DE3936618C2 - Verfahren zum Linearisieren von Signalen und Anordnung zum Durchführen des Verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Linearisieren von durch eine aktive Schaltungsstufe umzusetzenden Signalen für eine Korrektur der dabei eingeführten Verzerrungen sowie auf eine Anordnung zum Durchführen des Verfahren.

Nachrichtensysteme sind in der heutigen Gesellschaft extrem wichtig geworden. Fast alle Nachrichtensysteme benötigen ir­ gendeine Form von elektrischen oder elektronischen Signalver­ stärkern zum Ausgleichen von Systemverlusten. Viele Übertra­ gungsschaltungen erfordern sehr große Kapitalaufwendungen, wie beispielsweise gewöhnliche Koaxialüberlandleitungen oder Über­ seekabelsysteme und Nachrichtenübertragungen über Satelliten, die außer dem teueren Satelliten kostspielige Erdstationen er­ fordern. Wegen der hohen Kapitalaufwendungen, welche mit dem Installieren von solchen Systemen verbunden sind, ist es wirt­ schaftlich sehr erwünscht, die Signale, welche über den Über­ tragungskanal oder über die Übertragungskanäle gehen, zu multi­ plexieren. Multiplexieren heißt, viele Signale über denselben Signalweg zu schicken. Es gibt viele Verfahren zum Getrennthal­ ten der über den Kanal gehenden Signale, z. B. das Frequenzmul­ tiplex- und das Codemultiplexverfahren.

Gewöhnlich enthält ein Übertragungskanal aktive Schaltungsstu­ fen, welche das Signal modulieren, das Signal demodulieren, die Signale verstärken und anderweitig umsetzen (verarbeiten). Viele derartige aktive Schaltungsstufen weisen trotz der größ­ ten Anstrengungen der Entwerfer, sie perfekt zu machen, Rest­ nichtlinearitäten in ihren Signalübertragungsfunktionen auf. Es ist bekannt, daß solche Nichtlinearitäten zu verschiedenen For­ men der Signalverzerrung beitragen, insbesondere wenn mehr als ein Signal auf dem Übertragungsweg vorhanden ist. Diese Verzerrungen beinhalten Harmonische-Verzerrung und, falls meh­ rere Signale den Signalweg nehmen, Intermodulationsverzerrung. Diese Verzerrungen können dazu führen, daß eine Stimme bei ei­ nem Telefongespräch unverständlich wird, oder sie können ver­ schiedene Verzerrungen und Störungen bei einem Fernsehsignal hervorrufen oder die Bitfehlerrate bei Datenübertragungen vergrößern.

Die Nichtlinearitäten, die in aktiven Schaltungsstufen auftre­ ten, sind in solchen aktiven Schaltungsstufen am größten, die beträchtliche Leistung handhaben müssen, wie beispielsweise die Endverstärkerstufe in einem Sender, wohingegen Schwachstromstu­ fen im Vergleich zu einer Endausgangsstufe in vernachlässig­ barem Maße zur Nichtlinearität beitragen können. Infolgedessen hat sich eine Technik herausgebildet, bei der dem Endverstärker oder den Endverstärkern (oder anderen eine Verzerrung erzeu­ genden aktiven Stufen) eine Vorverzerrungsschaltung vorgeschal­ tet wird, welche eine Verzerrung hervorruft, die zu der Verzer­ rung entgegengesetzt ist, welche durch den zu kompensierenden Verstärker oder die zu kompensierende Stufe hervorgerufen wird. Die Vorverzerrungsschaltung wird manchmal als Linearisierer be­ zeichnet. Die Verwendung einer solchen Schaltung zum Erzeugen einer vorbestimmten Verzerrung ist in Verbindung mit einem Wan­ derwellenröhrenverstärker in der US-PS 4 701 717 beschrieben. Eine einstellbare und voreinstellbare reflektive Vorverzer­ rungsschaltung, die in Verbindung mit einem Verstärker für Mi­ krowellenzwecke benutzt wird, ist in der US-PS 4 588 958 beschrieben.

Die aktiven Schaltungen, bei denen Linearisierer benutzt wer­ den, können ihre Linearität in Abhängigkeit von der Zeit än­ dern, insbesondere im Falle von Vakuumröhrenausrüstung. Ob­ gleich Festkörperausrüstung durch Alterung nominell nicht be­ einflußt wird, kann bei parallel geschalteten Verstärkeranord­ nungen, wie sie in der US-PS 4 641 106 beschrieben sind, eine Änderung in der Leistung auftreten, wenn einer oder mehrere der parallel geschalteten Verstärker ausfallen sollten. Andere Ursachen für die Änderung bei aktiven Festkörpervorrichtungen könnte eine elektrostatische Entladung oder ionisierende Strah­ lung oder die Änderung in der Versorgungsspannung oder dgl. sein. Solche Änderungen führen gewöhnlich zu einer Änderung in den Verzerrungseigenschaften, selbst wenn das Signal, das ver­ arbeitet wird, auf demselben Pegel bleibt.

Eine durch Nichtlinearität hervorgerufene Verzerrung, die in einem Signal erzeugt wird, welches eine aktive Stufe durch­ läuft, kann sich auch ändern, wenn die Anzahl von solchen Signalen, welche die aktive Stufe durchlaufen, sich ändert oder wenn sich deren Amplitude ändert. Steuerbare Vorverzerrungs­ schaltungen sind erwünschter als feste Vorverzerrungsschaltun­ gen, weil sie von Zeit zu Zeit justiert werden können, um die Gesamtlinearität zu minimieren und dadurch die Verzerrung der gewünschten verarbeiteten Signale zu reduzieren. Z. B. könnten bei der einstellbaren Vorverzerrungsschaltung, die in der oben erwähnten US-PS 4 588 958 beschrieben ist, falls diese auf ei­ nem Satelliten benutzt wird, deren Steuereingangsklemmen mit fernsteuerbaren Stromversorgungen verbunden sein. Mehrere Test­ signale könnten von einer Erdstation aus über den Satellitenka­ nal gesendet werden, und die Nichtlinearität, welche durch die aktiven Stufen verursacht wird, könnte als Zweitonintermodula­ tion gemessen werden. Die Vorverzerrungsschaltung könnte dann durch Fernverstellung der fernsteuerbaren Stromversorgung ju­ stiert werden, um die Intermodulation zu minimieren. Eine sol­ che Ausrichtanordnung ist jedoch nachteilig, weil sie erfor­ dert, zusätzliche Signale über den Kanal zu senden, der bereits nahe bei seiner maximalen Signalhandhabungskapazität sein kann. Sie ist sogar noch nachteiliger, wenn normale Betriebssignale von der Leitung genommen werden müssen, um die Testsignale zum Ausführen des Tests und zum Durchführen der Vorverzerrungs­ justierung anzulegen.

