - Av_d (1)

in dem Fall, in dem V_out die Vektorsumme von V₁ und V₂ ist. Wenn der Leistungskombinierer 116 die Signale durch Finden der Vektordifferenz kombiniert, folgt:

Vy = V₀ - Av_d

und

Vx = V₀ + Av_d (2)

Hierbei gilt v_d = V₁₀₂ - V₁₁₈. A ist die Verstärkung des Ver stärkers 119 und V₀ ist die Gleichtaktspannung. Daher ist für jedes v_d die Summe von V_x und V_y 2 V₀. Wenn v_d = 0 folgt V_x = V_y = V₀. Außerdem sind die Ausgangsspannungen der Summierer 106 und 107 groß genug gewählt, um die Begrenzer 112 und 113 in Sättigung zu treiben. Die Spannung V_y treibt die Steuer eingabe der spannungsgesteuerten Verstärkungszelle 103, und die Spannung V_x treibt die Steuereingabe der spannungsge steuerten Verstärkungszelle 108. Diese Rückkoppelschleife stellt sicher, daß alle Amplitudenfehler in den Leistungs verstärkern nicht als Verzerrungen am Leistungskombinierer ausgang erscheinen.

Es sei angenommen, daß v_in nur amplitudenmoduliert ist. Es ist vorausgesetzt, daß die Ausgangsspannung V_out des Lei stungskombinierers 116 das Ergebnis der Vektoraddition von V₁ und V₂ im Leistungskombinierer 116 ist. Wenn die Ampli tude des Ausgangsträgers V_out kleiner ist als der G-fache Wert der Amplitude des Eingangssignals V_in, ist das Signal V₁₁₈ das durch den Hüllkurvendetektor 118 erzeugt wird, kleiner als das Signal V₁₀₂, das durch den Hüllkurvendetek tor 102 erzeugt wird. Dies vergrößert V_y und verkleinert V_x an den Ausgängen des Verstärkers 119. Folglich nimmt der Phasenwinkel zwischen den Ausgaben der Verstärker 114 und 115 ab. Dies hat eine Zunahme der Spannung V_out des Lei stungskombinierers zur Folge, wodurch der Fall korrigiert wird, bei dem die Ausgabe des Leistungskombinierers zu klein war. Wenn die Amplitude des Ausgangs des Leistungskombinie rers 116 über den G-fachen Wert der Amplitude des Eingangs signals v_in zunimmt, nimmt V_y ab und V_x nimmt zu, was zu einer Vergrößerung des Phasenwinkels zwischen V₁ und V₂ führt. Dies reduziert dann wieder die Ausgangsamplitude des Leistungskombinierers 116.

Wenn die Ausgangsspannung des Leistungskombinierers 116 eine Folge der Subtraktion von V₁ und V₂ ist, ist der Betrieb des Verstärkers 119 durch die Gleichung (2) gegeben. In diesem Fall wird V_y erniedrigt und V_x erhöht und der Amplitudenfeh ler wird folglich korrigiert sein, wenn die Amplitude des Ausgangssignals zu klein ist. Bei der Beschreibung des Be triebs des Verstärkers 100 wurde vorausgesetzt, daß die Ein gangsspannung v_in nur amplitudenmoduliert war. Das heißt, v_in hat keine Phasenmodulation. Es sei der Fall betrachtet, bei dem das Eingangssignal durch einen Phasenwinkel m(t) phasenmoduliert ist. Das heißt:

v_in = q(t)Vsin[ω(t) + m(t)]

Eine konstante oder sich geringfügig ändernde Phasendiffe renz zwischen der Eingangsspannung v_in und der Ausgangs spannung des Leistungskombinierers 116, die zum Beispiel durch die Verzögerung in allen Schaltungen zwischen dem Be grenzer 101 und dem Ausgangstor des Kombinierers 116 bewirkt wird, ändert den Betrieb des Verstärkers 100 nicht. Jedoch würden zusätzliche, schnelle, amplitudenabhängige Phasen fehler F(t) zwischen dem Eingangssignal v_in und der Ausgabe des Leistungskombinierers 116, die durch dynamische parasi täre Phasenverschiebungen in den Schaltelementen des Ver stärkers 100 verursacht werden, die Verstärkerlinearität verschlechtern.

