DE69530778T2

DE69530778T2 - Lineare leistungsverstarkung mit hohem wirkungsrad

Info

Publication number: DE69530778T2
Application number: DE69530778T
Authority: DE
Inventors: W. Paul DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-09-14
Filing date: 1995-09-14
Publication date: 2004-02-26
Anticipated expiration: 2015-09-15
Also published as: CN1076903C; FI114667B; EP0782789B1; CA2199708C; KR100398302B1; CA2199708A1; US5694433A; DE69530778D1; FI971051A0; JPH10511235A; AU3676895A; CN1157676A; JP3644965B2; EP0782789A1; FI971051A; WO1996008866A1; AU691346B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen linearen Leistungsverstärker und ein Verfahren zur linearen Verstärkung, die zur Verwendung in einem Sender geeignet sind, wie beispielsweise einem CPFSK-Sender der Klasse C.
2. Diskussion des zugehörigen Standes der Technik
Für Funkkommunikationen verwendete Signale fallen in die folgenden drei Kategorien: (i) eine reine Amplitudenmodulation (AM); (ii) eine reine Winkelmodulation oder konstante Hüllkurvensignale, wie beispielsweise eine Frequenzmodulation (FM) oder eine Phasenmodulation (PM); oder (iii) eine komplexe Modulation, die sowohl AM- als auch FM-Komponenten hat, wie beispielsweise ein einzelnes Seitenband (SSB).
Die Abkürzungen AM, FM und SSB beziehen sich historisch auf eine Modulation von Radiowellen bzw. Funkwellen mit analogen Sprachwellenformen. Vor kürzerer Zeit hat eine Modulation mit digitalen Datensignalen eine größere Wichtigkeit angenommen. Digital modulierte Signale besetzen eine breite Bandbreite, solange keine Mittel verwendet werden, um das gesendete bzw. übertragene Spektrum zu enthalten. Einerseits gibt es Grenzen dafür, wie gut das Spektrum bei Verwendung einer konstanten Hüllkurvenmodulation für Datensignale enthalten sein kann. Andererseits erfordert die Verwendung einer nicht konstanten Hüllkurvenmodulation einen linearen Sender-Leistungsverstärker, der sowohl die Amplitude als auch die Phase der Signale bewahrt, die er verstärkt, und diese Vorrichtungen sind weniger effizient als Leistungsverstärker konstanter Hüllkurve. Der Stand der Technik erkennt eine Anzahl von Klassen eines Leistungsverstärkers in Abhängigkeit vom Typ eines Signals, das zu verstärken ist.
Verstärker der Klasse A führen einen Signalstrom über den gesamten Zyklus der Signalwellenform und sind die linearsten Verstärker. Verstärker der Klasse A sind für Signale geeignet, die bezüglich der Amplitude variieren können, und ihr Leistungsverbrauch von der Versorgung (z. B. der Batterie) ist ungeachtet des Signalpegels wenigstens so lange konstant, wie der Signalpegel nicht die maximale Leistungskapazität oder den Sättigungspunkt überschreitet. Verstärker der Klasse A sind während solcher Momente bezüglich der Leistung verschwenderisch, zu welchen ein Signal mit variierender Amplitude unterhalb des Ausgangspegels gesättigter Leistung ist. Dieser Aspekt ist bei Verstärkern der Klasse B verbessert.
Verstärker der Klasse B führen bzw. leiten einen Signalstrom exakt für eine Hälfte des Zyklus der Eingangssignalwellenform. Bei einem Gegentaktverstärker der Klasse B leitet eine Vorrichtung für einen halben Zyklus und leitet die andere Vorrichtung für den übrigen halben Zyklus. Verstärker der Klasse B verbrauchen proportional zur Quadratwurzel des momentanen Ausgangsleistungspegels eine variierende Menge an Strom von der Versorgung. Obwohl Verstärker der Klasse B keinen Strom verbrauchen, wenn sie keine Ausgangsleistung liefern und ihre Effizienz bei mittleren Leistungspegeln zwischen 0 und der Sättigung besser als bei Verstärkern der Klasse A ist, ist die Effizienz von Verstärkern der Klasse B nichts desto weniger niedriger bei niedrigeren Ausgangsleistungen als bei einer Sättigung, so dass die mittlere Effizienz bei Signalen mit variierender Amplitude geringer als die maximale Effizienz bei gesättigter Ausgangsleistung ist.
Verstärker der Klasse C leiten für weniger als eine Hälfte eines vollständigen Signalzyklus und werden primär als Funkfrequenzverstärker verwendet, wobei die Last auf die Signalfrequenz abgestimmt ist. Verstärker der Klasse C sind nur für Signale mit konstanter Hüllkurve geeignet und arbeiten die gesamte Zeit über bei einer vollen Sättigungseffizienz. Wenn versucht wird; Signale mit nicht konstanter Hüllkurve mit einem Leistungsverstärker der Klasse C zu verstärken, werden die Signalhüllkurvenschwankungen nicht wiedergabegetreu reproduziert werden, sondern werden begrenzt oder zerstört werden.
Der Stand der Technik umfasst auch verschiedene Schaltungskonfigurationen, die zum Verbessern der Linearität der Verstärker der Klasse B und der Klasse C verwendet werden, und diese können allgemein als Rückkopplungs-, Weiterleitungs- oder Hüllkurven-Neumodulation kategorisiert werden.
Als Beispiel für Rückkoppeltechniken sind Verstärker gebaut worden, bei welchen ein Amplitudendetektor die Ausgangsamplitude erfasst und sie mit der erwünschten Amplitude des Eingangssignals vergleicht. Der Fehler wird zum Erzeugen eines Rückkoppelsignals verwendet, das die Leistungsverstärker-Verstärkung erhöht oder erniedrigt oder die Vorspannung oder irgendeinen anderen Parameter in einer Richtung ändert, die die Amplitude korrigieren wird.