Ein weiteres Verfahren zum Ausführen derselben Einstellung könnte darin bestehen, die normalen "erwünschten" Betriebssi­ gnale als Testsignale zu benutzen und mit Hilfe eines Spektrum­ analysators den Intermodulationspegel, welcher durch die aktive Stufe hervorgerufen wird, zu messen. Die Anzeige eines Spektrumanalysators ist jedoch schwierig zu lesen und kann un­ genau abgelesen werden, insbesondere wenn der Gesamtpegel von Niederpegelverzerrungen in Gegenwart von vielen einen relativ hohen Pegel aufweisenden erwünschten Signalen zu messen ist. Eine Spezialschaltungsanordnung ähnlich einem Spektrumanalysa­ tor mit einem zusätzlichen Integrator zum Summieren der Ampli­ tuden von Signalen, welche innerhalb eines besonderen Amplitu­ denbereiches liegen, könnte zwar vorgesehen werden, um die Ver­ zerrungsleistung anzuzeigen, wenn viele normale Betriebssignale für den Test benutzt werden, das wäre aber teuer, würde spezi­ ell geschulte Bedienungspersonen erfordern und wäre nur korrekt zu der Zeit, zu der die Justierung gemacht wurde, und würde die Möglichkeit einer Änderung der Leistung zu irgendeiner Zeit nach der Justierung offenlassen.

Die US-PS 34 34 056 beschreibt ein Datenübertragungssystem, bei dem die Datenübertragung unterbrochen wird, wenn nichtlineare Verzerrungen zu stark werden, damit der Kunde nicht für eine fehlerträchtige Datenübertragung bezahlen muß. Als Maß für die nichtlinearen Verzerrungen wird der Gehalt an zweiten und drit­ ten Harmonischen überwacht.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Linearisieren von durch eine aktive Schaltungsstufe umzusetzenden Signalen und eine Anordnung zum Durchführen des Verfahrens derart auszu­ gestalten, daß auftretenden Verzerrungen flexibel und variabel entgegengewirkt werden kann.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Pa­ tentanspruchs 1 bzw. 5 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteran­ sprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung und durch sie erzielbare Vorteile werden nun anhand der Beschreibung und Zeichnung von Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Anordnung nach der Erfindung,

Fig. 2a und 2b vereinfachte schematische Darstellungen eines Probenehmers, der in der Anordnung nach Fig. 1 benutzt werden kann,

Fig. 3a und 3b vereinfachte Blockschaltbilder von Anordnun­ gen, die in einem Detektor nach Fig. 1 benutzt werden können,

Fig. 4a bis 4c vereinfachte Blockschaltbilder von Verhält­ nisgeneratoren, die in der Anord­ nung nach Fig. 1 benutzt werden können, und

Fig. 5 ein vereinfachtes Flußdiagramm, das ei­ ne Betriebsart einer Steuereinheit nach Fig. 1 veranschaulicht, welche den Li­ nearisierer nach Fig. 1 steuert, um das Harmonischen- oder Oberwellenverhältnis zu minimieren.

Gemäß Fig. 1 wird ein zu verstärkendes Signal aus einer Quelle (nicht dargestellt) über einen Eingangsanschluß 10 an den Eingang eines Linearisierers oder Vorverzerrers, der als ein Block 12 dargestellt ist, angelegt. Der Linearisie­ rer 12 ist herkömmlich und kann dem entsprechen, welcher in der oben erwähnten US-PS 4 588 958 beschrieben ist. Das vorverzerrte Signal wird über den Ausgang des Lineari­ sierers 12 an den Eingangsanschluß eines Verstärkers 14 an­ gelegt, welcher das Signal verstärkt und dabei eine Ver­ zerrung hervorruft, welche wenigstens teilweise durch die entgegengesetzt gepolte Verzerrung des Linearisierers 12 unterdrückt werden soll. Das verstärkte Signal wird über den Ausgang des Verstärkers 14 und einen Probenehmer 16 an einen Ausgangsanschluß 18 angelegt, wo es zur Verwendung durch eine Gebrauchsvorrichtung, z. B. eine Antenne (nicht dargestellt), verfügbar wird. Der Probenehmer 16 entnimmt dem Signal, das von dem Verstärker 14 zu dem Ausgangsan­ schluß 18 geht, zwei Proben und führt die Proben über Lei­ ter 20 und 22 einem ersten Bandpaßfilter 24 zu, das als Mittenfrequenz eine erste Frequenz f₀ hat, bzw. einem zwei­ ten Bandpaßfilter 26, das als Mittenfrequenz eine Frequenz von 2f₀ hat. Im Zusammenhang mit einem Nachrichtensa­ telliten kann das Bandpaßfilter 24 eine Bandpaßmitten­ frequenz bei 4 GHz haben, bei einer Bandbreite von 500 MHz, was Frequenzen von Signalen in dem "C"-Band entspricht. Ge­ mäß der Erfindung kann das Bandpaßfilter 26 eine Mitten­ frequenz von 8 GHz haben, bei einer Bandbreite von 1 GHz. Das Bandpaßfilter 24 hat somit einen Bandpaß, der so gewählt wird, daß es alle "erwünschten" Signale zusammen mit einer Intermodulationsverzerrung, die in denselben Frequenzbereich fällt, durchläßt, wogegen das Filter 26 ei­ nen Bandpaß hat, der so gewählt ist, daß es die zweite Har­ monische (d. h. die doppelte Frequenz) der Signale, die von dem Filter 24 durchgelassen werden, durchläßt.

