JPH07183729A - 電力増幅器 - Google Patents
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Abstract
ための装置を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、低電力の振幅及び
位相変調された入力信号から出力信号を発生する、利得
係数がGの電力増幅器が提供される。電力増幅器は、第
1、第2定包絡線信号を発生する。各定包絡線信号は入
力信号と同じ周波数を備えている。第1定包絡線信号
は、第2定包絡線信号と同じ振幅であるが、入力信号の
振幅によって決まる量だけ、第2定包絡線信号と位相が
異なる。出力信号は、第1、第2定包絡線信号のベクト
ル加算によって発生する。増幅器は、入力信号と、出力
信号の振幅より1/G倍の振幅を有する信号との間にお
ける振幅差を求める働きをする、フィードバック・ルー
プを備えている。第1、第2定包絡線信号間における位
相差は、求められた振幅差を減少させるために変更され
る。本実施例では、入力信号と出力信号の間の位相差も
測定される。
Description
のであり、とりわけ、2つの定振幅位相変調信号の加算
を利用して、振幅変調信号を発生する増幅器に関するも
のである。
信は、次第に普及している。しかし、これらの用途にお
いて、2つの特殊な問題が提起される。第1に、利用可
能なスペクトルが一般に不足しているため、情報を伝送
するRF搬送波変調が要求する帯域幅は、可能な限り最
小にしなければならない。結果として、搬送波の振幅と
位相の両方(すなわち、周波数)を変調しなければなら
ない。送信機の出力段に過度な歪みが生じないようにし
て、被変調搬送波を増幅するには、出力段の増幅器に相
当な線形性の制約条件を課すことになる。
ッテリによって電力供給を受けるので、移動式送信機の
電力効率が極めて重要になる。一般に、送信機の出力段
は、最大の電力消費部分であり、従って、この出力段の
改良が最も重要である。最も効率の良い電力増幅器の1
つは、出力トランジスタが、コレクタ・エミッタ電圧が
最低値の時点に限って電流を導通させる、CクラスのR
F増幅器である。あいにく、これらの増幅器は、極めて
非線形性が強く、かなりの振幅歪みを導入することにな
る。この歪みのため、Cクラス増幅器は、主として、R
F搬送波の振幅または「包絡線」が一定しており、従っ
て、こうした歪みの影響がない、FM送信機において利
用される。
はり、線形振幅変調を可能にするための方法の1つは、
Cクラス増幅器を利用して、振幅の一定した2つの信号
を発生し、さらに、これらの信号を組み合わせることで
ある。2つの定振幅信号の相対位相を変調することによ
って、振幅変調が実施される。2つの信号を、それぞ
れ、V1及びV2で表すと、次のようになる: V1=Vsin[ωt+mt(t)+a(t)] (1) 及び、 V2=Vsin[ωt+mt(t)−a(t)] (2) 「電力組み合わせ装置」によって、これら2つの信号を
ベクトル加算すると、位相及び振幅被変調搬送波Vout
=2q(t)Vsin[ωt+m(t)]が発生する
が、ここで、Vは、V1及びV2の両方の振幅であり、0
<q(t)<1である。また、m(t)及びq(t)
は、結果生じる搬送波vの所望の位相及び振幅変調であ
り、a(t)及び−a(t)は、2つの定包絡線成分V
1及びV2の追加位相変調である。電力組み合わせ装置
が、V1及びV2をベクトル加算することによって、出力
信号Vを発生する場合、結果生じる振幅変調q(t)
は、q(t)=cos[a(t)]になる。電力組み合
わせ装置が、V1及びV2をベクトル減算する場合、q
(t)は、q(t)=sin[a(t)]になる。
(t)、振幅変調q(t)、及び、位相変調a(t)の
帯域幅は、搬送波周波数の何分の1にしかならないもの
と仮定する。
信号Vout=2q(t)Vsin[ωt+m(t)]を
生じることになる、2つの信号V1=Vsin[ωt+
m(t)+a(t)]及びV2=Vsin[ωt+m
(t)−a(t)]を発生する方法は、先行技術におい
て既知のところである。例えば、1990年2月のF.