Im Stand der Technik sind auch Rückkoppeltechniken beschrieben worden, bei welchen sowohl eine Amplituden- als auch eine Phasen-Rückkopplung verwendet werden, wobei die letztere auch eine Quelle einer Nichtlinearität eliminiert, die als AM-zu-PM-Umwandlung bekannt ist.
Es sind Rückkoppeltechniken bekannt, bei welchen weder die Amplitude noch der Phasenwinkel erfasst werden, sondern vielmehr komplexe Vektorkomponenten, und diese mit dem, was sein sollte, verglichen werden, und zwei Fehlersignale erzeugt und rückgekoppelt werden, um jede Komponente auf den erwünschten Wert einzustellen. Dies ist als kartesische Schleifenrückkopplung bekannt, wohingegen die Amplituden- und Phasen-Rückkoppeltechnik als polare Schleife bekannt ist.
Weiterführungstechniken, die im Stand der Technik bekannt sind, enthalten ein Subtrahieren eines Anteils des Leistungsverstärker-Ausgangssignals von einem Anteil des Eingangssignals, um ein Fehlersignal zu erhalten, ein Verstärken des Fehlersignals und ein darauf folgendes Subtrahieren des Fehlersignals vom Leistungsverstärker-Ausgangssignal. Dies ist normalerweise nur dann technisch vorteilhaft, wenn das Fehlersignal schon bei der Leistungsverstärker-Ausgabe klein ist, d.h. wenn der Verstärker bereits im Wesentlichen linear ist.
Eine Nichtlinearität wird oft durch einen so genannten Zwei-Ton-Test gemessen, wobei zwei Signale, die bezüglich der Frequenz f1 und f2 nahe beieinander sind, addiert werden, um ein Testsignal mit nicht konstanter Hüllkurve zu erzeugen. Eine Nichtlinearität zeigt sich im Auftreten anderer Frequenzen in der Leistungsverstärker-Ausgabe insbesondere bei 2f1-f2 und 2f2-f1, was als Intermodulationsprodukte dritter Ordnung bekannt ist. Typischerweise wird ein Leistungsverstärker mit guter Linearität Intermodulationspegel von 30 bis 35 dB unter den Testtonpegeln ohne die oben angegebenen Schaltungskonfigurationen erreichen, während eine Weiterführung diese Leistungsfähigkeit von 60 dB unter den Testtonpegeln erhöhen kann.
Ebenso zur Klasse von Weiterleitungstechniken gehörend ist eine Technik als Vorverzerrung bekannt, wobei der Leistungsverstärker mit einem modifizierten Eingangssignal betrieben wird, das vorberechnet wird, um das erwünschte Ausgangssignal zu erzeugen, wobei eine Kenntnis über die nichtlineare Eingangs/Ausgangs-Übertragungsfunktion verwendet wird.
Eine Hüllkurven-Neumodulation kann mit einem Leistungsverstärker der Klasse C verwendet werden, um die Amplitudenvariationen wiederherzustellen, die der Leistungsverstärker der Klasse C normalerweise nicht reproduziert. Die effizienteste Form einer Hüllkurven-Neumodulation besteht im Variieren der Leistungsversorgungsspannung zum Leistungsverstärker. Dies ist als Hochpegel-Amplitudenmodulation (AM) bekannt, und wird am effizientesten mittels einer Pulsbreitenmodulation, erreicht. Jedoch erfordern alle Formen einer Hochpegel-AM die Verwendung von Komponenten mit großem Ausmaß.
CPFSK (kontinuierliche Phase, Frequenzumtastung) ist eine Modulation konstanter Hüllkurve, d. h. eine reine Phasenmodulation, wobei die Phasen-Trajektorien stark geglättet werden, um Nachbarkanalenergie zu steuern. Der Vorteil von CPFSK besteht darin, dass sie unter Verwendung eines Sende- bzw. Übertragungs-Leistungsverstärkers der Klasse C verstärkt werden kann.
Unglücklicherweise erreicht ein Signal mit konstanter Hüllkurve keinen ausreichenden Kompromiss zwischen einem benachbarten Kanal und einer Kommunikationseffizienz für digitalen Landmobilfunk (DLMR), wie er beispielsweise bei zellularen Telefonsystemen verwendet wird.
Eine Nachbarkanalenergie kann durch Filtern des CPFSK-Signals im I-, Q-Bereich reduziert werden, was äquivalent zur RF- Bandpassfilterung ist. Jedoch führt dies eine Amplitudenmodulation ein, und ein Leistungsverstärker der Klasse C kann nicht mehr verwendet werden.
In der US-Patentanmeldung 08/179,947, die Dent und Lampe als Erfinder nennt und die am 1. Januar 1994 eingereicht ist, ist offenbart, dass zwei Leistungsverstärker der Klasse C mit unterschiedlichen CPFSK-Signalen betrieben werden können und auf eine solche Weise kombiniert werden können, dass die erwünschten Amplitudenvariationen erzeugt werden können. Die vorliegende Erfindung weist Leistungsverstärker ungleicher Leistung auf, die kombiniert werden können, um eine Nachbarkanalenergie wesentlich zu reduzieren, die durch den größeren Verstärker erzeugt wird, der mit einer Modulation konstanter Hüllkurve arbeitet.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung vermeidet einen Nachteil der Erfindung von Dent-Lampe, die zwei Signale erhöhter Nachbarkanalenergie erzeugt, welche dann, wenn sie kombiniert werden, eine reduzierte Nachbarkanalenergie ergeben sollten. Statt dessen erzeugt die vorliegende Erfindung ein Signal einer normalen Nachbarkanalenergie und ein Kompensationssignal einer niedrigeren Leistung mit nur derselben Leistung-zu-Nachbar-Kanalenergie. Die vorliegende Erfindung basiert auf einem Kombinieren eines Signals eines Leistungsverstärkers der Klasse C mit einem sehr viel niedrigeren linearen Leistungsverstärker-Signal.
