DE3636865A1 - Anordnung zur linearisierung einer endstufe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Linearisierung einer Senderendstufe nach dem Oberbegriff des Patentan­ spruchs 1.

Moderne kommerzielle Kurzwellen-Sender, etwa der Lei­ stungsklasse bis 1 kW Nennleistung, sind heute voll tran­ sistorisiert. In den Endstufen sind häufig Gegentakt-Lei­ stungstransistoren über Breitband-Brücken (Parallelschalt­ brücken) parallel betrieben (Breitband-Verstärkertechniken von 1,5 bis 30 MHz - ohne Umschaltung, - ohne Abstimmit­ tel).

Die Breitbandigkeit ist gegenüber den älteren (schmalban­ digen, abgestimmten) Röhrensendern ein wesentlicher Fort­ schritt. Die Umschaltzeiten bei Frequenzwechsel sind lediglich durch Oberwellenfilter bedingt, welche z.B. mit Vakuum-Relais digital geschaltet werden. Nachteilig an Transistor-Sendern ist allerdings deren gegenüber Röhrensendern ungünstigeres Verhalten bezüglich der Intermodulationstonbildung.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zu­ grunde, eine Anordnung zur Linearisierung einer Sender­ stufe mit geringem Aufwand anzugeben und damit den Aufbau einer Senderendstufe mit verbesserten Intermodulations­ eigenschaften zu ermöglichen.

Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die Unteransprüche enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Ein besonderer Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß an die Leistungsverstärkerstufe, die bei herkömmlichen transistorisierten Senderendstufen sehr aufwendig ist, nur noch geringe Anforderungen gestellt werden, was sich günstig auf deren Preis, Gewicht und Platzbedarf, indirekt aber auch auf Einsparungen beispielsweise bei der Span­ nungsversorgung der Endstufe auswirkt.

Die Erfindung ist nachfolgend unter Bezugnahme auf die Abbildungen anhand von Ausführungsbeispielen noch erläu­ tert. Dabei zeigt

Fig. 1 die typische Verstärkungskennlinie einer RF-Tran­ sistor-Endstufe,

Fig. 2 das Prinzip der erfindungsgemäßen Anordnung, Fig. 3 einen Vergleich der Signaleinhüllenden von Quellen­ signal und Sendesignal,

Fig. 4 Spektren eines Zweiton-Sendesignals,

Fig. 5 eine Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 6, 7 weitere Ausführungsformen der Erfindung.

Die breitbandige Senderverstärker-Endstufe verzerre nur in der Amplitude, nicht in der Phase. Diese Forderung wird von verfügbaren Leistungstransistoren im HF-Bereich aus­ reichend erfüllt. Außerdem sei nur ein schmaler spektraler Bereich betrachtet, d.h. die Bandbreite der Verstärker- Endstufe sei wesentlich größer als die für ein bestimmtes Sendesignal erforderliche Bandbreite. Unterschiede der Phasenbeeinflussung durch die Transistoren sind in dem schmalen Bereich dann vernachlässigbar.

Die Verstärkungskennlinie einer Klasse B-Gegentakt-End­ stufe kann wie in Fig. 1 dargestellt werden (u _e Eingangs­ spannung, u _a Ausgangsspannung). Wesentlich ist, daß die Kennlinienverläufe im ersten und dritten Quadranten gut übereinstimmen,was mit ausgesuchten Transistorpaaren (Gegentakt-Stufen) aber leicht zu erreichen ist. Unter diesen Annahmen wird erfindungsgemäß ein in Fig. 2 skiz­ zierter Regelkreis aufgebaut.

Die RF-Quelle 1 liefert ein Signal, das beispielsweise aus einem Mehrtongemisch (z.B. zwei Töne gleicher Amplitude) bestehe. Zwischen der Quelle 1 und der Senderendstufe 3 ist ein schnell reagierendes steuerbares Dämpfungsglied 2 eingeschaltet. Dieses Dämpfungsglied wird von einem aus­ reichend breitbandigen Operationsverstärker 7 angesteuert, der über die Detektoren 6 und 8 die Einhüllenden von Quellensignal und Richtkoppler-Ausgangssignal vergleicht.