J.Casadevallによる「RF Desig
n」、41〜48頁によれば、所望の位相及び振幅被変
調出力信号の低電力、低周波数ω’バージョンで始め
て、成分V1及びV2が得られる。Casadevall
は、信号v’in=q(t)Vinsin[ω’t+m
(t)]を発生した。ここで、ω’<<ω、すなわち、
最終搬送波周波数である。この信号は、デジタル化さ
れ、デジタル信号プロセッサを利用して、V1を表す直
角座標成分I1、Q1、及び、V2を表すI2、Q2を発生
するが、低周波数ω’におけるものである。従って、
v’inは、RF発振器、移相器、及び、ミキサを用いて
アップ・コンバートされる。これは、I成分及びQ成分
の2つの集合を周波数ωにアップ・コンバートすること
によって実施される。次に、アップ・コンバート済みの
I及びQを合計することによって、定包絡線成分V1及
びV2が発生し、次に、これを利用して、2つの効率の
高い増幅器が駆動され、さらに、この増幅器によって、
電力組み合わせ装置が駆動される。
る。第1に、回路構成が極めて複雑である。第2に、ミ
キサ及び電力増幅器における位相または振幅誤差が、電
力組み合わせ装置の出力に歪みとして生じることにな
る。第3に、この回路は、入力周波数が、デジタイザ及
びデジタル信号プロセッサの速度に整合するように低く
なければならないので、簡単に、従来のRF電力増幅器
に取って代わることはできない。
決策が、1974年12月のIEEE Transac
tions on Communications、1
942〜1945頁にD.C.Coxによって提案され
ている。このシステムは、最終周波数ωにおける低電
力、位相及び振幅被変調入力信号vin=q(t)Vins
in[ωt+m(t)]から始めて、a(t)=arc
sin[q(t)]を発生する。この信号は、リミッタ
及び包絡線検出器によって並列処理すると、それぞれ、
定包絡線の、位相変調だけした信号u=Usin[ωt
+m(t)]、及び、振幅変調q(t)のベース・バン
ド複製が発生することになる。位相検出器に送り込む位
相変調器を含むフィードバック・ループも利用される。
位相変調器は、増幅された誤差信号によってリミッタか
らの信号(u=Usin[ωt+m(t)])に変調を
施し、位相検出器の出力がq(t)に追従するようにす
る。これは、逆正弦関数を意味するので、位相変調器の
入力における信号は、定包絡線増幅器によって増幅され
ると、V1=Vsin[ωt+m(t)+a(t)]に
なるが、ここで、a(t)=arcsin[q(t)]
である。位相角が−a(t)の信号V2も、同様にして
導き出される。
第1に、搬送波が、BPSK及びQPSKのように、一
時的にゼロ振幅であると仮定する変調案には適合しな
い。u=Usin[ωt+m(t)]を供給するリミッ
タは、搬送波のゼロ振幅期間に、その出力信号の損失を
生じる。第2に、電力増幅器の振幅または位相誤差が、
電力組み合わせ装置の出力に歪みとして生じることにな
る。
解決策が、1975年11月のIEEE Transa
ctions on Communications、
1281〜1287頁の「Component Sin
gal Separation and Recomb
ination for Linear Amplif
ication with Nonlinear Co
mponents」において、D.C.Cox及びR.
P.Leckによって提案されている。このシステム
は、周波数逓倍を利用している点を除けば、上述のCo
xの論文とほぼ同じ方法を利用している。周波数逓倍に
よって、動作範囲が狭くなるので、従って、位相変調器
の線形性が向上する。位相変調器は、動作周波数の1/
3に等しい周波数(ω/3)で駆動されるので、その出
力周波数は、周波数逓倍器によって、3〜ω倍されるこ
とになる。周波数逓倍によって、位相変化が増大するの
で、位相変調器は、a(t)において必要とされる位相
角範囲の1/3にわたって動作する。あいにく、このア
プローチは、Coxのもとの提案に関連して述べたのと
同じ問題に悩まされることになる。
試みが、1982年4月4〜7日の、Conferen
ce Proceedings IEEE South
eastcon ’82におけるLeon Couch
による「A VHF Linc Amplifier」
に解説されている。このシステムの場合、アナログ信号
処理を利用して、Casadevallの参考文献に解
説のものと類似の方法で、V1及びV2の両方のI及びQ
成分を発生する。該回路は、まず、入力信号を制限位相
被変調信号とベースバンド包絡線信号に分割する。包絡