Die Verstärkerlinearität kann durch Hinzufügen einer Phasen steuerschleife verbessert werden. Diese Phasensteuerschleife hat im Gegensatz zu der Amplitudensteuerschleife ausschließ lich Phasenfehler zu korrigieren, die im idealen Fall nicht existieren sollten, das heißt, die benötigten Korrekturen sollten klein sein. Bei der vorliegenden Erfindung kann je des von zwei Verfahren zum Korrigieren der Phase verwendet werden. Beim ersten Verfahren werden die Eingaben zu den Leistungsverstärkern 114 und 115 durch Verändern der Gewich tungsfaktoren, die die Eingaben der Summierschaltungen 106 und 107 steuern, eingestellt. Beim zweiten Verfahren wird die Phase der beiden Eingaben durch Verändern der Phase der Ausgabe des Begrenzers 101 geändert.

Ein Verstärker 200 gemäß der vorliegenden Erfindung, der ei ne Phasensteuerschleife des ersten Typs einschließt, ist in Fig. 2 gezeigt. Die Schaltelemente in Fig. 2, die zu den Schaltelementen, die in Fig. 1 gezeigt sind, analoge Funk tionen durchführen, sind mit Zahlen nummeriert, die sich um 100 von denen in Fig. 1 unterscheiden. Diese Elemente werden hierin nicht weiter detailliert erörtert, ausgenommen sie beziehen sich auf die Phasensteuerschleife. Grundsätzlich liefert dieses Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin dung einen Satz von Steuerschaltungen, der die Amplitude der Ausgabe eines Leistungskombinierers 216 durch Ändern des Phasenwinkels zwischen den Ausgaben von Verstärkern 214 und 215 einstellen, und einen zweiten Satz von Steuerelementen, die die Phase der beiden Verstärkerausgaben in die gleiche Richtung ändern, um Phasenfehler zu kompensieren.

Der Verstärker 200 umfaßt einen Phasendetektor 225, der über ein Dämpfungsglied 217 und einen Begrenzer 224 durch das Ausgangssignal getrieben wird. Der Begrenzer 224 löscht die Amplitudenmodulation, erhält jedoch die gewünschte Phasenmo dulation m(t) ebenso wie eine beliebige statische Phasenver zögerung und eine beliebige parasitäre Phasenmodulation F(t) der Ausgangsspannung des Leistungskombinierers 216. Der an dere Eingang des Phasendetektors 225 wird über eine kompen sierende Verzögerungsschaltung 229 von einem Begrenzer 201 getrieben. Die Phasenverschiebung in der Schaltung 229 ist gleich der statischen Phasendifferenz zwischen der Ausgangs spannung des Begrenzers 201 und der Ausgangsspannung des Be grenzers 224 eingestellt. Da beide Eingaben des Phasendetek tors 225 die gewünschte Phasenmodulation m(t) einschließen, ist die Phasendifferenz, die vom Phasendetektor 225 gesehen wird, nur F(t), wobei F(t) nun sowohl den dynamischen Pha senfehler als auch den verbleibenden statischen Phasenfeh ler, der durch die mangelhafte statische Phasenfehlerkompen sation durch die Verzögerungsschaltung 229 verbleibt, ein schließt. Die Ausgabe des Phasendetektors 225 wird durch einen Filter 226 tiefpaßgefiltert, um eine Fehlerspannung e(t) zu erzeugen, die das gleiche Vorzeichen wie F(t) auf weist. Die Spannung e(t) wird durch einen Verstärker 223 mit komplementären Ausgängen W und Z verstärkt.

Die Funktion der spannungsgesteuerten Verstärkungszelle 108, die in Fig. 1 gezeigt ist, wurde zwischen Zellen 208 und 208' aufgeteilt. Ein invertierender Verstärker 210 wurde ferner bezüglich des invertierenden Verstärkers 110, der in Fig. 1 gezeigt ist, verschoben. Dies ermöglicht es, die Pha se von V₂₀₆ und V₂₀₇ wie vorher in entgegengesetzte Richtun gen zu ändern, ebenso wie in die gleiche Richtung zu ändern.