Durch die nichtlineare Kennlinie des Endverstärkers 3 wird das Ausgangssignal 9 und damit auch der vom Richt­ koppler ausgekoppelte Signalanteil gegenüber dem unver­ zerrten Signal Abweichungen zeigen. In Fig. 3 sind die Einhüllenden-Spannungen U _E von Quellensignal U _RF und Sendesignal U _s gezeigt. Es handelt sich dabei am Ausgang der RF-Quelle 1 um ein sinuston-moduliertes Signal mit entsprechenden Sinus-Halbwellen (durchgezogene Linien) als Einhüllende. Durch Nichtlinearitäten der Endstufe ergibt sich ein Ausgangssignal mit abweichender Einhüllungsform. Diese Abweichungen Δ U _E (vergrößert dargestellter Aus­ schnitt) führen als Differenzsignal verstärkt das Dämp­ fungsglied 2 so nach, daß die Ansteuerung der Endstufe 3 bei kleinen Signalpegeln um den Differenzbetrag angehoben, bei den mittleren Pegeln nicht korrigiert wird, dagegen mit zunehmender Ansteuerung die Dämpfung erhöht, im Sätti­ gungsbereich wieder reduziert wird.

Dies erfordert, daß die Dämpfung des Dämpfungsglieds trägheitslos folgen kann, und daß die Bandbreite des Operationsverstärkers und dessen Phasengang dafür geeignet sind.

In der Praxis ist die Quelle 1 der eigentliche Sende-Um­ setzer-Ausgang, dessen RF-Signal als intermodulationsarm vorausgesetzt werden kann. Die Spitzenamplitude der Ein­ hüllenden ist soweit ausgeregelt, daß diese bereits als Maß für die Einstellung des Ausgangssignals 9 auf Sender- Nennleistung mit Hilfe des Richtkoppler-Signals 5 dient.

Die Fig. 4 zeigt Spektren des Sendesignals mit (a) und ohne (b) die erfindungsgemäße Anordnung an einer 100-Watt- Senderendstufe für 24 V Betriebsspannung, gemessen bei einer tatsächlichen Betriebsspannung von nur 20 V=.

Das Quellensignal ist ein Doppelton mit gleicher Amplitude und 1,5 kHz Frequenzabstand. Die Spektralanalyse des Ausgangssignals ohne die Erfindung liefert eine Dämpfung der JM3-Frequenzen (4,5 kHz entsprechend 3×1,5 kHz Abstand, das Dreifache der eigentlichen Nutztöne) von ca. 26 dB gegen den jeweiligen Nutzton, also 32 dB gegen PEP (Peak Envelope Power, Nennleistung).

Nach Einführung der erfindungsgemäßen Gegenkopplungsmaß­ nahme erreicht die JM3-Dämpfung < 46dB PEP. Die Dämpfung der JM5-Produkte (Abstand 5×1,5 kHz=7,5 kHz) bleibt annähernd unverändert, da die Bandbreite des Regelkreises hierfür nicht mehr ausreicht.

Die punktierten Kurven in den Spektren der Fig. 4 beziehen sich auf ein Störsignal, das aus der Überlagerung einer 20V-Betriebsspannung mit einer Rechteckspannung von 7V _ss und 500 Hz resultiert.

Während in Fig. 4(b) (ohne Gegenkopplung) der Abstand der Störfrequenzen (punktierter Kurvenverlauf) minimal 30 dB gegen die Amplituden der Nutztöne ist, ist er in Fig. 4(a) dank der Gegenkopplungsmaßnahme etwa 40 dB. Zufolge der im Beispiel endlichen Bandbreite des Gegenkopplungs-Regel­ kreises ist auch hier eine Wirkung über einen Abstand von ca. 6 kHz hinaus nicht möglich.

Die Anwendung der Erfindung erstreckt sich insbesondere auf alle Sen­ derendstufen, welche z.B. A-Modulation sowie J3E-, J7B- Verfahren zu übertragen haben, also jene Modulationsarten, deren Signaleinhüllende im RF-Bereich variiert bzw. deren Nachrichten-Informations-Gehalt nicht ausschließlich in der Momentan-Phase des Nutzsgignals enthalten ist.

Ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt Fig. 5 als Blockschaltbild.

Der Aufbau umfaßt eine Gegentakt-Breitband-Endstufe 3 mit Oberwellenfilter 4 und Richtkoppler 5, Einhüllenden- Gleichrichter 6 am Sender-Ausgang und entsprechendem Einhüllenden-Detektor 8 am Ausgang der Sender-Vorstufen. Das Bandpaß-Filter 21 ist zur Unterdrückung von Oberwellen und unerwünschten Rauschseitenbändern dem Sendeumsetzer nachgeschaltet. Mit dieser Maßnahme ist gewährleistet, daß die Einhüllende des Vorstufen-RF-Signals eine geeignete Referenz 8 des ebenfalls von Oberwellen gefilterten RF- Ausgangssignals der Endstufe an 6 ist.