線信号は、二乗回路及び平方根回路を含む、各種回路に
よる作用を受ける。この解決策には、Coxによる教示
のシステムと同じ欠点がある。さらに、システムのコス
ト及び複雑さを増すことになる、アナログ二乗回路及び
アナログ平方根回路が必要とされる。
cular TechnologyConferenc
e Digest、759〜763頁におけるA.Ba
temanによる「The Combined Ana
logue LockedLoop Universa
l Modulator(CALLUM)」には、入力
信号のベースバンドI及びQ成分からV1及びV2を発生
するシステムが教示されている。この回路の場合、2つ
の電圧制御発振器(VCO)によって、低電力バージョ
ンのV1及びV2が発生する。各VCOの周波数制御入力
が駆動されるので、V1及びV2に関して、適正な周波数
及び位相が生じる。これは、V1及びV2の加算によって
得られた出力信号からI及びQ信号を発生することによ
って行われる。これらのI及びQ信号は、もとのI及び
Q信号と比較される。比較信号間の誤差は、増幅され
て、VCO周波数制御入力を駆動し、誤差を強制的にゼ
ロにする。
1に、完全な4象限動作の場合、CALLUM変調器
は、該論文には記載されていないスイッチング・マトリ
ックスによって補足しなければならない。さらに、CA
LLUM変調器は、ベースバンドI及びQ入力を必要と
するので、簡単に従来の電力増幅器に取って代わること
ができない。
は、位相及び振幅被変調信号を高い効率で発生するため
の改良形回路を提供することにある。
おける振幅または位相誤差が、電力組み合わせ装置の出
力において、歪みとして生じることのない、変調回路を
提供することにある。
従来のRF電力増幅器に取って代わることの可能な変調
回路を提供することにある。
は、当該技術の熟練者には、本発明に関する以下の詳細
な説明及び添付の図面から明らかになるであろう。
及び位相被変調信号である入力信号から出力信号を発生
するための、利得係数がGの電力増幅器である。該電力
増幅器は、第1と第2の定包絡線信号を発生する。各定
包絡線信号は、前記入力信号と同じ周波数を備えてい
る。第1の定包絡線信号は、第2の定包絡線信号と同じ
振幅であるが、入力信号の振幅によって決まる量だけ、
第2の定包絡線信号と位相が異なる。出力信号は、第1
と第2の定包絡線信号のベクトル加算によって発生す
る。増幅器は、入力信号と、出力信号の振幅よりG倍小
さい振幅の信号との間における振幅差を求める働きをす
る、利得フィードバック・ループを備えている。第1と
第2の定包絡線信号間における位相差は、求められた振
幅差を減少させるために、変更される。本発明の実施例
の1つでは、入力信号と出力信号の間の位相差も測定さ
れる。この位相差を利用して、入力信号と出力信号の間
で測定された位相差を排除するため、両方の定包絡線信
号に加算される、位相インクリメントが決定される。
ック図である図1を参照する。電力増幅器100は、ま
ず、リミッタ101及び包絡線検出器102を利用し
て、低電力入力信号vin=q(t)Vinsin[ω
(t)+m(t)]の位相変調と振幅変調を分離する。
リミッタが適正に働く場合、入力波形の包絡線は、ゼロ
にまで減少してはならない。リミッタ101の出力は、
入力信号vinと位相変調は同じであるが、定包絡線の信
号である。リミッタ101の出力は、第1の定包絡線信
号になり、移相器128によって90度移相したリミッ
タ101の出力は、第2の定包絡線信号になる。リミッ
タ101の出力は、電圧制御式利得セル103を介し
て、総和回路106及び107の第1の入力104及び
105に送られる。総和回路106は、第1と第2の定
包絡線信号の重み付き和である信号を発生し、その重み
係数は、利得セル103及び108によって導入され
る。リミッタ101の出力は、90度移相器128及び
電圧制御式利得セル108を介して、総和回路106の
第2の入力にも送られる。この信号は、利得が1の反転
増幅器110を介して総和回路107の第2の入力11
1にも送られる。総和回路107は、第1と第2の反転
定包絡線信号の重み付き差を発生する。この場合、重み
係数は、総和回路106によって用いられるものと同じ
である。
ぞれ、リミッタ112及び113を介して、それぞれ、
2つの電力増幅器114及び115の一方を駆動する。
リミッタ112及び113は、電力増幅器が定振幅信号
によって駆動されることを保証する。電力組み合わせ回
路116において、2つの電力増幅器の定包絡線出力V
1及びV2を組み合わせることにより、アンテナまたは他