Die spannungsgesteuerte Verstärkungszelle 103, die in Fig. 1 gezeigt ist, wurde in zwei Zellen 203 und 203' aufgeteilt. Die Zelle 203 treibt einen Eingang 204 einer Summierschal tung 206, und die Zelle 203' treibt einen Eingang 205 einer Summierschaltung 207. Zwischen dem Ausgang Y des Verstärkers 119 und dem Eingang 120 der spannungsgesteuerten Verstär kungszelle 103, die in Fig. 1 gezeigt ist, wurde eine weite re Summierschaltung 227, eingeführt. Genauso wurde zwischen den Ausgang Y eines Verstärkers 219 und einen Eingang 220' der Zelle 203' eine weitere Summierschaltung 227' einge führt. Die zweiten Eingänge der Summierschaltungen 227 und 227' sind mit den Ausgängen W bzw. Z des Verstärkers 223 verbunden. Diese Verbindung ist derart gewählt, daß die Aus gangsspannungen V_x und V_y des Verstärkers 219 und die Aus gangsspannungen V_w und V_z des Verstärkers 223 die Größe der Spannungen an den Eingängen 204, 205, 209, 211 der Summier schaltung 206 und 207 gemäß folgender Tabelle ändern. Es sei ferner Fig. 3 betrachtet, in der die Zeiger gemäß den Sig nalmarkierungen in Fig. 2 markiert sind.

Ein Beispiel eines Verstärkers gemäß der vorliegenden Er findung, bei dem die Phasenkorrekturschleife durch Ändern der Phase der Ausgabe des Begrenzers 101 als Reaktion auf beobachtete Phasenfehler arbeitet, ist in Fig. 4 mit dem Bezugszeichen 300 gezeigt. Schaltelemente, die Funktionen analog zu den Funktionen, die gemäß Fig. 1 beschrieben sind, ausführen, sind mit Zahlen, die sich von den Zahlen, die in Fig. 1 verwendet sind, um 200 unterscheiden, nummeriert und werden hierin nicht weiter erörtert. Der Verstärker 300 ba siert auf einer spannungsgesteuerten Verzögerungsschaltung 332, die schnell genug arbeitet, um die dynamischen Kompo nenten des Phasenfehlers F(t) zu kompensieren. Der Verstär ker 300 verwendet die Verzögerungsschaltung im Vorwärtspfad. Ein Phasendetektor 325 vergleicht den Phasenunterschied zwi schen einem Begrenzer 301 und einem Begrenzer 324 und steu ert die Verzögerungsschaltung 332 über ein Tiefpaßfilter und einen Verstärker 330, um die Phasendifferenz vernachlässig bar zu halten. Ein Tiefpaßfilter 326 und der Verstärker 330 müssen eine Bandbreite durchlassen, die gleich den dynamischen Komponenten von F(t) ist, wobei diese Komponenten je doch in erster Näherung nicht durch die gewünschte Phasenmo dulation m(t) beeinflußt sind.

Die spannungsgesteuerte Verzögerungsschaltung 332 kann durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ersetzt werden. Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das zu diesem Zweck einen VCO verwendet, ist in Fig. 5 mit dem Be zugszeichen 400 gezeigt. Schaltelemente, die Funktionen ana log zu den Funktionen, die bezüglich Fig. 1 beschrieben sind, durchführen, sind mit Zahlen nummeriert, die sich von den Zahlen, die in Fig. 1 verwendet sind, um 300 unterschei den. Bei diesem Ausführungsbeispiel hält der Ausgang eines VCO 431, der von einem Phasendetektor 425 über ein Tiefpaß filter 426 und einen Verstärker 430 gesteuert wird, die Pha sendifferenz zwischen Begrenzern 401 und 424 vernachlässig bar. Mit dem unbegrenzten Phasenbereich des VCO kann eine Kompensation selbst für große statische Phasenfehler F(t) geschaffen werden. Der VCO 431 muß jedoch die statischen und dynamischen Komponenten des Phasenfehlers F(t) erzeugen, während er ferner die gewünschte Phasenmodulation m(t) er zeugt. VCOs mit 90 Grad-Abgriffstellen sind ohne weiters er hältlich. Daher wurde der 90 Grad-Phasenschieber 128, der in Fig. 1 gezeigt ist, durch eine 90 Grad-Abgriffstelle des VCO 431 ersetzt.