Die hierin beschriebene Erfindung ist ein Verfahren zum Erhalten spektraler Eindämmungsvorteile einer Modulation nicht konstanter Hüllkurve, während im Wesentlichen die Sender-Leistungsverstärkereffizienz einer Modulation konstanter Hüllkurve erreicht wird.
Die vorliegende Erfindung gehört zur Klasse von Weiterleitungstechniken, ist aber nicht auf den Fall beschränkt, bei welchem der Leistungsverstärker bereits im Wesentlichen linear ist. Es wird nicht daran gedacht, einen bereits linearen Leistungsverstärker noch besser zu machen, sondern viel mehr an eine Einrichtung zum Verwenden eines Leistungsverstärkers der Klasse C hoher Effizienz, um in einer Bandbreite enthaltene Signale zu erzeugen.
Das Problem, das der Erfindung zugrunde liegt, wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und des Anspruchs 4 gelöst. Weiterhin wird das Problem, das der Erfindung zugrunde liegt, durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen der Ansprüche 15 und 29 gelöst.
Insbesondere enthält die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter Signale für Kommunikationen mit reduzierter Nachbarkanalenergie einschließlich eines Erzeugens eines ersten Signals mit einer unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie, eines Erzeugens eines zweiten Signals entsprechend der unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie und eines Subtrahierens des zweiten Signals vom ersten Signal, um die unerwünschte Menge an Nachbarkanalenergie zu entfernen.
Bei einem detaillierteren Ausführungsbeispiel sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verstärken von Kommunikationssignalen geschaffen, die eine reduzierte Nachbarkanalenergie zeigen, einschließlich eines Erzeugens von I und Q-Modulationssignalen, wobei eine Summe der Quadrate, von augenblicklichen I, Q-Signalen eine Konstante ist, eines Anlegens der I, Q-Signale an einen Quadraturmodulator, der bei Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein Signal konstanter Hüllkurve zu erhalten, eines Verstärkens des Signals konstanter Hüllkurve unter Verwendung eines Leistungsverstärkers, der dazu entworfen ist, eine hohe Effizienz bei Signalen konstanter Hüllkurve zu ergeben, einer Hochpassfilterung der I, Q-Signale und eines Anlegens der hochpassgefilterten Signale an einen zweiten Quadraturmodulator, um ein Fehlersignal zu erhalten, eines Verstärkens des Fehlersignals unter Verwendung eines linearen Verstärkers, der zum effektiven Verstärken von Signalen mit variierender Amplitude geeignet ist, und eines Addierens einer Ausgabe des Leistungsverstärkers zu einer Ausgabe des linearen Verstärkers, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Bei einem weiteren detaillierteren Ausführungsbeispiel sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen digitaler Datensignale geschaffen, die eine reduzierte Nachbarkanalenergie zeigen, einschließlich eines Erzeugens von I, Q-modulierten Signalen, die digitale Daten darstellen, wobei die Signale eine größere als eine erwünschte Nachbarkanalenergie haben, eines Anlegens der I, Q-Signale an einen Quadraturmodulator, der bei Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein erstes Signal zu erhalten, einer Hochpassfilterung der I, Q-Modulationssignale, um hochpassgefilterte I, Q-Signale zu erhalten, eines Anlegens der hochpassgefilterten I, Q-Signale an einen zweiten Quadraturmodulator, um ein zweites Signal zu erhalten, und eines Verstärkens und eines Addierens der, ersten und zweiten Signale, um ein Signal mit einer reduzierten Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Bei einem weiteren alternativen Ausführungsbeispiel erhält die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verstärken digitaler Datensignale, die eine reduzierte Nachbarkanalenergie zeigen, einschließlich eines Zuführens von digitalen Datensignalen über ein Schieberegister von N Stufen, eines Koppelns von N Signalen vom Schieberegister entsprechend den letzten N Datenbits der digitalen Datensignale mit Adressen-Eingangsleitungen eines Nurlesespeichers, eines Verbindens von Adressenleitungen des Nurlesespeichers mit den Einzelleitungen eines Zählers, eines Inkrementierens des Zählers, um sequentiell eine Anzahl von Gruppen von vier Ausgangswerten aus dem Nurlesespeicher zu erhalten, einer Digital-zu-Analog-Umwandlung der vier Ausgangswerte, um ein erstes I, Q-Signal und ein zweites I, Q-Signal zu erhalten, eines Anlegens des ersten I, Q-Signals an einen ersten Quadraturmodulator, um ein erstes Signal einer höheren als einer erwünschten Nachbarkanalenergie zu erhalten, eines Anlegens des zweiten I, Q-Signals an einen zweiten Quadraturmodulator, um ein zweites Signal zu erhalten, und eines Verstärkens und eines Addierens des ersten Signals zum zweiten Signal in einem optimalen Verhältnis, um ein Signal einer reduzierten Nachbarkanalenergie zu erhalten.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 eine Kurve eines typischen Spektrums eines Funksignals bei digitalen Daten in einer konstanten Hüllkurve ist;
2 ein Schema einer Nachbarkanalenergie-Entfernungsschaltung ist;
3 ein Schema einer Leistungsverstärkungsschaltung zur Verstärkung von modulierten Signalen mit konstanter Hüllkurve gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