の有効な負荷に供給する単一の振幅及び位相被変調出力
信号Voutが得られる。
いては、さらに詳細に後述する。ここでの検討のために
は、電力組み合わせ装置116が、電力増幅器114及
び115の出力をベクトル加算することに言及すれば十
分である。
器117を介して、包絡線検出器118に送られ、該検
出器は、減衰した出力信号Voutの振幅変調包絡線に等
しいベースバンド信号V118を発生する。減衰器117
の減衰は、回路の所望の総電圧利得Gに等しい。包絡線
検出器102は、入力信号vinの振幅変調包絡線に等し
いベースバンド信号V102を発生する。この2つのベー
スバンド信号は、相補出力X及びYを備えた高利得差動
増幅器119において比較される。留意しておくべき
は、電力組み合わせ装置116は、V1及びV2のベクト
ル和またはベクトル差を求めることによって、V1及び
V2を組み合わせ、Voutを生じさせることができるとい
う点である。出力X及びYの電圧は、その依存関係に従
う: Vy=Vo+Avd 及び Vx=Vo−Avd (1) この場合、Voutは、V1及びV2のベクトル和である。
電力組み合わせ装置116が、ベクトル差を求めること
によって、信号を組み合わせる場合には、次のようにな
る: Vy=Vo−Avd 及び Vx=Vo+Avd (2) ここで、vd=V102−V118であり、Aは増幅器119
の利得、V0はコモン・モード電圧である。従って、任
意のvdに関して、Vx及びVyの和は、2V0になる。v
d=0の場合、Vx=Vy=V0 である。さらに、総和器
106及び107からの電圧出力は、リミッタ112及
び113を飽和させるのに十分な高さになるように選択
される。電圧Vyは、電圧制御式利得セル103の制御
入力を駆動し、電圧Vxは、電圧制御式利得セル108
の制御入力を駆動する。このフィードバック・ループに
よって、電力増幅器における振幅誤差が、電力組み合わ
せ装置の出力に歪みとして生じないことが保証される。
ものと仮定する。電力組み合わせ装置116の出力電圧
Voutは、電力組み合わせ装置116におけるV1及びV
2のベクトル加算の結果であると仮定する。出力搬送波
Voutの振幅が、入力信号vinの振幅のG倍未満である
場合、包絡線検出器118によって発生する信号V118
は、包絡線検出器102によって発生する信号V102を
下回ることになる。このため、増幅器119の出力にお
いてVyが増大し、Vxが減少することになる。結果とし
て、増幅器114及び115の出力間における位相角
が、小さくなる。この結果、電力組み合わせ装置の電圧
が高くなり、電力組み合わせ装置からの出力が低すぎる
場合の補正がなされる。電力組み合わせ装置116の出
力の振幅が、入力信号vinの振幅のG倍を超えると、V
yが減少し、Vxが増大して、V1とV2の間の位相角が大
きくなる。これによって、さらに、電力組み合わせ装置
116の出力の振幅が小さくなる。
V1及びV2の減算によって生じたものである場合、増幅
器119の動作は、式(2)によって得られる。この場
合、出力信号の振幅が小さすぎると、Vyが減少し、Vx
が増大するので、振幅誤差が補正されることになる。
て、入力電圧vinには、振幅変調だけしか施されていな
いものと仮定された。すなわち、vinは、ゼロ位相変調
である。入力が位相角m(t)だけ変調された場合につ
いて考察する。すなわち、 vin=q(t)Vsin[ω(t)+m(t)] リミッタ101と電力組み合わせ装置116の間の全て
の回路における遅延によって生じる、入力電圧vinと電
力組み合わせ装置116からの出力電圧との間における
一定の、あるいは、ゆっくりとした位相差の変化によっ
て、増幅器100の動作が変化することはない。しか
し、増幅器100の回路素子における動的寄生移相によ
って生じる、入力信号vinと電力組み合わせ装置116
の出力との間に付加される、高速で、振幅に依存した位
相誤差F(t)が、増幅器の線形性を悪化させる。
ることによって改善することが可能である。振幅制御ル
ープとは対照的に、位相制御ループは、理想のケースに
は存在しないはずの位相誤差だけを補正しなければなら
ない、すなわち、補正の必要はわずかなはずである。本
発明の場合、位相を補正する2つの方法のいずれかを用
いることができる。第1の方法の場合、電力増幅器11
4及び115に対する入力は、総和回路106及び10
7の入力を制御する重み係数を変更することによって調
整される。第2の方法の場合、リミッタ101の出力の
位相を変更することによって、両方の入力の位相が変更
される。
明による増幅器200が、図2に200で示されてい