Die Signale aus den Filtern 24 und 26 werden durch Übertra­ gungsleitungen, welche als Leiter 86 bzw. 88 dargestellt sind, an eine Detektoranordnung angelegt, die als ein Block 30 dargestellt ist. Die Detektoranordnung 30 detektiert die Signale aus den Filtern 24 und 26 separat und legt die sich ergebenden detektierten Signale separat über Leiter 32 bzw. 34 an einen Verhältnisgenerator an, der als ein Block 36 dargestellt ist. Der Verhältnisgenerator 36 erzeugt ein Di­ gitalsignal auf einem Leiterbündel 38, welches das Verhält­ nis der Größe des Signals, das an den Verhältnisgenerator 36 über den Leiter 34 angelegt wird, dividiert durch die Größe des Signals, das über den Leiter 32 angelegt wird, darstellt. Dieses das Verhältnis darstellende Signal reprä­ sentiert also den kombinierten Gehalt an zweiten Oberwellen der erwünschten Signale, normiert auf die Größe der er­ wünschten Signale. Das das Verhältnis darstellende Signal wird über das Leiterbündel 38 an eine Steuereinheit 40 an­ gelegt, die einen Mikroprozessor enthalten kann. Die Steu­ ereinheit 40 ist mit Information vorgeladen, welche sich auf die Kenndaten des Linearisierers 12 als Funktion seiner Steuerspannung oder -spannungen bezieht. Die Steuereinheit 40 stellt die Steuerspannungen ein durch Anlegen von Digi­ talwörtern an einen Digital/Analog(D/A)-Wandler oder, wenn mehrere analoge Steuerspannungen verlangt werden, an eine Matrix von D/A-Wandlern, die gemeinsam als ein Block 42 dargestellt sind, der eine oder mehrere analoge Spannungen zum Anlegen an den Linearisierer 12 zu dessen Steuerung er­ zeugt.

Fig. 2a zeigt in Form eines vereinfachten Schaltbildes Ein­ zelheiten eines Probenehmers, der als der Probenehmer 16 in Fig. 1 benutzt werden kann. In den Figuren tragen Elemente, welche denen in anderen Figuren entsprechen, dieselben Be­ zugszahlen. In Fig. 2a werden Signale aus dem Verstärker 14 an einen Eingangsanschluß 42 eines 10 dB, 90°-Richtkopp­ lers 50 angelegt. Wie bekannt, tritt im wesentlichen sämt­ liche Energie, die dem Eingangsanschluß 52 des Richtkopp­ lers 50 zugeführt wird, an einem Ausgangsanschluß 54 aus und steht zur Verfügung, um dem Ausgangsanschluß 18 über einen zweiten Richtkoppler 51 zugeführt zu werden, der den gleichen Aufbau wie der Richtkoppler 50 hat. Signalproben, die 10 dB unter dem Signal sind, welches an den Eingangsan­ schluß 52 angelegt wird, erscheinen an dem Ausgangsanschluß 56 des Richtkopplers 50 und an dem Ausgangsanschluß 58 des Richtkopplers 51. Diese beiden Signalproben können sich in der Amplitude etwas unterscheiden, das hat aber keine nen­ nenswerte Auswirkung auf die folgenden Stufen, und die Si­ gnale können als Signale mit gleichen Amplituden aufgefaßt werden. Die Signale, welche über die Anschlüsse 56 und 58 abgegeben werden, werden über impedanzverbessernde Dämp­ fungsglieder 60 bzw. 62 an Übertragungsleitungen angelegt, welche durch die Leiter 20 bzw. 22 dargestellt sind.

Fig. 2b zeigt eine alternative Ausführungsform des Probe­ nehmers 16. In Fig. 2b ist der Leiter 20 mit einem ohmschen Spannungsteiler verbunden, der insgesamt mit 70 bezeichnet und zwischen Masse und einen als Leiter 72 dargestellten Durchgangsweg geschaltet ist. Ebenso ist der Ausgangsleiter 22 mit der Anzapfung eines weiteren Spannungsteilers ver­ bunden, der insgesamt mit 74 bezeichnet und zu dem Span­ nungsteiler 70 parallel geschaltet ist. Diese parallel ge­ schalteten Spannungsteiler verringern die Impedanz der Übertragungsleitung, welche durch den Durchgangsleiter 72 dargestellt ist, und das kann bei Bedarf durch Reihenwider­ stände (nicht dargestellt) kompensiert werden.

Fig. 3a zeigt als vereinfachtes Blockschaltbild und als vereinfachtes Schaltbild eine Ausführungsform einer Detek­ toranordnung 30, die in der Anordnung nach Fig. 1 benutzt werden kann. In Fig. 3a wird ein aus dem Bandpaßfilter 24 kommendes Signal über einen Leiter 86 an einen ersten De­ tektor 80 angelegt, und ein Signal aus dem Bandpaßfilter 26 wird über einen Leiter 88 an einen zweiten Detektor 82 an­ gelegt. Der Detektor 82 hat den gleichen Aufbau wie der De­ tektor 80, weshalb nur der Detektor 80 im einzelnen erläu­ tert wird. In Fig. 3a ist der Detektor 80 als ein Diodende­ tektor dargestellt, der eine Reihenhalbleiterdiode 84 ent­ hält, deren Anode mit der Übertragungsleitung verbunden ist, die durch den Leiter 86 dargestellt ist. Die Katode der Diode 84 ist mit einer Elektrode eines Kondensators 90 verbunden, dessen andere Elektrode an Masse liegt. Ein dedektiertes oder erfaßtes Signal wird an dem Kondensator 90 erzeugt und an dem Ausgangsleiter 32 verfügbar gemacht.