4 ein Schema einer Leistungsverstärkungsschaltung einschließlich einer direkten Erzeugung des Differenzsignals durch eine Hochpassfilterung gemäß der vorliegenden Erfindung ist; und
5 ein Schema eines Ausführungsbeispiels unter Verwendung eines ROM-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
1 zeigt das typische Spektrum eines Funksignals, das mit digitalen Daten auf eine Art einer konstanten Hüllkurve moduliert ist, wie es beispielsweise durch einen effizienten Leistungsverstärker der Klasse C gehandhabt werden kann. Das Spektrum besteht aus einer Hauptkeule, die die erwünschte Signalenergie enthält, hat aber beigefügte "Nachimpulse "oder "Ränder" von Energie, die in benachbarte Kanäle reichen. Diese verursachen das unerwünschte Phänomen eine r Nachbarkanal-Interferenz. Es ist unnötig, die Energie in den spektralen Nachimpulsen zu übertragen, da sie außerhalb der Durchlassbandbreite des beabsichtigten Empfängers liegen. Daher würde der beabsichtigte Empfänger dann, wenn sie weggelassen werden könnten, den Unterschied nicht erkennen. Unbeabsichtigte Empfänger, die auf die Nachbar-Funkkanäle abgestimmt sind, würden jedoch einen Vorteil aus der Entfernung dieser Quelle für eine Interferenz haben, was eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
Die Interferenzenergie in den Nachimpulsen stellt nur einen geringen Bruchteil der Gesamtenergie dar und könnte im Prinzip unter Verwendung eines Bandpassfilters hinter dem Leistungsverstärker entfernt werden. Unglücklicherweise sind Bandpassfilter mit schmaler Bandbreite bei einer RF-Ausgangsfrequenz allgemein nicht in die Praxis umzusetzen. Andererseits kann ein Bandpassfilter-Äquivalent bei niedrigen Leistungspegeln ausgebildet werden, indem das erwünschte Signal unter Verwendung eines so genannten Quadraturmodulators erzeugt wird. Dieser Quadraturmodulator, der gemäß der US-Patentanmeldung Nr. 07/967,027, die den gegenwärtigen Erfinder und B. Ekelund nennt und am 27. Oktober 1992 eingereicht ist, und ihrer CIP-Anmeldung US-Patent Nr. 5,530,722 mit dem Titel "Quadrature Modulator with Integrated Distributed RC Filters" (Anwaltsdokumenten-Nr. 027540-287) aufgebaut sein kann, zerlegt das erwünschte Signal in Sinus- und Kosinuswellen variierender Amplituden, was durch die Wellenformen I(t) und Q(t) angezeigt wird.
Es ist wohlbekannt, dass eine Tiefpassfilterung der I- und Q-Signale äquivalent zur Bandpassfilterung des RF-Ausgangssignals ist, was ein enthaltenes Spektrum mit einer niedrigen Signalschwanzenergie erzeugt. Jedoch ist nicht garantiert, dass ein so erzeugtes Signal ein Signal mit konstanter Kurve ist, was erfordert, dass das Quadrat von I plus das Quadrat von Q eine Konstante ist (I² + Q² = C). Ein Signal, das diesem nicht entspricht, würde durch einen Verstärker der Klasse C nicht wiedergabegetreu reproduziert werden.
Allgemein werden I, Q-Wellenformen für digitale Sender bzw. Übertrager gleichgültig, ob sie von einem CPFSK-Typ (z. B. GSM-Typ) oder von einem anderen (z. B. vom digitalen zellularen Typ U.S. IS-54) sind, mittels eines so genannten ROM-Modulators erzeugt. Der ROM-Modulator beruht darauf, dass er die Impulsantwort des Vormodulationsfilters auf eine vernünftige Anzahl von Bitperioden N abschneiden kann, wobei 2^N einen ROM mit einer vernünftigen Größe ergibt. Unter Verwendung der abgeschnittenen Impulsantwort kann das Filter über jedes Bitintervall eine einer endlichen Anzahl 2^N von möglichen Wellenformen erzeugen. Durch Speichern jeder I, Q-Wellenform bei einer geeigneten Anzahl von Abtastungen pro Bit in einem ROM wird die Modulation und die Filterung einfach durch Zuführen des Datenstroms durch ein N-Bit- Schieberegister erreicht, das den ROM adressiert, um Wellenformen für dieses Bitintervall auszugeben.
Die vorliegende Erfindung basiert teilweise auf der folgenden Voraussetzung eine zweite I, Q-Wellenform kann durch einen zweiten ROM-Modulator mit derselben Impulsantwortlänge N wie der erste Modulator erzeugt werden, der aber das Spektrum von nur der Nachbarkanalenergie hat, die zu eliminieren ist. Die vorliegende Erfindung basiert auf der Voraussetzung, dass ein linearer Leistungsverstärker sehr niedriger Leistung zum Verstärken des zweiten Signals verwendet werden kann, welches dann zu dem ursprünglichen Signal konstanter Hüllkurve addiert werden würde, das durch einen effizienten Verstärker der Klasse C erzeugt wird. Da die Nachbar-Leistungskanalenergie der ursprünglichen Wellenform vielleicht bereits 40 dB weniger ist, würde der lineare Leistungsverstärker 20 dB unter dem Haupt-Leistungsverstärker sein und über einen –20 dB-Koppler addiert werden. Für einen Haupt-Leistungsverstärker von 3 Watt würde der lineare Leistungsverstärker nur eine durchschnittliche Leistung von 30 Milliwatt haben.
Gemäß 2 wird ein digitaler Datenstrom zu einem N-Bit-Schieberegister 21 eingegeben, dessen Inhalte parallel zu einem CPFSK-ROM-Modulator 22 und einem Nachbarkanalentfernungs-ROM-Modulator 23 eingegeben werden. Die Bits im digitalen Datenstrom. wirken als Adressen in den ROM-Modulatoren 22 und 23, deren Ausgabe I- und Q-Signale sind, die den Eingangsdaten einschließlich von Rändern und den Rändern per se entsprechen.