Als Referenz für die Gegenkopplung dient das Einhüllende- Signal 13, das über den analogen Multiplizierer 10 (Ein- Quadranten-Multiplizierer) bezüglich der Spitzen auf den der Nennleistung des Senders (PEP) entsprechenden Refe­ renzwert V _Ref= gestellt ist. Der Operationsverstärker 11 erzeugt dazu den erforderlichen (Gleichspannungs-)Ge­ wichtsfaktor 15. Die Zeitkonstante für diesen Gewichts­ faktor ist bestimmt durch die RC-Glieder 14 und den Spit­ zenwert-Gleichrichter 16 am Operationsverstärker 11. Letzter bewirkt eine schnelle Korrektur der Referenz 13, sobald der Einhüllenden-Spitzenwert zu hohe Ausgangslei­ stung erzeugt (kleine Zeitkonstante). Um den verschiedenen Betriebsarten Rechnung tragen zu können, ist der Konden­ sator 14 umschaltbar. Damit ergeben sich optimierte Regel­ geschwindigkeiten.

Die zuvor beschriebene Schaltung hat den Nachteil, daß der Gleichrichter 8 kleineren Pegel als der am Richtkoppler 5 angeschlossene Detektor 6 erhält. Die reale Kennlinie eines Gleichrichters kann in solch einem Fall zusätzliche Fehler erzeugen.

Da es sich um ein Differenzverfahren handelt, ist es daher erforderlich, die beiden Detektoren 6 und 8 möglichst auf gleichen RF-Pegel zu setzen. Dies berücksichtigt die Schaltungsanordnung nach Fig. 6.

• - Die beiden Detektordioden sind ausgesucht bezüglich der Übereinstimmung ihrer Gleichrichter-Kennlinie (matched diodes).
• - Um den Pegel an beiden Dioden möglichst gleich zu erhalten, wird ein breitbandiger klirrarmer RF-Ver­ stärker 17 für die Gleichrichterdiode 8 eingefügt.
• - Vor diesen Breitband-RF-Verstärker ist ein weiterer PIN-Dioden-Abschwächer 2 a eingefügt, der den Pegel am Gleichrichter 8 konstant stellt. Diese Pin-Dioden- Stellglieder sind ebenfalls breitbandig, hochlinear und passiv (resistiv).

In einer Abänderung der Anordnung nach Fig. 6 kann das zweite Dämpfungsglied 2 b aus dem Breitbandverstärker 17 gespeist werden. Im Gegensatz zum Dämpfungsglied 2 b braucht das erste Dämpfungsglied 2 a nicht annähernd so schnell steuerbar sein.

Wie bereits im Zusammenhang mit der Fig. 4 erwähnt, ist die erfindungsgemäße Anordnung wesentlich unanfälliger gegen Störungen der Betriebsspannung U _b als vergleichbare herkömmliche Anordnungen. Bordspannungsnetze von Fahr­ zeugen sind erfahrungsgemäß mit starken Störspannungen verseucht, so daß herkömmliche Senderendstufen über einen zwischengeschalteten DC-Schaltwandler versorgt werden. Demgegenüber kann bei der Erfindung die Versorgung direkt aus dem Bordnetz eines Fahrzeugs erfolgen, wenn, wie in Fig. 5 und 6 durch die Glieder L und C angedeutet, durch eine Tiefpaßfilterung die höherfrequenten Störfrequenz­ anseile ausgesiebt werden, die von dem Gegenkopplungskreis der Erfindung wegen dessen begrenzter Bandbreite nicht ausgeregels werden können. Da dadurch der DC-Wandler entfallen kann, wird der Wirkungsgrad des Senderverstär­ kers zusätzlich höher, der Kühlmechanismus einfacher und somit auch die Gesamtkosten des Senders günstiger als in herkömmlichen Geräten.

Wenn der Eingangspegel des zu übertragenden Nutzsignals zeitlich konstant ist und vor allem einen vorgegebenen Grenzwert nicht übersteigt, ist die in Fig. 7 skizzierte Schaltungsanordnung bevorzugt. Die Voraussetzung eines konstanten Signalpegels des Eingangssignals ist insbeson­ dere bei der Übertragung digitaler Nachrichten erfüllt, da die das Eingangssignal für die Endstufe erzeugenden Ge­ räteteile, wie z.B. ein Modulator von sich aus Signale mit langzeitlich konstantem Pegel generieren. Für die Pegel­ regelung sind dann im wesentlichen nur noch Pegelverän­ derungen zu berücksichtigen, die z.B. durch frequenzab­ hängige Amplitudenbeeinflussung in Eingangsbausteinen der Endstufe begründet sind und bei Frequenzumschaltungen störend in Erscheinung treten.