る。図1に示す回路素子に類似の機能を提供する図2の
回路素子は、図1に示すものとは100ずつ異なる番号
が付されている。位相制御ループに関するものを除い
て、ここでは、これらの素子についてこれ以上詳細な説
明は行わない。基本的に、本発明のこの実施例では、増
幅器214及び215の出力間における位相角を変更す
ることによって、電力組み合わせ装置216の出力の振
幅を調整する1組の制御回路と、同じ方向において両方
の増幅器の出力の位相を変更することによって、位相誤
差を補償するもう1組の制御素子が得られる。
ッタ224を介して、出力信号によって駆動される位相
検出器225が含まれている。リミッタ224は、振幅
変調を消去するが、所望の位相変調m(t)、並びに、
電力組み合わせ装置216からの出力電圧の任意の静的
位相遅延及び寄生位相変調F(t)を維持する。位相検
出器225の他の入力は、リミッタ201から遅延補償
回路229を介して駆動される。回路229における移
相は、リミッタ201の出力電圧とリミッタ224の出
力電圧との間における静的位相差に等しくなるようにセ
ットされる。位相検出器225の両方の入力とも、所望
の位相変調m(t)が含まれるので、位相検出器225
が検分する位相差は、F(t)だけであり、この場合、
F(t)には、動的位相誤差と、遅延回路229による
不完全な静的位相誤差補償によって残された残留静的位
相誤差の両方が含まれている。フィルタ226によっ
て、位相検出器225の出力に低域通過フィルタリング
を施すと、F(t)と同じ符号の誤差電圧e(t)が発
生する。増幅器223によって電圧e(t)を増幅する
と、相補出力W及びZが得られる。
能が、セル208及び208’の間で分割される。反転
増幅器210は、また、図1に示す反転増幅器110に
対して再位置決めされている。この結果、V206及びV
207の位相を前とは逆の方向において変更し、さらに、
同じ方向においても変更することが可能になる。図1に
示す電圧制御式利得セル103が、2つのセル203及
び203’に分割されている。セル203は、総和回路
206の入力204を駆動し、セル203’は、総和回
路207の入力205を駆動する。図1に示す増幅器1
19の出力Yと電圧制御式利得セル103の入力120
の間には、もう1つの総和回路227が導入された。同
様に、増幅器219の出力Yとセル203’の入力22
0’の間には、もう1つの総和回路227’が導入され
ている。総和回路227及び227’の第2の入力は、
それぞれ、増幅器の出力W及びZに結合されている。こ
の接続は、増幅器219の出力電圧Vx及びVy、及び、
増幅器223の出力電圧Vw及びVzによって、総和回路
206及び207の入力204、205、209、21
1における電圧の高さが、下記表に従って変化すること
になる。さらに、位相器が、図2に示す信号標示に基づ
いて標示されている、図3も参照されたい。
応答して、リミッタ101の出力の位相を変更する働き
をする、本発明による増幅器の一例が、図4に300で
示されている。図1に関連して解説した機能と類似の機
能を果たす回路素子には、図1に用いられた番号と20
0ずつ異なる番号が付されているが、ここでは、これ以
上の説明を行わない。増幅器300は、やはり、位相誤
差F(t)の動的成分を補償するのに十分な速さで動作
する、電圧制御式遅延回路332に基づくものである。
増幅器300は、順方向経路における遅延回路を利用す
る。位相検出器325は、リミッタ301とリミッタ3
02の間の位相差を比較し、低域通過フィルタ326及
び増幅器330を介して、位相差をごくわずかに保持す
る。低域通過フィルタ326及び増幅器330は、F
(t)の動的成分に等しい帯域幅を通さなければならな
いが、これらの成分は、所望の位相変調m(t)によっ
て一次的に影響されることはない。
振器(VCO)に置き換えることが可能である。このた
めにVCOを利用した本発明の実施例が、図5に400
で示されている。図1に関連して解説した機能と類似の
機能を果たす回路素子には、図1において用いた番号と
300ずつ異なる番号が付されている。この実施例の場
合、低域通過フィルタ426及び増幅器430を介し
て、位相検出器425によって制御されるVCO431
の出力は、リミッタ410と424の間の位相差をごく
わずかに保持する。VCOの位相範囲に制限がない場
合、静的位相誤差F(t)が大きくても、補償すること
が可能である。しかし、VCO431は、位相誤差F
(t)の静的成分及び動的成分を発生しなければならな
いが、同時に、所望の位相変調m(t)も施さなければ
ならない。90度のタップを備えたVCOは、簡単に利
