DE3002995C2

DE3002995C2 - Anpassbares Entzerrungssystem

Info

Publication number: DE3002995C2
Application number: DE3002995A
Authority: DE
Inventors: Toshio Yokosuka Kanagawa Nojima; Satoshi Niigata Ohyama
Original assignee: Nippon Telegraph & Telephone Public Corp Tokyo; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1979-02-13
Filing date: 1980-01-29
Publication date: 1983-09-29
Also published as: US4329655A; DE3002995A1

Description

Die Erfindung betrifft ein anpaßbares Entzerrungssystem zum Beseitigen von nichtlinearen Verzerrungen eines einem Eingangsanschluß zugeführten Signals, die durch einen Schaltki eis hervorgerufen werden, den das Signal durchläuft, mittels eines Entzerrerschaltkreises, den das Signal ebenfalls durchläuft und dessen Verzerrung, die diejenige des zu entzerrenden Schaltkreises kompensiert, gesteuert wird durch einen Verzerrsteuerschaltkreis, der seinerseits durch einen Verzerrungsdetektor gesteuert wird, der das Signal nach dessen Durchlauf durch den zu entzerrenden Schaltkreis und durch den Entzerrerschaltkreis an einem Ausgcngsanschluß abgreift, wobei die Steuerung in Abhängigkeit des Rauschpegels in einem schmalen Frequenzband erfolgt.

Zur Beseitigung von nichtlinearen Verzerrungen im Hochfrequenzbereich sind die üblichen negativen Rückkopplungssysteme nicht brauchbar wegen der auftretenden Verzögerungen und/oder wegen der Phasencharakteristika der Rückkopplungsschleife. Anstelle derartiger negativer Rückkopplungssysteme werden daher dem zu entzerrenden Schaltkreis vorgeschaltete oder nachgeschaltete, nichtlineare Verzerrungen kompensierende Entzerrerschaltkreise verwendet.

Die bekannten Entzerrungssysteme der letztgenannten Art haben jedoch den Nachteil, daß die Entzerrung nicht immer vollständig erfolgt, da der Aufbau und die Arbeitsweise des Entzerrerschaltkreises unabhängig ist von dem Schaltkreis, der zu entzerren ist. Wenn die Eigenschaften des Schaltkreises und/oder des Entzerrerschaltkreises sich beispielsweise infolge von Änderungen der Umgebungstemperatur ändern, entstehen unerwünschte Verzerrungen.

Es ist daher erforderlich, bei dem bekannten Entzerrungssystem oftmals ein Nachjustieren vorzunehmen, damit die gewünschten Eigenschaften vorhanden sind.

Bei einem aus der DE-OS 26 05 843 bekannten Entzerrungssystem ist vor einem zu entzerrenden Verstärker ein Entzerrungsschaltkreis geschaltet. Zwischen den Signalen, die von einem Mischer über den Entzerrerschaltkreis dem Verstärker zugeführt werden, werden vorbestimmte konstante Testsignale eingefügt, die nach Durchlauf durch den Entzerrer und den Verstärker vom Ausgang des Verstärkers abgegriffen und einem Komparator zugeführt werden, in welchem die Änderungen zwischen aufeinanderfolgenden Testsignalen ermittelt werden. In Abhängigkeit von den ermittelten Änderungen werden sechs Steuerspannungen für den Entzerrerschaltkreis erzeugt. Der Aufbau des Entzerrerschaltkreises ist nicht beschrieben. Nachteilig ist, daß für eine Steuerung des Entzerrcrschaltkreises periodisch Testsignale zwischen den zu übertragenden Signalen eingefügt werden müssen.