Die I- und Q-Ausgaben des CPFSK-ROM-Modulators 22 und des Nachbarkanalentfernungs-ROM-Modulators 23 werden zu Quadraturmodulatoren 24 und 25 eingegeben, die jeweils jeweilige Sinus- und Kosinus-Mischer 24a, 24b, 25a, 25b haben, deren Ausgaben Eingaben zu jeweiligen Summiervorrichtungen 24e und 25c sind. Die Ausgabe der ersten Summiereinrichtung 24c, die zum CPFSK-ROM-Modulator 22 gehört, wird zu einem Leistungsverstärker 26 der Klasse C eingegeben, während die Ausgabe der Summiervorrichtung 25c die zum Nachbarkanalentfernungs-ROM-Modulator 23 gehört, zu einem linearen Leistungsverstärker 27 eingegeben wird.
Der Leistungsverstärker 26 der Klasse C hat eine relative Leistung von P₁ gleich etwa beispielsweise 3 Watt. Die relative Leistungsausgabe des linearen Leistungsverstärkers 27 ist P₁ ~ A/2 dBw, wie beispielsweise 30 Milliwatt, wobei A die Zahl von dB ist, um welche die Nachbarkanalenergie unter P₁ ist.
Die Ausgabe des linearen Leistungsverstärkers 27 wird dann mit der Ausgabe des Leistungsverstärkers 26 der Klasse C durch einen Koppler 28 mit einem relativen Übertragungsleistungsverhältnis minus A/2 dB, wie beispielsweise –20 dB, gekoppelt.
Ein alternatives Ausführungsbeispiel ist in 3 gezeigt, wobei ein Signal konstanter Amplitude anfangs aus einem eingegebenen digitalen Datenstrom oder einer Modulations-Wellenform unter Verwendung von z. B. einem I, Q-Modulator 30 erzeugt wird und das Signal konstanter Amplitude mit einem Leistungsverstärker 31. der Klasse C verstärkt wird. Der I, Q-Modulator kann konfiguriert sein, wie es in der US-Patentanmeldung Nr. 07/967,027, in. der der gegenwärtige Erfinder und B. Ekelund genannt sind und die am 27. Oktober 1992 eingereicht ist, und in ihrer CIP-Anmeldung US-Patent Nr. 5,530,722 mit dem Titel "Quadrature Modulator with Integrated Distributed RC Filters" (Anwaltsdokumenten-Nr. 027540-287) offenbart ist. Dann wird auf einer parallelen Leitung ein entsprechendes Signal nicht konstanter Amplitude aus dem Eingangsdatenstrom in einem zweiten I, Q-Modulator 32 mit spektralen Nachimpulsen niedriger Energie erzeugt. Der Modulator für eine nicht konstante Hüllkurve trennt die spektralen Nachimpulse aus dem Rest des Eingangssignals mittels des ROM-Modulators 23 (2) oder mittels eines Tiefpassfilters heraus. Dem Modulator 30 für eine konstante Hüllkurve und dem Modulator 32 konstanter Hüllkurve werden jeweils eine Trägerfrequenz von einer gemeinsamen Quelle (nicht gezeigt) zugeführt. Die Differenz zwischen dem spektral enthaltenen Signal vom I, Q-Modulator 32 und dem Signal konstanter Hüllkurve vom Leistungsverstärker 31 wird dann in einem Signalsubtrahierer 33 gebildet.
Das Differenzsignal vom Subtrahierer 33 ist ein Signal mit nicht konstanter Amplitude, das unter Verwendung eines linearen Leistungsverstärkers 34 verstärkt wird. Das verstärkte Differenzsignal vom linearen Verstärker 34 wird zur Ausgabe des Leistungsverstärkers 31 der Klasse C unter Verwendung. eines Richtkopplers 35 addiert, um die unerwünschten spektralen Nachimpulse zu entfernen.
Bei dieser Technik besteht das Fehlersignal nur aus spektralen Nachimpulsen niedriger Energie und erfordert nur einen linearen Leistungsverstärker sehr niedriger Leistung, um sie auf den Ausgangssignalpegel zu skalieren.
Es ist wohlbekannt, dass keine Addiervorrichtung, wie beispielsweise der Richtkoppler 35, Signale derselben Frequenz ohne irgendeinen Verlust addieren kann. Jedoch kann der Verlust minimiert werden, indem das Kopplungsverhältnis derart gewählt wird, dass es in der Größenordnung der Quadratwurzel des Verhältnisses der Leistungspegel des Haupt-Leistungsverstärkers 31 der Klasse C und des Spitzenleistungspegels des Fehlerverstärkers 34 ist. Beispielsweise dann, wenn der Leistungsverstärker 31 der Klasse C 1 Kilowatt hat und der Fehlerverstärker 34 nur ein Watt haben muss, und zwar deshalb, weil die Energie des spektralen Signalschwanzes mehr als 30 dB niedriger ist, hat der Richtkoppler 35 vorzugsweise einen Verlust von 0,3 dB gegenüber dem Haupt-Leistungsverstärker von 1 Kilowatt, ein Kopplungsverhältnis von –15 dB zum Fehlerverstärker 34, und demgemäß wird der Fehlerverstärker bezüglich des Leistungsverstärkers von 1 Watt auf 30 Watt um 15 dB erhöht, um zu kompensieren.
Auf diese Weise wird dem Verstärker 34 niedrigerer Leistung der Pfad mit dem höchsten Verlust zugeteilt und wird dem Verstärker 31 höherer Leistung der Pfad mit dem niedrigsten Verlust zugeteilt, was den Einfluss eines Verlustes im Addiernetzwerk 35 auf eine Gesamteffizienz minimiert.
Nun wird unter Bezugnahme auf 4 eine verbessertere Version der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Das Signal mit nicht konstanter Hüllkurve kann durch Tiefpassfiltern der I, Q-Signale mit konstanter Hüllkurve und durch Anlegen von ihnen an einen zweiten I, Q-Modulator erzeugt werden. Da die Differenz des Ausgangssignals von diesem Modulator und vom ersten Modulator mit konstanter Amplitude erforderlich ist, kann diese Differenz an den I, Q-Signalstellen berechnet werden. Darüber hinaus ist die Differenz zwischen einem Signal und seiner tiefpassgefilterten Version lediglich eine hochpassgefilterte Version.