用することができる。従って、図1に示す90度の移相
器128は、VCO431からの90度のタップに置き
換えられている。
である図6を参照する。電力組み合わせ装置500は、
2つの信号V1及びV2を加算する。電力組み合わせ装置
500は、中心タップを備えた変圧器547を利用し
て、加算を行う。結果生じる信号は、負荷517に加え
られる。リアクタンス545及び546は、電力組み合
わせ装置500によって加えられる負荷が、V1及びV2
間の移相範囲にわたって、できるだけ純粋な抵抗負荷に
近くなるように選択される。
が、以下、本発明の各実施例毎に列挙する。
信号から出力信号を発生するための電力増幅器[10
0、200、300、400]において、それぞれ、前
記入力信号と同じ周波数で、前記入力信号の振幅によっ
て決まる量だけ、互いに位相の異なる、第1と第2の定
包絡線信号を発生するための手段と、前記出力信号を得
るため、前記第1と第2の定包絡線をベクトル加算する
ための手段[116、216、316、416、50
0]と、Gから前記出力信号と前記入力信号の振幅比の
偏差を検出するための手段[102、118、119]
と、前記検出された振幅比の偏差を減少させるため、前
記第1と第2の定数包絡線信号間における前記位相差を
変更するための手段[103、108]から構成され
る、電力増幅器。
ための前記手段が、前記入力信号と同じ周波数である
が、振幅は前記入力信号と無関係な、第1の限定信号を
発生するための手段[101]と、前記第1の限定信号
から、一定量だけ位相の異なる、第1と第2の成分信号
を発生するための手段[128]と、検出された振幅比
の前記偏差によって決まる重み係数を利用して求められ
た、前記第1と第2の成分信号の重み付き和から、前記
第1の定包絡線信号を発生するための手段[103]
と、検出された振幅比の前記偏差によって決まる重み係
数を利用して求められた、前記第1と第2の成分信号の
重み付き差から、前記第2の定包絡線信号を発生するた
めの手段[108]から構成されることを特徴とする、
実施例1に記載の電力増幅器[100、200、30
0、400]。
位相差を測定するための手段[224、225]と、前
記測定差がゼロとは異なると、これに応答して、前記出
力信号の位相を変更し、前記測定位相差を減少させるた
めの手段[223、226]が設けられていることを特
徴とする、実施例1に記載の電力増幅器[100、20
0、300、400]。
手段が、前記測定位相差によって決まる量だけ、同方向
における前記定包絡線信号の両方について位相を変更す
るための手段から構成されることを特徴とする、実施例
3に記載の電力増幅器[100、200、300、40
0]。
位相差を測定するための手段[224、225]と、前
記測定差がゼロとは異なると、これに応答して、前記出
力信号の位相を変更し、前記測定位相差を減少させるた
めの手段が設けられていることと、前記定包絡線信号の
両方について位相を変更するための手段が、前記測定位
相差に応答して、前記重み付き和と差において利用され
た前記重み係数を変更するための手段[223]から構
成されることを特徴とする、実施例2に記載の電力増幅
器[100、200、300、400]。
が、前記測定位相差によって遅延が決まる、可変遅延回
路[223]から構成されることを特徴とする、実施例
3に記載の電力増幅器[100、200、300、40
0]。
手段が、前記入力信号の周波数、及び、前記測定位相差
によって出力が決まる、電圧制御発振器[431]から
構成されることを特徴とする、実施例3に記載の電力増
幅器[100、200、300、400]。
とにより、位相及び振幅被変調信号を高い効率で発生す
ることができる。
図である。
て発生する各種信号間における位相及び振幅関係を示す
図である。
の概略図である。
の概略図である。
置の概略図である。
Claims (1)
- 【請求項1】利得係数Gを有する、低電力振幅変調入力
信号から出力信号を発生するための電力増幅器におい
て、 それぞれ、前記入力信号と同じ周波数で、前記入力信号
の振幅によって決まる量だけ互いに位相の異なる、第
1、第2定包絡線信号を発生する手段と、 前記第1、第2定包絡線をベクトル加算して前記出力信
号を得る手段と、 前記Gから前記出力信号と前記入力信号の振幅比の偏差
を検出する手段と、 前記第1、第2定包絡線信号間における前記位相差を変
更して前記検出された振幅比の偏差を減少させる手段
と、 を備えて成る電力増幅器。
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