Es besteht die Aufgabe, das Entzerrungssystem so auszubilden, daß Änderungen in der Übertragungscharakteristik des zu entzerrenden Schaltkreises und/oder des Entzerrerschaltkreises zu einer automatischen Nachstimmung der vom Entzerrerschaltkreis bewirkten Verzerrung führt

Diese Aufgabe wird gelöst mit den im Patentanspruch 1 aufgeführten kennzeichnenden Merkmalen. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüdien entnehmbar

Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines anpaßbaren Entzerrungssystems,

Fig. 2A und 2B den Schaltungsaufbau des Entzerrungssystems nach F i g. 1,

Fig.2C ein Zeit-Impulsdiagramm, wie es bei der Schaltung nach F i g. 2A auftritt,

F i g. 3A ein Schaltdiagramm eines Verzt.rungsgenerators,

Fig.3B die Eigenschaften des in Fig. 3A gezeigten Verzerrungsgenera tors,

Fig.4A bis 4E Diagramme der Eigenschaften des anpaßbaren Entzerrungssystems nach F i g. 1,

Fig.5 das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des anpaßbaren Entzerrungssystems,

Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel eines anpaßbaren Entzerrungssystems als Blockschaltbild dargestellt, F i g. 7 ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels,

F i g. 8 eine Zeichnung zur Erläuterung der Arbeitsweise eines weiteren Ausführungsbeispiels des anpaßbaren Entzerrungssystemsund

F i g. 9 ein Blockdiagramm des nach F i g. 8 arbeitenden Ausführungsbeispiels.

Das in F i g. 1 dargestellte anpaßbare Entzerrungssystem dient zur Kompensation der Intermodulationsverzerrungen dritter Ordnung. Die in F i g. 2 dargestellte Anordnung entspricht dem Schaltschema nach Fig. 1, jedoch in der Anwendung zur Kompensation bei einem Wanderwellenröhrenschaltkreis. Bei diesen Figuren stellt die Bezugszahl 1 den Eingangsanschluß, 2 einen Bandeliminationsfilter, 3 und 10 einen Leistungsteiler, 8 einen Leistungssummierer, 4 eine Verzögerungsleitung, 5 einen Verzerrungsgenerator, der eine Verzerrung dritter Ordnung an ein Ursprungssigna] gibt, 6 einen einstellbaren Phasenschieber, 7 ein einstellbares Dämpfungsglied, 9 einer, zu entzerrenden Schaltkre^:s, 11 einen Ausgangsanschluß, 12 einen Verzerrungsdetektor und

13 einen Verzerrsteuerschaltkreis dar. Der Schaltkreis 14, der von einer gestrichelten Linie umgeben ist, umfaßt den Verzögerungsschaltkreis 4, den Verzerrungsgenerator 5, den einstellbaren Phasenschieber 6, das einstellbare Dämpfungsglied 7, den Leistungsteiler 3 und den Leistungssummierer 8, wobei dieser Schaltkreis

14 den Entzerrerschaltkreis für den Schaltkreis 9 darstellt und dieser Entzerrerschaltkreis 14 gesteuert wird durch den Verzerrungsdetektor 12 und dem Verzerrsteuerkreis 13.

Die Arbeitsweise des anpaßbaren Entzerrungssystems nach F i g. 1 ist folgende:

Es ist bekannt, daß ein Multiplextelefonsignal wie ein Gauss'sches Rauschen auftritt, wenn ein Tonfreischaltsystem verwendet wird, welches ein Tonsignal sendet, wenn kein Sprechsignal zu übermitteln ist. In diesem Fall ist das Spektrum im Gesamtband meist flach und der Durchschnittspegel des fviultiplexsignals ist meist konstant. Auch das Verzerrungsrauschen, welches in einem Mikrowellenverstärker erzeugt wird, ist meist gleichförmig im gesamten Durchlaßba.nd enthalten. Das Spektrum des Multiplextelefonsignals weist eine schmale Bandbreite auf, wenn keine effektive Schaltung zugeteilt ist