Wie in Verbindung mit der Erläuterung von Fig. 1 erwähnt stellt das an die Steuereinheit 40 angelegte Signal das Verhältnis der Größen der erwünschten Signale zu deren Har­ monischen oder Oberwellen dar. Im allgemeinen werden die die Grundfrequenz f₀ aufweisenden erwünschten Signale in der Amplitude viel größer sein als ihre zweiten Harmoni­ schen oder Oberwellen mit 2f₀. Infolgedessen werden die De­ tektoren 80 und 82 in Fig. 3a auf verschiedenen Teilen ih­ rer Diodenkurven arbeiten und unterschiedliche Wirkungs­ grade haben. Wenn der Linearisierer justiert wird, können sich die Wirkungsgrade ändern, wodurch eine gewisse Unge­ nauigkeit in der Steuerung verursacht wird. Außerdem werden selbst bei demselben Signalpegel die Halbleiterdioden un­ terschiedliche Ausgangssignale erzeugen, welche ebenfalls eine Ungenauigkeit in dem ermittelten Verhältnis und in der resultierenden Steuerung hervorrufen werden.

Die Anordnung nach Fig. 3b ist eine Alternative für die nach Fig. 3a und benutzt Schalter zum Multiplexieren der gefilterten Signale an und aus einer einzelnen Detektordi­ ode. In Fig. 3b werden die bandgefilterten Signale aus den Filtern 24 und 26 über die Leiter 86 bzw. 88 an die gemein­ samen Pole von gekuppelten einpoligen Umschaltern angelegt, welche als mechanische Schalter 100 bzw. 102 dargestellt sind. Der Fachmann weiß, daß Festkörperschalteräquivalente wegen der Zuverlässigkeit und der Schaltgeschwindigkeit er­ wünscht sind, mechanische Schalter sind aber zur Erleichte­ rung des Verständnisses dargestellt worden. In den darge­ stellten Positionen der Schalter 100 und 102 werden die Si­ gnale, die über den Leiter 86 angelegt werden, über eine Klemme 104 an eine Detektordiode 106 angelegt. Außerdem werden in den dargestellten Positionen der Schalter 100 und 102 die Signale, die über den Leiter 88 zugeführt werden, über eine Schalterklemme 110 an einen Lastwiderstand 112 angelegt, der an die Systemimpedanz angepaßt sein kann, die z. B. 50 oder 75 Ohm betragen kann, um Reflexionen zu ver­ hindern. In den anderen Positionen (nicht dargestellt) der Schalter 100 und 102 werden die Signale von dem Leiter 88 über eine Schalterklemme 114 an die Detektordiode 106 ange­ legt, und die Signale von dem Leiter 86 werden über eine Schalterklemme 116 an einen Lastwiderstand 118 angelegt. Die Signale aus den Bandpaßfiltern 24 und 26 werden somit abwechselnd an die Detektordiode 106 mit einer Geschwindig­ keit angelegt, welche durch eine Schaltersteuerschaltung festgelegt wird, die als ein Block 120 dargestellt ist. Die Schaltersteuerschaltung 120 arbeitet mit einer Geschwindig­ keit, die niedrig genug ist, so daß viele Zyklen des Si­ gnalträgers der Diode 106 in jeder Position der Schalter zugeführt werden, aber hoch genug ist, so daß das inte­ grierte Signal keine Schaltgeschwindigkeitskomponenten ent­ hält. Eine geeignete Schaltgeschwindigkeit könnte 1000 Hz betragen. Das an die Detektordiode 106 angelegte Signal, welches diese aus den Schaltern 100 und 102 empfängt, wird durch diese detektiert oder gleichgerichtet und an die ge­ meinsamen Klemmen von weiteren einpoligen Umschaltern 122 und 124 angelegt, welche mit den Schaltern 100 und 102 ge­ kuppelt sind. In den dargestellten Positionen der Schalter 122 und 124 werden die detektierten Signale über eine Schalterklemme 126 an einen integrierenden Kondensator 128 angelegt. In der anderen Position der Schalter 122 und 124 (nicht dargestellt) wird das detektierte Signal aus der Di­ ode 106 über eine Schalterklemme 130 an einen zweiten inte­ grierenden Kondensator 132 angelegt. Das detektierte Signal aus dem Bandpaßfilter 24 wird somit durch die Detektordiode 106 detektiert und durch den integrierenden Kondensator 128 integriert, und das Signal aus dem Bandpaßfilter 26 wird durch die Detektordiode 106 ebenfalls detektiert, aber durch den Kondensator 132 integriert. Die detektierten Si­ gnale erscheinen daher an den Kondensatoren 128 und 132 und werden an die Leiter 32 bzw. 34 angelegt. Die Anordnung nach Fig. 3b eliminiert durch die Verwendung einer einzel­ nen Detektordiode 106 die Differenzen, welche unterschied­ lichen Detektordioden zuzuschreiben sind.

Fig. 4a zeigt einen Verhältnisgenerator, der als der Ver­ hältnisgenerator 36 von Fig. 1 benutzt werden kann. In Fig. 4a wird das detektierte Signal aus der Detektoranordnung 30, welches die Amplitude des "erwünschten" oder "Grund­ frequenz"-Signals repräsentiert, über den Leiter 32 an den Eingang eines A/D-Wandlers angelegt, der als ein Block 150 dargestellt ist und Digitalwörter auf einem Leiterbündel 158 erzeugt. Ebenso wird das Harmonische darstellende de­ tektierte Analogsignal aus dem Detektor 30 über den Leiter 34 an einen zweiten A/D-Wandler 152 angelegt, der es in Di­ gitalform umwandelt und Wörter auf einem Leiterbündel 160 erzeugt. Digitalmultiplizierer sind leichter herstellbar als Digitaldividierer. Infolgedessen können zwei Multipli­ zierer statt eines einzelnen Dividierers benutzt werden, um das Digitalsignal, welches durch den A/D-Wandler 152 er­ zeugt wird, durch das Digitalsignal zu dividieren, welches durch den A/D-Wandler 150 erzeugt wird. Der erste Multipli­ zierer 154 multipliziert das durch den A/D-Wandler 150 er­ zeugte Signal durch -1, um das Signal effektiv zu inver­ tieren. Ein zweiter Multiplizierer 156 multipliziert das invertierte Signal aus dem Inverter 154 mit dem Signal aus dem A/D-Wandler 152, um ein Verhältnissignal auf dem Lei­ terbündel 38 zu erzeugen.