Daher bildet eine in 4 gezeigte bevorzugte Implementierung das Differenzsignal direkt durch eine Hochpassfilterung der I, Q-Signale unter Verwendung eines Paars von Hochpassfiltern 40 (von einem für jedes Signal) und durch Anlegen von ihnen an einen zweiten Quadraturmodulator 42. Das Differenzsignal wird wie zuvor in einem linearen Fehlerverstärker 44 verstärkt und daran in einem Richtkoppler 45 zur Ausgabe des Verstärkers 43 für eine konstante Hüllkurve addiert, der ein Signal konstanter Hüllkurve von einem ersten Quadraturmodulator 41 empfängt.
Optionale Tiefpassfilter 46 können enthalten sein; sowohl die oberen Filter 46 als auch die unteren Filter 40 könnten jedoch Digital-zu-Analog-Wandler aufweisen, wenn die I, Q-Signale in digitaler Form entstehen.
In der Praxis kann die Erzeugung von modulierten Datensignalen konstanter Hüllkurve und/oder von linear gefilterten Datensignalen mit der Hilfe eines so genannten ROM-Modulators erreicht werden. Der ROM-(Nurlesespeicher-)Modulator nimmt an, dass das zum Formen von I, Q oder von Phasenwinkelübergängen eine endliche Impulsantwort einer Dauer von einigen wenigen Datensymbolen (z. B. Bits) hat. Beispielsweise dann, wenn die Filter-Impulsantwort fünf Bitperioden lang ist, gibt es nur 32 (2⁵) Möglichkeiten für die Ausgangswellenform. Plus/minus- und Zeitumkehr-Symmetrien erlauben eine Kompression dieser Wellenformtypen, so dass alles in einem kleinen ROM gespeichert werden kann. Eine Modulation und eine Filterung werden dann bei der Operation eines einfachen Auslesens bzw. Wiedergewinnens einer Wellenform aus einer Speicherstelle kombiniert, die durch die letzten fünf Datenbits gegeben ist.
Eine Implementierung der vorliegenden Erfindung kann aufgebaut werden, wobei sowohl die Modulation konstanter Hüllkurve als auch ihre hochpassgefilterte Version durch Filterfunktionen mit endlicher Impulsantwort dargestellt werden können. Die endliche Anzahl von I- und Q-Wellenformen, die entstehen können, wird dann in einem ROM für beide Versionen gespeichert.
Gemäß 5 wird in jeder Bitperiode ein neues Bit in ein N-Bit-Schieberegister 50 geschoben, und die letzten N Bits, wobei N der Impulsantwort-Länge des Filters entspricht, werden einem ROM 51 präsentiert. Zwei I- und zwei Q-Wellenformen (jeweils entsprechend der Wellenform konstanter Hüllkurve und der hochpassgefilterten Wellenform) werden aus dem ROM ausgewählt und von einer digitalen zu einer analogen Form in vier Digital-zu-Analog-Wandlern 52-55 umgewandelt.
In Reaktion auf eine Takteingabe zählt ein Zähler 61 M mal während jeder Bitperiode des eingegebenen digitalen Datenstroms, um eine Sequenz von M Stellen zu erzeugen, die in diskreten Schritten die Wellenform über die Bitperiode darstellen. Die D-zu-A-gewandelten Wellenformen werden in Anti-Aliasing- bzw. Anti-Faltungsverzerrungs-Tiefpassfiltern 62 gefiltert, um die Stufengranularität zu entfernen, und dann jeweils einem Modulator 56 konstanter Hüllkurve bzw. einem Fehlersignalmodulator 57 präsentiert. Die Ausgabe des Modulators konstanter Hüllkurve kann durch einen Leistungsverstärker 58 der Klasse C verstärkt werden, während das Fehlersignal durch einen linearen Leistungsverstärker 59 verstärkt wird. Die Ausgaben der zwei Leistungsverstärker werden dann in einem Richtkoppler 60 addiert.
Es wird aufgezeigt, dass es zum Erhalten einer besten Entfernung der unerwünschten spektralen Komponenten nötig sein kann, eine relative Verzögerung des Signals konstanter Hüllkurve relativ zum Fehlersignal einzubauen, um die der Hochpassfilteroperation innewohnende Verzögerung zu kompensieren. Dies kann bei der Implementierung der 4 durch digitales neues Taktendes Datenstroms mittels. der Hochpassfilter 40 erreicht werden, die zum Erzeugen der I, Q-Signale konstanter Hüllkurve verwendet werden, und zwar unter Verwendung eines geeigneten Takts. Wenn die Hochpassfilter 40 eine Verzögerung zeigen, können die Filter 46 die Signale konstanter Hüllkurve verzögern, um sie bezüglich der Zeit für eine richtige Entfernung von Nachimpulsen spektraler Energie auszurichten. Im Fall des ROM-Modulators kann die relative Verzögerung in die ROM-Inhalte eingebaut werden.
Andere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden einem Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich werden, welche sich bezüglich der Details unterscheiden, die aber das allgemeine Prinzip der vorliegenden Erfindung zum Erzeugen eines verstärkten Fehlersignals entsprechend den unerwünschten Nachimpulsen spektraler Energie eines Signals konstanter Hüllkurve, zum Addieren dieses Signals zum Signal konstanter Hüllkurve, um diese unerwünschten spektralen Komponenten zu entfernen, und zum Zurücklassen eines Signals mit einer stark reduzierten Nachbarkanalenergie verkörpern.