Die Einstellsteuerung 23 steuert die Schalter S 1 bis S 3 und schaltet dadurch, z.B. nach jedem Frequenzwechsel­ kommando bei einem Frequenzsprungsender, zwischen einer Einstellphase und einer Sendephase um. Die eingezeichneten Schalterstellungen entsprechen der Einstellphase. Dadurch gelangt nach jedem Frequenzwechselkommando ein A0 (A null)-Signal für die Dauer von beispielsweise 1 ms über Sendeumsetzer 22 und Bandfilter 21 an den Einhüllenden- Detektor 8, wird im Multiplizierer 10 (analog) mit dem Spannungswert (Faktor) am Ausgang des Differenz-Opera­ tionsverstärkers 11 multipliziert. Der Einstellvorgang ist stabilisiert, wenn die Ausgangsspannung des Multipli­ zierers 10 der Referenz-Gleichspannung U _ref entspricht. Dies ist bei entsprechender Dimensionierung des Opera­ tionsverstärkers 1 (Kap. Gegenkopplung C 1) und des Multi­ plizierers 10 in weniger als 1 ms erreicht.

Über den Schalter S 2 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 7 eine mittlere Vergleichsspannung U _m gelegt, die dafür sorgt, daß die Ausgangsleistung des Senderendverstärkers 3 während des Einstellvorgangs nicht über das erlaubte Maß hinausgeht. Über den A/D-Wandler ist der Multiplikationsfaktor in Speicher 19 abgelegt.

Für die nachfolgende Sendephase werden die Schalter S 1 bis S 3 umgeschaltet, so daß der Sendeumsetzer jetzt ein mit der zu übertragenden Nachricht NF-moduliertes Signal abgibt, das aber den gleichen, spitzen Pegel aufweist wie das vorangegangene A0-Signal.

Der im Speicher 19 zuvor abgelegte digitalisierte Wert des Multiplikationsfaktors wird während der Sendephase nicht verändert und über den D/A-Wandler 20 und S 1 als kon­ stanter Faktor dem Multiplizierer 10 zugeführt. Der A/D-Wandler 18 ist in der Sendephase ohne Wirkung, ebenso der Operationsverstärker 11.

Über Richtkoppler 5, Einhüllenden-Detektor 6 und Schalter S 2 liegt nun die der Einhüllenden des Sendesignals am Differenzeingang des Operationsverstärkers 7, an dessen nicht invertiertem Eingang liegt die stabilisierte Refe­ renz-Einhüllende des umgesetzten, im Rauschfilter von Oberwellen- und Außenband-Rauschen befreiten RF-Nutz- Signals.

Für die linearisierende Wirkung dieser Rückkopplungs­ schleife gelten die gleichen Ausführungen wie bei den bereits beschriebenen Anordnungen.

Claims (8)

1. Anordnung zur Linearisierung einer Senderendstufe, vorzugsweise für den KW-Bereich, bei welcher eine Hoch­ frequenz-Signalquelle eine transistorisierte Gegentakt- Endstufe ansteuert, gekennzeichnet durch ein zwischen der Hochfrequenz-Signalquelle und der Endstufe angeordnetes steuerbares Dämpfungsglied (2), durch einen ersten Detek­ tor (8), der aus dem Hochfrequenz-Signal der Signalquelle ein erstes Hüllkurvensignal ableitet, durch einen zweiten Detektor (6), der aus dem von der Endstufe abgegebenen Sendesignal ein zweites Hüllkurvensignal ableitet und durch ein Differenzglied (7), das die Differenz aus den beiden Hüllkurvensignalen ermittelt und ein dieser Diffe­ renz proportionales Steuersignal an das steuerbare Dämpfungsglied abgibt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzglied einen Operationsverstärker enthält.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnnet, daß das Dämpfungsglied PIN-Dioden enthält.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pegeldetektor den Pegel des ersten Hüllkurvensignals mißt, daß ein Komparator den gemessenen Pegel mit einem Referenzwert vergleicht und ein Korrektur­ signal zur Steuerung eines amplitudenbeeinflussenden Glieds im Signalweg des Hochfrequenz-Signals erzeugt.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektursignal als Gewichtsfaktor zur Multiplikation des ersten Hüllkurvensignals einem Multiplizierer zuge­ führt ist, dessen Ausgang mit einem Eingang des Differenz­ glieds verbunden ist.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einstellsteuerung in einer Meßphase den Gewichts­ faktor digitalisiert und speichert und in einer nachfol­ genden Übertragungsphase den Ausgang des Komparators von dem Multiplizierer trennt und den digital gespeicherten Gewichtsfaktor über einen Digital/Analog-Wandler dem Multiplizierer zuführt.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in der Einstellphase ein unmoduliertes HF-Signal gleicher Frequenz und gleichen Pegels wie das Nachrichtensignal der nachfolgenden Übertragungsphase an den Eingang der End­ stufe gelegt ist.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsspannung der Senderend­ stufe über ein L-C-Glied direkt aus einer ungeregelten Gleichspannung zugeführt ist.