In der Anordnung nach Fig. 4a werden zwei A/D-Wandler be­ nutzt. Diese A/D-Wandler sind teuer, und weiter kann die Verwendung von zwei A/D-Wandlern Nichtlinearitäten oder Differenzen wie zwischen denselben hervorrufen, welche das resultierende Verhältnis beeinflussen. Fig. 4b zeigt eine Anordnung, bei der ein einzelner A/D-Wandler zusammen mit Multiplexierung benutzt wird. In Fig. 4b wird ein Signal, das von der Detektoranordnung 30 über den Leiter 32 ange­ legt wird, an das gemeinsame Element eines einpoligen Ein- /Ausschalters 170 angelegt, und das Signal von dem Leiter 34 wird an das gemeinsame Element eines weiteren einpoligen Ein-/Ausschalters 172 angelegt, der mit dem Schalter 170 gekuppelt ist. Die Schalter 170 und 172 werden durch eine Schaltersteuerschaltung gesteuert, welche der in Verbindung mit Fig. 3b beschriebenen gleicht und tatsächlich durch dieselbe Schaltersteuerung von Fig. 3b gesteuert werden kann, wenn diese Anordnung in Verbindung mit der Anordnung nach Fig. 4b benutzt wird. Die Schalter 170 und 172 arbei­ ten abwechselnd, um die detektierten Signale an den Eingang eines gemeinsamen A/D-Wandlers 174 anzulegen. Das Ausgangs­ signal des A/D-Wandlers 174 wird an die gemeinsamen Klemmen von zwei weiteren einpoligen Ein-/Ausschaltern 176 und 178 angelegt, die mit den Schaltern 170 und 172 gekuppelt sind. In den dargestellten Positionen der Schalter 170, 172, 176 und 178 wird das Signal von dem Leiter 32 durch den gemein­ samen A/D-Wandler 174 in Digitalform umgewandelt, und die Ausgangswörter werden über den Schalter 176 an ein Aus­ gangsregister 180 zur Speicherung darin durch Überschreiben des zuvor gespeicherten Wortes angelegt. Der Inhalt des Re­ gisters 180 wird an dem Ausgangsleiter 158 zum Anlegen (vgl. Fig. 4a) an den Verarbeitungsblock 154 verfügbar ge­ macht. In der anderen Position (nicht dargestellt) der Schalter 170, 172, 176 und 178 von Fig. 4b wird das Signal von dem Leiter 34 durch den gemeinsamen A/D-Wandler 174 in Digitalform umgewandelt, und die Digitalwörter, die so er­ zeugt werden, werden über den Schalter 178 an ein Register 182 zur Speicherung darin angelegt. Das Wort, daß gegenwär­ tig in dem Register 182 gespeichert ist, wird an dem Leiter 160 zum Anlegen an den Multiplizierer 156 (Fig. 4a) verfüg­ bar gemacht. Die Taktfrequenz des A/D-Wandlers 174 und der Register 180 und 182 kann zweckmäßig die Schaltfrequenz sein. Die Anordnung, die in Fig. 4b dargestellt ist, elimi­ niert Verhältnisfehler, welche auf Differenzen zwischen den A/D-Wandlern 150 und 152 von Fig. 4a zurückzuführen sind.

In der Anordnung nach Fig. 4c wird ebenfalls ein einzelner A/D-Wandler benutzt. In Fig. 4c wird das detektierte Ana­ logsignal, das über den Leiter 32 angelegt wird, an einen Analoginverter 190 angelegt. Das invertierte Analogsignal, welches durch den Inverter 190 erzeugt wird, wird an einen ersten Eingangsanschluß eines Analogmultiplizierers 192 an­ gelegt, der das Signal von dem Leiter 34 an einem zweiten Eingangsanschluß empfängt. Das Analogsignal, welches durch den Analogmultiplizierer 192 erzeugt wird, wird an einen einzelnen A/D-Wandler 194 angelegt, um das das Verhältnis darstellende Signal auf dem Leiterbündel 38 zu erzeugen.

Ein erzeugtes Signal jedoch, welches das Verhältnis zwi­ schen der zweiten Oberwelle und dem erwünschten Grundfre­ quenzsignal darstellt, wird an die Steuereinheit 40 ange­ legt.

Fig. 5 ist ein vereinfachtes Flußdiagramm, welches den Betrieb der Steuereinheit 40 nach Fig. 1 veranschaulicht. Es wird angenommen, daß nur eine Diodenvorspannung des Li­ nearisierers 12 von Fig. 1 justiert zu werden braucht und daß keine anderen Vorspannungen auf konstante Werte einge­ stellt zu werden brauchen. Die Diodenspannung kann von 1/2 Volt bis 1 Volt reichen, wobei der erwartete Wert der Vor­ spannung für die meisten Korrekturen nahe bei 3/4 Volt liegt.

Bei dem Einschalten der Steuereinheit 40 nach Fig. 1 gibt diese eine START-Betriebsart ein, wie es in Fig. 5 bei 502 gezeigt ist. Die Logik geht dann zu einem Block 504, wel­ cher die Einstellung von Anfangswerten repräsentiert. Die Variable VREF repräsentiert den letzten oder den gegenwär­ tigen Wert der Gesamtverzerrung und ist eine Referenz, mit der die nächste Einstellung verglichen wird, um festzustel­ len, ob die Verzerrung niedriger (besser) oder größer (schlechter) ist, was durch hohe oder niedrige Werte des Verhältnisses R angezeigt wird, die auf dem Leiterbündel 38 (Fig. 1) durch den Verhältnisgenerator 36 erzeugt werden. Da es bei der ersten Einschaltung keinen vorherigen Wert der Verzerrung gibt, mit welchem der gegenwärtige Wert zu vergleichen ist, wird ein Zwischenwert am Anfang einge­ stellt. Die Variable DEL (Abkürzung für Delta) ist eine Va­ riable, welche die Größe jedes Inkrements oder Dekrements der Linearisiererdiodenspannung DV steuert. Ein Grenzwert VL wird gesetzt, um einen relativ großen, aber nicht den maximalen Wert des Verhältnisses R darzustellen. Der Zu­ standsanzeiger POL (Polarität) wird willkürlich entweder auf +1 oder auf -1 eingestellt und repräsentiert eine stei­ gende oder eine fallende Richtung der Steuerung der Dioden­ spannung DV. Die laufende Variable N und die Polaritäts­ steuerzustandsvariable NH werden auf null gesetzt.