Während hierin nur besondere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben sind, wird es offensichtlich werden, dass weitere Modifikationen durchgeführt werden können, ohne von der Erfindung in ihren breiteren Aspekten abzuweichen. Beispielsweise könnten verschiedene andere Implementierungen unter Verwendung anderer Hardware-Vorrichtungen, digitaler Signalprozessoren oder Speicherkonfigurationen erdacht werden: Demgemäß sollen die Ansprüche alle solchen Änderungen unter alternativen Aufbauten abdecken, die in den Schutzumfang der Erfindung fallen.

Claims

Verfahren zum Erzeugen verstärkter Signale für Kommunikationen mit reduzierter Nachbarkanalenergie, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen eines ersten Signals (26) mit einer unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie; Erzeugen, unabhängig vom ersten Signal, eines zweiten Signals (27) entsprechend der unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie; und Subtrahieren (28) des zweiten Signals vom ersten Signal, um die erwünschte Menge an Nachbarkanalenergie zu entfernen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das erste Signal ein Signal mit konstanter Hüllkurve ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen des ersten Signals ein Phasenmodulieren eines Trägerfrequenzsignals enthält.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Phasenmodulationsschritt eine Quadraturmodulation unter Verwendung von Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Erzeugen des ersten Signals ein Modulieren eines Signals mit digitalen Daten enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin den Schritt zum Verstärken des ersten Signals durch einen Leistungsverstärker der Klasse C aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin den Schritt zum Verstärken des zweiten Signals durch einen linearen Verstärker aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Subtraktionsschritt ein Kombinieren des ersten und des zweiten Signals in einem vorbestimmten Verhältnis in einem Richtkoppler enthält.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen von I, Q-Modulationssignalen (46), wobei eine Summe der Quadrate von augenblicklichen I- und Q-Signalen eine Konstante ist; Anlegen der I, Q-Signale an einen Quadraturmodulator (41), der an Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein Signal konstanter Hüllkurve zu erhalten, Verstärken des Signals konstanter Hüllkurve unter Verwendung eines Leistungsverstärkers (43), der entworfen ist, um eine hohe Effizienz mit Signalen konstanter Hüllkurve zu ergeben; Hochpassfiltern (40) der I- und Q-Signale und Anlegen der hochpassgefilterten Signale an einen zweiten Quadraturmodulator (42), um ein Fehlersignal zu erhalten; Verstärken des Fehlersignals unter Verwendung eines linearen Verstärkers (44), der daran angepasst ist, Signale mit variierender Amplitude effektiv zu verstärken; und Addieren (45) einer Ausgabe des Leistungsverstärkers zu einer Ausgabe des linearen Verstärkers, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die I, Q-Signale digitale Datenmodulationssignale darstellen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen von I, Q-modulierten Signalen (46), die digitale Daten darstellen, wobei die Signale eine größere als eine erwünschte Nachbarkanalenergie haben; Anlegen der I, Q-Signale an einen Quadraturmodulator (41), der an Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein erstes Signal zu erhalten; Hochpassfiltern (40) der I, Q-Modulationssignale, um hochpassgefilterte I, Q-Signale zu erhalten; Anlegen der hochpassgefilterten I, Q-Signale an einen zweiten Quadraturmodulator (42), um ein zweites Signal zu erhalten; und Verstärken (43–45) und Addieren der ersten und zweiten Signale, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen von I, Q-Signalen (46) entsprechend einer Digitaldatenmodulation konstanter Hüllkurve; Anlegen der I, Q-Signale an einen Quadraturmodulator (41), der an Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein Signal konstanter Hüllkurve zu erhalten; Verstärken des Signals konstanter Hüllkurve unter Verwendung eines Leistungsverstärkers (43), der dazu entworfen ist, eine hohe Effizienz bei Signalen konstanter Hüllkurve zu ergeben; Hochpassfiltern (40) der I, Q-Signale und Anlegen der resultierenden hochpassgefilterten Signale an einen zweiten Quadraturmodulator (42), um ein Fehlersignal zu erhalten; Verstärken des Fehlersignals unter Verwendung eines linearen Verstärkers (44), der daran angepasst ist, Signale mit variierender Amplitude zu verstärken; und Addieren (45) einer Ausgabe des Leistungsverstärkers zu einer Ausgabe des linearen Verstärkers, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 12, das weiterhin den Schritt zum wiedergewinnbaren Speichern vorberechneter I, Q-Signale als Werte aufweist, die in einem Nurlesespeicher numerisch gespeichert sind und aus diesem wiedergewonnen werden.