Es sei nun Fig. 6, die eine schematische Darstellung eines Leistungskombinierers 500 ist. Der Leistungskombinierer 500 addiert die zwei Signale V₁ und V₂. Der Leistungskombinierer 500 verwendet einen Transformator 547 mit einer mittleren Abgriffstelle, um die Addition durchzuführen. Das resultie rende Signal wird an eine Last 517 angelegt. Reaktanzen 545 und 546 sind derart gewählt, daß die Last, die vom Lei stungskombinierer 500 erzeugt wird, über den Bereich der Phasenverschiebungen zwischen V₁ und V₂ so nah wie möglich bei einer rein resistiven Last liegt.

Claims

1. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) mit einem Ver stärkungsfaktor G zum Erzeugen eines Ausgangssignals aus einem amplitudenmodulierten Niederleistungsein gangssignal, der folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung (101) zum Erzeugen eines begrenzten Signals mit konstanter Amplitude aus dem amplitudenmo dulierten Eingangssignal, wobei das begrenzte Signal mit konstanter Amplitude die gleiche Frequenz und Phase wie das amplitudenmodulierte Eingangssignal hat;
eine Einrichtung (128, 110, 106, 107, 112, 113) zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Signals kon stanter Hüllkurve aus dem begrenzten Signal konstanter Amplitude, wobei das erste und das zweite Signal kon stanter Hüllkurve die gleiche Frequenz wie das Ein gangssignal haben, wobei das zweite Signal konstanter Hüllkurve sich phasenmäßig von dem ersten Signal kon stanter Hüllkurve um einen Betrag, der von der Ampli tude des Eingangssignals abhängt, unterscheidet;
eine Einrichtung (116; 216; 316; 416; 500) zum vek toriellen Addieren des ersten und des zweiten Signals konstanter Hüllkurve, um das Ausgangssignal zu er halten;
eine Erfassungseinrichtung (102, 118, 119) zum Erfassen der Abweichung des Amplitudenverhältnisses der Aus gangs- und der Eingangssignale vom Verstärkungsfaktor G; und
eine Einrichtung (103, 108) zum Verändern der Phasen differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal konstanter Hüllkurve, um die durch die Erfassungsein richtung (102, 118, 119) erfasste Abweichung des Ampli tudenverhältnisses zu reduzieren.

2. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zum Erzeugen des ersten und des zweiten Signals konstanter Hüllkurve folgende Merk male aufweist:
eine Einrichtung (128) zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Komponentensignals aus dem begrenzten Si gnal wobei sich das erste und das zweite Komponentensi gnal in der Phase um einen festen Betrag unterscheiden;
eine Einrichtung (103) zum Erzeugen des ersten Signals konstanter Hüllkurve aus einer gewichteten Summe des ersten und des zweiten Komponentensignals, wobei die Gewichtungsfaktoren, die in der Summe verwendet werden, von der Abweichung des Amplitudenverhältnisses ab hängen, das durch die Erfassungseinrichtung erfaßt wird; und
eine Einrichtung (107, 110, 113) zum Erzeugen des zwei ten Signals konstanter Hüllkurve aus einer gewichteten Differenz des ersten und des zweiten Komponentensi gnals, wobei die Gewichtungsfaktoren, die in der Dif ferenz verwendet werden, von der Abweichung des Ampli tudenverhältnisses abhängen.

3. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) gemäß Anspruch 1 oder 2, der ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung (224, 225) zum Messen der Phasendiffe renz zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssi gnal; und
eine Einrichtung (223, 226) zum Ändern der Phase des Ausgangssignals als Reaktion auf die von Null verschiedene Differenz, die durch die Meßeinrichtung gemessen wird, um die Phasendifferenz zu reduzieren.

4. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 3, bei dem die Einrichtung zum Ändern der Phase des Ausgangssignals eine Einrichtung zum Ändern der Phase beider Signale konstanter Hüllkurve in die gleiche Richtung um einen Betrag, der von der gemessenen Pha sendifferenz abhängt, aufweist.

5. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 2, der ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung (224, 225) zum Messen der Phasendif ferenz zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssi gnal;
eine Einrichtung zum Ändern der Phase des Ausgangssi gnals als Reaktion auf die von Null verschiedene Diffe renz, die durch die Meßeinrichtung gemessen wird, um die Phasendifferenz zu reduzieren,
wobei die Einrichtung zum Ändern der Phase von beiden Signalen konstanter Hüllkurve eine Einrichtung (223) umfaßt, um die Gewichtungsfaktoren zu ändern, die in den gewichteten Summen und Differenzen als Reaktion auf die Phasendifferenz, die durch die Meßeinrichtung ge messen wird, verwendet werden.

6. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 3, bei dem die Einrichtung zum Ändern der Phase des Ausgangssignals eine variable Verzögerungsschaltung (223) mit einer Verzögerung umfaßt, die durch die Pha sendifferenz, die durch die Meßeinrichtung gemessen wird, bestimmt ist.

7. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zum Erzeugen des begrenzten Signals einen spannungsgesteuerten Oszillator (431) mit einer Ausgabe umfaßt, die durch die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal be stimmt ist.

8. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) mit einem Ver stärkungsfaktor G zum Erzeugen eines Ausgangssignals aus einem amplitudenmodulierten Niederleistungsein gangssignal, der folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung (101, 128) zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten begrenzten Signals aus dem amplitu denmodulierten Eingangssignal, wobei das erste und das zweite begrenzte Signal jeweils eine feste Amplitude haben und die gleiche Frequenz wie das amplitudenmodu lierte Eingangssignal haben, wobei das erste begrenzte Signal eine feste Phasenbeziehung zu dem amplitudenmo dulierten Eingangssignal hat, wobei sich das erste und das zweite begrenzte Signal in der Phase um einen fe sten Betrag unterscheiden;
eine Einrichtung (128, 110, 106, 107, 112, 113) zum Er zeugen eines ersten Signals konstanter Hüllkurve aus einer gewichteten Summe des ersten und des zweiten be grenzten Signals und zum Erzeugen eines zweiten Signals konstanter Hüllkurve aus einer gewichteten Differenz des ersten und des zweiten begrenzten Signals unter Verwendung von Gewichtungsfaktoren;
eine Einrichtung (116; 216; 316; 416; 500) zum vektori ellen Addieren des ersten und des zweiten Signals kon stanter Hüllkurve, um das Ausgangssignal zu erhalten; und
eine Erfassungseinrichtung (102, 118, 119) zum Erfassen der Abweichung des Amplitudenverhältnisses der Aus gangs- und der Eingangssignale vom Verstärkungsfaktor G, wobei die Gewichtungsfaktoren von der durch die Erfassungseinrichtung (102, 118, 119) erfaßten Amplitu denabweichung abhängen.

9. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 8, der ferner folgende Merkmale aufweist:
eine Einrichtung (224, 225) zum Messen der Phasendif ferenz zwischen dem Ausgangssignal und dem Eingangssi gnal; und
eine Einrichtung zum Ändern der Phase des Ausgangssi gnals als Reaktion auf die von Null verschiedene Pha sendifferenz, die durch die Meßeinrichtung gemessen wird, um die Phasendifferenz zu reduzieren.

10. Leistungsverstärker (100; 200; 300; 400) nach Anspruch 9, bei dem die Einrichtung zum Ändern der Phase des Ausgangssignals eine Einrichtung (223) umfaßt, um die Phase beider Signale konstanter Hüllkurve in dieselbe Richtung um einen Betrag zu ändern, der von der ge messenen Phasendifferenz abhängt.