Nachdem die Anfangswerte in dem Block 504 eingestellt wor­ den sind, geht die Logik weiter zu einem Block 506, der eine Ablesung durch die Steuereinheit 40 des Verhältnisses R aus dem Leiterbündel 38 darstellt. Da die Signale den Li­ nearisierer 12 und den Verstärker 14 durchqueren, wird sich ein gewisses Ausmaß an Verzerrung ergeben, und ein Verhält­ nis R wird erzeugt werden. Das Verhältnis R wird mit dem initialisierten Wert des Referenzwertes VREF in einem Ver­ gleichsblock 508 verglichen. Bei der ersten Einschaltung ist es sehr unwahrscheinlich, daß das gemessene Verhältnis von Oberwellensignal zu Grundfrequenzsignal exakt gleich VREF, d. h. gleich dem Referenzwert sein wird. Infolgedessen verläßt die Logik den Vergleichsblock 508 über den NEIN-Weg und geht zu einem weiteren Vergleichsblock 510. Der Ver­ gleichsblock 510 stellt fest, ob der gegenwärtige gemessene Wert von R größer als VREF ist oder nicht (d. h., ob der Oberwellengehalt größer oder schlechter als der am Anfang eingestellte Referenzwert ist). Wenn die Verzerrung, die durch das Verhältnis R angegeben wird, diejenige über­ steigt, die durch den Referenzwert VREF dargestellt wird, verläßt die Logik den Vergleichsblock 510 über den JA-Aus­ gang und erreicht einen weiteren Entscheidungsblock 512. Der Entscheidungsblock 512 vergleicht NH mit null; sofort nach dem ersten Einschalten ist NH null, weshalb die Logik den Vergleichsblock 512 über den JA-Weg verläßt. Von dem JA-Ausgang des Blockes 512 aus geht die Logik zu einem Block 514, in welchem NH auf logisch 1 gesetzt wird, um an­ zugeben, daß ein erster Durchlauf gemacht oder beendet wird, und die laufende Variable N wird von null auf eins inkrementiert. Die Logik kommt dann an einem Entschei­ dungsblock 516 an, in welchem der laufende Wert des Ver­ hältnisses R mit einem ein hohes Verhältnis R darstellenden VL-Referenzwert verglichen wird. Ein Wert von R, der größer als VL ist, bedeutet, daß die Linearisiererdiodensteuer­ spannung DV weit von dem gewünschten Wert entfernt ist. Wenn sie nicht weit von dem gewünschten Wert entfernt ist, ist die Diodenspannung nahe bei dem gewünschten Wert, und die Logik verläßt den Vergleichsblock 516 über den JA-Weg und kommt an einem Block 518 an, der das Dekrementieren der inkrementellen Korrektur DEL darstellt, um ein Überschwin­ gen über den optimalen Einstellpunkt auf eine oszillatori­ sche Weise zu verhindern. Wenn das Verhältnis R größer als VL ist, wird angenommen, daß eine große Korrektur gemacht werden muß, weshalb die Logik den Vergleichsblock 516 über den NEIN-Weg verläßt, so daß sie den Block 518 umgeht und deshalb die Schrittgröße unvermindert aufrechterhält. In jedem Fall kommt die Logik an einem Block 520 an, welcher das Ändern der Polarität der Korrektur von positiv in ne­ gativ, oder umgekehrt, darstellt. Die Bedeutung dieser Än­ derung wird bei anschließenden Durchläufen durch die Logik deutlich.

Von dem Block 520 aus (oder von den Blöcken 524 oder 526 aus, wie unten beschrieben) gelangt die Logik zu einem wei­ teren Vergleichsblock 528, wo der gegenwärtige Wert der laufenden Variablen N überprüft wird, um festzustellen, ob er gleich 2 oder größer ist. Der Wert zwei repräsentiert mehrere Durchläufe durch die Logik in einer Korrekturrich­ tung. Wenn der laufende Wert von N kleiner als zwei ist, sind zusätzliche Durchläufe notwendig, um zu überprüfen, ob die Korrekturrichtung korrekt ist, weshalb die Logik von dem NEIN-Ausgang des Vergleichsblockes 528 zu einem Block 532 geht, wo der Wert von VREF gleich dem gegenwärtigen Wert des Verhältnisses R gesetzt wird, der in dem nächsten Schritt den Vergleich mit dem gegenwärtigen Verhältnis R gestatten wird. Andererseits, wenn N zwei ist, ist dasselbe Ergebnis bei mehreren Durchläufen aufgetreten, weshalb die Logik den Vergleichsblock 528 über den JA-Weg verläßt und, bevor sie zu einem Block 532 gelangt, die Schrittgröße DEL auf 90% ihres vorherigen Wertes in einem Block 530 dekre­ mentiert. Die tatsächliche Korrektur der Diodenspannung DV wird wie dargestellt in einem Block 534 gemacht. Die Di­ odenspannung DV wird gleich dem vorherigen Wert multipli­ ziert mit DEL und POL gesetzt. Die Logik kehrt zu dem Block 506 zurück, um einen weiteren Durchlauf durch Lesen des neuen laufenden Wertes des Verhältnisses R zu beginnen.