Verfahren zum Erzeugen verstärkter, mittels digitaler Daten modulierter Signale, um reduzierte Nachbarkanalenergie zur Verfügung zu stellen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Zuführen digitaler Datensignale durch ein Schieberegister (50) von N Stufen; Koppeln von N Signalen vom Schieberegister entsprechend den letzten N Datenbits der digitalen Datensignale zu Adressen-Eingangsleitungen eines Nurlesespeichers (51); Verbinden von Adressenleitungen des Nurlesespeichers mit den digitalen Leitungen eines Zählers (61); Inkrementieren des Zählers (61), um sequentiell eine Anzahl von Gruppen von vier Ausgangswerten aus dem Nurlesespeicher zu erhalten; Digital-zu-Analog-Umwandeln (52–55) der vier Ausgangswerte, um ein erstes I, Q-Signal und ein zweites I, Q-Signal zu erhalten; Anlegen des ersten I, Q-Signals an einen ersten Quadraturmodulator (56), um ein erstes Signal einer höheren als einer erwünschten Nachbarkanalenergie zu erhalten; Anlegen des zweiten I, Q-Signals an einen zweiten Quadraturmodulator (57), um ein zweites Signal zu erhalten; und Addieren (60) des ersten Signals zum zweiten Signal in einem optimalen Verhältnis, um ein Signal einer reduzierten Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter Signale für Kommunikationen mit reduzierter Nachbarkanalenergie, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: eine Einrichtung (26) zum Erzeugen eines ersten Signals mit einer unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie; eine Einrichtung (27) zum Erzeugen, unabhängig vom ersten Signal, eines zweiten Signals entsprechend der unerwünschten Menge an Nachbarkanalenergie; eine Einrichtung (28) zum Subtrahieren des zweiten Signals vom ersten Signal, um die unerwünschte Menge an Nachbarkanalenergie zu entfernen.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei das erste Signal ein Signal konstanter Hüllkurve ist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Einrichtung zum Erzeugen des ersten Signals einen Phasenmodulator zum Phasenmodulieren eines Trägerfrequenzsignals enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der Phasenmodulator einen Quadraturmodulator für eine Quadraturmodulation unter Verwendung von Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Einrichtung zum Erzeugen des ersten Signals einen Modulator zum Modulieren eines Signals mit digitalen Daten enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 15, die weiterhin einen Leistungsverstärker der Klasse C zum Verstärken des ersten Signals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, die weiterhin einen linearen Verstärker zum Verstärken des zweiten Signals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Einrichtung zur Subtraktion einen Richtkoppler zum Kombinieren des ersten und des zweiten Signals in einem vorbestimmten Verhältnis enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: eine Einrichtung (46) zum Erzeugen von I, Q-Modulationssignalen, wobei eine Summe der Quadrate von augenblicklichen I- und Q-Signalen eine Konstante ist; einen ersten Quadraturmodulator (41) zum Anwenden von Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen auf die I, Q- Signale, um ein Signal konstanter Hüllkurve zu erhalten; einen Leistungsverstärker (43), der dazu entworfen ist, eine hohe Effizienz, mit Signalen konstanter Hüllkurve zu ergeben, zum Verstärken des Signals konstanter Hüllkurve; ein Hochpassfilter (40) zum Hochpassfiltern der I- und Q-Signale; einen zweiten Quadraturmodulator (42) zum Anwenden von Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen auf die hochpassgefilterten Signale, um ein Fehlersignal zu erhalten; einen linearen Verstärker (44), der angepasst ist, Signale variierender Amplitude effektiv zu verstärken, zum Verstärken des Fehlersignals; und einen Addierer zum Addieren einer Ausgabe des Leistungsverstärkers zu einer Ausgabe des linearen Verstärkers, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei der Leistungsverstärker ein Leistungsverstärker der Klasse C ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die I, Q-Signale Digitaldaten-Modulationssignale darstellen.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: eine Einrichtung (46) zum Erzeugen von I, Q-Signalen, die eine Digitaldatenmodulation darstellen, wobei die Signale eine größere als eine erwünschte Nachbarkanalenergie haben; einen ersten Quadraturmodulator (41), an welchen die I, Q-Signale angelegt werden und der bei Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein erstes Signal zu erhalten; eine Einrichtung (40) zum Hochpassfiltern der I, Q-Modulationssignale, um hochpassgefilterte I, Q-Signale zu erhalten; einen zweiten Quadraturmodulator (42), an welchen die hochpassgefilterten I, Q-Signale angelegt werden, um ein zweites Signal zu erhalten; und einen Addierer (45) zum Addieren der ersten und zweiten Signale, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: eine Einrichtung (46) zum Erzeugen von I, Q-Signalen entsprechend einer Digitaldatenmodulation konstanter Hüllkurve; einen ersten Quadraturmodulator (41), an welchen die I, Q-Signale angelegt werden und der bei Sinus- und Kosinus-Trägerfrequenzsignalen arbeitet, um ein Signal konstanter Hüllkurve zu erhalten; einen Leistungsverstärker (43), der entworfen ist, eine hohe Effizienz bei Signalen konstanter Hüllkurve zu ergeben, zum Verstärken des Signals konstanter Hüllkurve; eine Einrichtung (40) zum Hochpassfiltern der I, Q-Signale; einen zweiten Quadraturmodulator (42), an welchen die hochpassgefilterten Signale angelegt werden, um ein Fehlersignal zu erhalten; einen linearen Verstärker (44), der an Signale variierender Amplitude angepasst ist, zum Verstärken des Fehlersignals; und einen Addierer (45) zum Addieren einer Ausgabe des Leistungsverstärkers zu einer Ausgabe des linearen Verstärkers, um ein Signal mit reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.
Vorrichtung nach Anspruch 27, die weiterhin einen Speicher zum wiedergewinnbaren Speichern vorberechneter I, Q-Signale als darin numerisch gespeicherte Werte aufweist.
Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter, digitaldatenmodulierter Signale mit reduzierter Nachbarkanalenergie, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: ein Schieberegister (50) von N Stufen, zu welchen Eingangssignale digitaler Daten eingegeben werden; einen Nurlesespeicher (51) mit Adresseneingangsleitungen, mit welchen N Signale vom Schieberegister entsprechend den letzten N Datenbits der Digitaldatensignale gekoppelt sind; einen Zähler (61) mit digitalen Leitungen, an welche Adressenleitungen des Nurlesespeichers angeschlossen sind; eine Einrichtung zum Inkrementieren des Fehlers, um sequentiell eine Anzahl von Gruppen von vier Ausgangswerten aus dem Nurlesespeicher zu erhalten; einen Digital-zu-Analog-Wandler (52–55) zum, Umwandeln der vier Ausgangswerte, um ein erstes I, Q-Signal und ein zweites I, Q-Signal zu erhalten; einen ersten Quadraturmodulator (56), an welchen das erste I, Q-Signal angelegt wird um ein erstes Signal einer höheren als einer erwünschten Nachbarkanalenergie zu erhalten; einen zweiten Quadraturmodulator (57), an welchen das zweite I, Q-Signal angelegt wird, um ein zweites Signal zu erhalten; und einen Addierer (60) zum Addieren des ersten Signals zum zweiten Signal in einem optimalen Verhältnis, um ein Signal reduzierter Nachbarkanalenergie zu erhalten.