Bei dem zweiten Durchlauf wird R in dem Komparator 508 mit seinem vorherigen Wert VREF verglichen, und wahrscheinlich geht die Logik wieder zu dem Vergleichsblock 510. Wenn die Verzerrung schlechter ist (d. h. R größer als VREF ist), ist die Korrekturrichtung falsch, und die Logik geht über den Vergleichsblock 512 zu dem Block 519, da NH nicht länger gleich null ist. Die laufende Variable N wird in dem Block 519 auf null gesetzt, und ungeachtet dessen, ob R größer als der Grenzwert VL ist oder nicht, wird die Polarität der Korrektur wieder in dem Block 520 ohne Verringerung der Schrittgröße invertiert. Der Referenzwert VREF wird auf den neuen, höheren Wert von R in dem Block 532 rückgesetzt. Eine neue Korrektur DV wird in dem Block 534 mit einer Größe vorgenommen, die gleich dem vorherigen Wert von DV multipliziert mit dem gleichgroßen Inkrement DEL ist, aber mit entgegengesetzter Polarität.

Das Verhältnis R wird wieder in dem Block 506 gelesen, und dieses Mal sollte die Korrekturrichtung korrekt sein. Gilt jedoch R ≠ VREF, so bringt der Vergleichsblock 508 erneut die Logik zurück zu dem Vergleichsblock 510. Diesmal sollte R kleiner als VREF sein, was eine bessere Verzerrungsgröße darstellt, so daß die Logik den Block 510 über den NEIN-Weg verläßt und zu einem Vergleichsblock 522 geht, der NH mit null vergleicht. Der Wert von NH wurde während des ersten Durchlaufes auf eins gesetzt, weshalb die Logik den Ver­ gleichsblock 522 über den NEIN-Weg verläßt und zu einem Block 524 geht, der NH auf null setzt und N auf N + 1 inkre­ mentiert. Nach mehreren Durchläufen, in welchen R kleiner als VREF ist, wird N zwei übersteigen, und der Block 530 wird die Schrittgröße dekrementieren.

Das System wird fortfahren, kleinere und kleinere Korrektu­ ren in einer Richtung zu machen, bis R gleich VREF wird, d. h., bis es keine Verbesserung bei der Korrektur gibt. An diesem Punkt schaltet die Logik in dem Vergleichsblock 508 um und geht über den JA-Weg zu einem Block 538, welcher die Schrittgröße auf die nächst größere Größe inkrementiert, und der Wert von N wird auf null in dem Block 536 rückge­ setzt. Wenn die Diodenspannungskorrektur in dem Block 534 gemacht wird, ist es wahrscheinlich, daß der optimale Punkt etwas überschritten wird, was zu einer schlechteren Able­ sung von R im Vergleich mit VREF führt. Das wird bewirken, daß die Logik bei dem nächsten Durchlauf den JA-Ausgang aus dem Vergleichsblock 510 nimmt, was zur Umkehr der Korrek­ turpolarität in dem Block 520 führt, aber noch mit einem kleinen Korrekturinkrement DEL.

In seiner letzten Betriebsart macht das System kleine In­ kremente um den optimalen Punkt, wobei es die Korrektur­ richtung jedesmal dann umkehrt, wenn der Wert des Verzer­ rungsverhältnisses R den Wert von VREF, dessen vorherigen Wert, übersteigt.

Weitere Ausführungsformen der Erfindung liegen im Rahmen fachmännischen Könnens. Beispielsweise können die Amplitu­ den der Signale, die an die Detektoren 80 und 82 in Fig. 3a angelegt werden, im wesentlichen gleichgemacht werden, in­ dem dem Detektor 80 ein Dämpfungsglied vorgeschaltet wird, das so dimensioniert ist, daß es die Differenz zwischen den Amplituden der erwünschten Grundfrequenzsignale und von de­ ren Harmonischen gleichmacht. Wenn die Anordnung nach Fig. 3a bei dem Probennehmer nach Fig. 2a benutzt wird, ist es nur notwendig, die Dämpfung des Dämpfungsgliedes 60 größer als die von 62 um die Amplitudendifferenz zu machen. Bei gleichgemachten Detektoreingangssignalen wird das Verhält­ nissignal eine andere Bedeutung haben, die bei der Pro­ grammierung der Steuereinheit 40 berücksichtigt werden kann. Es ist zwar ein 10-dB-Richtkoppler beschrieben wor­ den, weniger Verluste des erwünschten Starkstromsignals werden jedoch durch weniger Kopplung, wie z. B. -20 dB, her­ vorgerufen, in welchem Fall der Detektoranordnung 30 in Fig. 1 eine Verstärkeranordnung vorgeschaltet werden kann. Das das Verhältnis darstellende Signal auf dem Leiterbündel 38 ist zwar als ein Digitalsignal beschrieben worden, es könnte jedoch auch die Form eines Analogsignals haben. Statt Diodendetektoren können andere Typen von Detektoren wie Bolometer benutzt werden. Linearisierer mit Störgrößen­ aufschaltung können statt der Vorverzerrungslinearisierer benutzt werden, und allgemein kann jeder Typ von steuer­ barem Linearisierer an die Steuerung des Oberwellenver­ hältnisses angepaßt werden.

Claims (17)

1. Verfahren zum Linearisieren von durch eine aktive Schal­ tungsstufe umzusetzenden Signalen, die innerhalb eines Frequenzbereiches liegen, für eine Korrektur der von der Schaltungsstufe erzeugten Verzerrungen, bei dem die umzusetzenden Signale eine steuerbare Linearitätskor­ rektureinrichtung (12) durchlaufen,
diejenigen umgesetzten Signale ausgewählt werden, die in­ nerhalb eines vorbestimmten ersten Frequenzbandes in dem Frequenzbereich liegen, um erste gefilterte Signale zu erzeugen,
diejenigen umgesetzten Signale ausgewählt werden, die in­ nerhalb eines vorbestimmten zweiten Frequenzbandes lie­ gen, um zweite gefilterte Signale zu erzeugen, wobei das zweite Frequenzband wenigstens eine Frequenz enthält, die eine bestimmte Harmonische von einer Frequenz ist, die in dem ersten Frequenzband liegt,
ein Verhältnissignal aus dem Verhältnis der ersten und zweiten gefilterten Signale erzeugt wird, und
die Linearitätskorrektureinrichtung (12) von einer Steu­ eranordnung (40) mittels des Verhältnissignals derart ge­ steuert wird, daß das Verhältnissignal minimiert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die bestimmte Harmonische die zweite Harmonische ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Erzeugens eines Verhältnissignals folgende weitere Schritte beinhaltet:
Detektieren der ersten und zweiten gefilterten Signale, um erste und zweite detektierte Signale zu erzeugen;
Integrieren der ersten und zweiten detektierten Signale, um erste und zweite integrierte Signale zu erzeugen; und
Dividieren eines der ersten und zweiten integrierten Signale durch einander.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Dividierens weiter die Schritte beinhal­ tet:
Umwandeln des ersten integrierten Signals aus der Analog­ in die Digitalform, um ein erstes Digitalsignal zu erzeu­ gen;
Umwandeln des zweiten integrierten Signals aus der Analog- in die Digitalform, um ein zweites Digitalsignal zu erzeugen; und
Dividieren des zweiten Digitalsignals durch das erste Digitalsignal, um das Verhältnissignal zu erzeugen.

5. Anordnung zum Durchführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die aktive Schaltungsstufe (14) einen Eingangsanschluß (10) und einen Ausgangsan­ schluß (18) aufweist, zwischen denen eine Linearitätskor­ rektureinrichtung (12) angeordnet ist, enthaltend:
eine erste Filterschaltung (24), die mit dem Ausgangsan­ schluß (18) verbunden und so abgestimmt ist, daß sie die Frequenzen des Signals durchläßt, für dessen Empfang die aktive Schaltungsstufe (14) ausgelegt ist, und daß sie eine bestimmte Harmonische der Signalfrequenzen sperrt, wobei erste gefilterte Signale erzeugt werden,
eine zweite Filterschaltung (26), die ebenfalls mit dem Ausgangsanschluß (18) verbunden und so abgestimmt ist, daß sie die bestimmte Harmonische durchläßt, wobei zweite gefilterte Signale erzeugt werden,
eine Signalverarbeitungseinrichtung (30, 36), die mit der ersten und der zweiten Filterschaltung (24, 26) verbunden ist und ein Signal aus dem Verhältnis der ersten und zweiten gefilterten Signals liefert, und
eine Steuereinrichtung (40), die mit der Signalverarbei­ tungseinrichtung (30, 36) und mit der Linearitätskorrek­ tureinrichtung (12) verbunden ist und letztere derart steuert, daß das verarbeitete Signal minimiert wird.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Linearitätskorrektureinrichtung (12) mit dem Eingangsanschluß (10) verbunden ist und die daran angelegten Signale vorverzerrt.

7. Anordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Filterschaltung (24) so abgestimmt ist, daß sie ein erstes vorbestimmtes Frequenzband durchläßt, das sich von einer ersten Frequenz bis zu einer höheren, zweiten Frequenz erstreckt, und daß die zweite Filter­ schaltung (26) so abgestimmt ist, daß sie ein zweites vorbestimmtes Frequenzband durchläßt, das sich von einer dritten Frequenz bis zu einer höheren, vierten Frequenz erstreckt, wobei die dritte Frequenz höher als die zweite Frequenz ist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Frequenz im wesentlichen das Doppelte der zweiten Frequenz ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Frequenz im wesentlichen das Doppelte der er­ sten Frequenz ist.

10. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung (30, 36) eine erste und eine zweite Detektoreinrichtung (80, 82) aufweist, die mit der ersten und zweiten Filterschal­ tung (24, 26) verbunden sind, zum unabhängigen Detektie­ ren der ersten und zweiten gefilterten Signale, um erste und zweite detektierte Signale zu erzeugen.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Detektoreinrichtung (80, 82) je­ weils einen unabhängigen Diodendetektor aufweist.

12. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektoreinrichtung einen Detektor (106) und eine erste Interiereinrichtung (128) aufweist und daß die zweite Detektoreinrichtung den Detektor (106) und eine zweite Integriereinrichtung (132) aufweist.

13. Anordnung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Syn­ chronschalteinrichtungen (100, 102, 122, 124), die mit der ersten und der zweiten Filterschaltung (24, 26), mit dem Detektor (106) und mit der ersten und mit der zweiten In­ tegriereinrichtung (128, 132) verbunden sind, zum abwech­ selnden Verbinden der ersten und zweiten gefilterten Signale mit dem Detektor (106) zum abwechselnden Erzeugen von ersten bzw. zweiten gleichgerichteten Signalen und zum Anlegen der ersten und zweiten gleichgerichteten Signale abwechselnd an die erste und zweite Integrier­ einrichtung (128, 132).

14. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung eine erste und eine zweite A/D-Wandlereinrichtung (150, 152) aufweist, die mit der ersten bzw. zweiten Detektoreinrichtung (80, 82) verbunden ist, zum Bilden von ersten und zweiten digita­ len, detektierten Signalen.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite A/D-Wandlereinrichtung (150, 152) unabhängig sind und daß eine Logikeinrichtung (36) vorgesehen ist, zum Empfangen der ersten und zweiten di­ gitalen, detektierten Signale zum Bilden eines Verhält­ nissignals, welches das zweite digitale, detektierte Signal dividiert durch das erste digitale, detektierte Signal darstellt.

16. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die erste A/D-Wandlereinrichtung einen A/D-Wandler (174) und ein erstes Register (180) aufweist und daß die zweite A/D-Wandlereinrichtung den A/D-Wandler (174) und ein zweites Register (182) aufweist.

17. Anordnung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch um­ schaltbare Weiterleiteinrichtungen (170, 172, 176, 178), die mit der ersten und der zweiten Detektoreinrichtung (30), mit dem A/D-Wandler (174) und mit dem ersten und dem zweiten Register (180, 182) verbunden sind, zum ab­ wechselnden Anlegen der ersten und zweiten detektierten Signale an den A/D-Wandler (174) und zum Anlegen der er­ sten und zweiten digitalen, detektierten Signale aus dem A/D-Wandler (174) an das erste und zweite Register (180, 182).