Demgemäß löscht das Bandsperrfilter 2 in F i g. 1 alle Rauschkomponenten innerhalb eines bestimmten Bandes, wenn keine effektive Schaltung zugeteilt ist Das Ausgangssignai des Bandsperrfilters 2 wird durch den ίο Entzerrerschaltkreis 14 vorverzerrt und der Ausgang wird angelegt an den Eingang des zu entzerrenden Verstärkers 9. Der Entzerrerschaltkreis 14 bewirkt also eine Verzerrung des Signals, wobei diese Verzerrung aufgehoben wird durch die Verzerrung, welche der Schaltkreis 9 erzeugt Mit dem Ausgang des Schaltkreises 9 ist verbunden ein Verzerrungsdetektor 12, welcher alle Störpegel in dem schmalen Durchlaßband erfaßt, in welchem das Bandsperrfilter alle Störkomponenten gelöscht hat, wobei dann der Detektor 12 den Verzerrsteuerschaltkreis 13 steuert, der seinerseits den Entzerrerschaltkreis 14 steuert, wodurch alle Störkomponenten, welche vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wurden, zu einem Minimum werden.

Die F i g. 2A und 2B zeigen ein Blockdiagramm des Entzerrungssystems, bei welchem ein Wanderwellenröhrenverstärker zu entzerren ist In F i g. 2 wurden die gleichen Bezugszeichen verwendet für diejenigen Teile, die gleich sind mit Fig. 1. Das Eingangssignal in der Zwischenfrequenzstufe am Eingangsanschluß 1 wird dem Entzerrerschaltkreis 14 über das Bandsperrfilter 2 und einen Verstärker 15 zugeführt. Das Ausgangssignal des Entzerrerschaltkreises 14 wird angelegt an einen Frequenzmischer 16, dem weiterhin eine Überlagerungsfrequenz von einem Überlagerungsoszillator 17 zugeführt wird, wobei der Frequenzmischer das Zwischenfrequenzsignal in ein Mikrowellenfrequenzsignal wandelt. Dieses umgewandelte Frequenzsignal wird einem Wanderwellenröhrenverstärker 9 zugeführt, wobei es sich hierbei um den zu entzerrenden Schaltkreis handelt Der Ausgang des Wanderwellenröhrenverstärkers 9 wird über einen Leistungsteiler 10 dem Ausgangsanschluß 11 zugeführt. Bei dem Leistungsteiler 10 handelt es sich beispielsweise um einen Hohlleiterrichtkoppler. Der Verzerrungsdetektor 52, der Verzerrsteuerschaltkreis 13 und der Entzerrer-Schaltkreis 14 werden nachfolgend im Einzelnen beschrieben.

Verzerrungsdetektor 12

jo Der Verzerrungsdetektor 12 erfaßt den Verzerrungsstörpegel im Übertragungskanal am Ausgang des Schaltkreises 9. Der Ve:zerrungsdetektor 12 ist verbunden über den Richtkoppler 10 mit dem Schaltkreis 9. Es ist zu vermerken, daß alle thermischen Störungen in diesem Übertragungskanal gelöscht wurden durch das Bandsperrfilter 2, welches vor den Entzerrerschaltkreis 14 geschaltet ist. Der Verzerrungsdetektor 12 wandelt die Mikrowellenfrequenz in eine niedere Frequenz um, um die Störungen im schmalban-

bo digen Übertragungskanal besser ableiten zu können. In Fig. 2 ist der Ausgang des Richtkopfes 10 verbunden mit einem ersten Frequenzmischer 10a, der die Eingangsfrequenz in eine erste Zwischenfrequenz umwandelt, wobei die Überlagerungsfrequenz vom

Überlagerungsoszillator 17 verwendet wird. Der Ausgang des Mischers 10a ist verbunden mit einem zweiten Frequenzmischer lOfc über ein Bandpaßfilter 10i> und einen Pufferverstärker 10c. Der zweite Mischer tob

wandelt die Eingangsfrequenz in eine zweite Zwischenfrequenz um, wobei eine zweite Überlagerungsfrequenz von einem zweiten Überlagerungsoszillator 1Oe verwendet wird. Der Ausgang des zweiten Mischers 10c/ wird über das Bandpaßfilter 10/und den Trennverstärker 10g und über ein weiteres Bandpaßfilter 10Λ einem Gleichrichter 10/ zugeführt. Der Gleichrichterausgang wird über einen Glättungsschaltkreis 10y einem Verstärker tO/r zugeführt. Auf diese Weise wird eine Gleichspannung am Ausgang des Verstärkers lOjt erhalten, welche dem Verzerrungsstörpegel proportional ist. Die Zeitkonstante des Glättungsschaltkreises 10/ ist vorzugsweise größer als etwa 1,6 Sek., da der durchschnittliche Signalpegel, welcher länger als 1,6 Sek. ist, im Multiplextelefonkana! meist konstant ist. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind folgende Werte vorhanden:

Die Frequenz am Eingangsanschluß 1 beträgt 140 MHz. Die Bandbreite des Bandsperrfilters 2 beträgt 8,8 kHz. Die Ausgangsfrequenz des Mischers 16 ist 6 GHz, die Ausgangsfrequenz des anderen Mischers 1Oi ist 140 MHz, die Bandbreite des Bandpaßfilters 10t beträgt 20 kHz, die Ausgangsfrequenz des anderen Mischers 106 beträgt 10,7 MHz, die Bandbreite des Bandpaßfilters 10/ ist 3,1 kHz und die Bandbreite des Bandpaßfilters 10Λ beträgt 3,1 kHz.

Entzerrungsschaltkreis 14

Der Entzerrerschaltkreis 14 ist ein Serienschaltkreis mit einem Verzerrungsgenerator 5 zur Erzeugung einer Verzerrung dritter Ordnung, einem veränderbaren Phasenschieber 6 zur Verschiebung der Phase des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators 5 und ein veränderbares Dämpfungsglied 7 zur Einstellung der Amplitude des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators. Der Verzerrungsgenerator 5 erzeugt eine Verzerrung dritter Ordnung entsprechend seinem Eingangssignal, dessen Aufbau im Einzelnen in F i g. 3A gezeigt ist. Der veränderbare Phasenschieber 6 umfaßt zwei parallel geschaltete Kapazitäten, bestehend aus einem ersten Kondensator 6c und einem zweiten Kondensator 6c/, welcher in Serie geschaltet ist mit einer Varaktordiode 6e, bei der es sich im wesentlichen um einen veränderbaren Kondesator handelt. Der zweite Kondensator 6c/ und die Diode 6e sind parallel zum ersten Kondensator 6c geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 6c und 6c/ ist verbunden mit dem Mittelabgriff einer Induktivität 6b. Ein Ende des zweiten Kondensators 6cund ein Ende der Varactordiode 6e sind an Masse gelegt. Es ist zu vermerken, daß die Phasenverschiebung im Schaltkreis abhängig ist von der Kapazität der Varaktordiode 6e, und da die Kapazität der Varaktordiode 6e abhängig ist von der an ihr liegenden Analogspannung, wird somit die Phasenverschiebung gesteuert durch die an der Vraktordiode liegenden Spannung.

Das veränderbare Dämpfungsglied 7 weist eine Dämpfung entsprechend der an ihr liegenden Spannung auf. Das veränderbare Dämpfungsglied ist also beispielsweise ein spannungsgesteuertes Dämpfungsglied, wie es beispielsweise von der Firma AVANTEK Inc. in U.S.A. unter der Typenbezeichnung VTF-015 gefertigt wird.

Der Entzerrer 14 weist weiterhin eine Verzögerungsleitung 4 auf, welche parallelgeschaltet ist zu dem Serienschaltkreis bestehend aus dem Verzerrungsgenerator 5, dem veränderbaren Dämpfungsglied 7 und dem veränderbaren Phasenschieber 6, wobei die Verbindung hergestellt wird durch den Leistungsteiler 3 und den Leistungssummierer 8. Die Verzögerungszeit des Signals in der Verzögerungsleitung 4 ist gleich der Verzögerungszeit im Serienschaltkreis 5, 6 und 7. Dies bedeutet also, daß beim Leistungssummierer 8 die Originalkomponenten ankommen, wenn gleichzeitig dort die Verzerrung dritter Ordnung des Ursprungssignals vorliegt. Die Verzögerungsleitung 4 kompensiert also die Verzögerungszeit im Serienschaltkreis 5,6,7.

F i g. 3a zeigt ein Blockdiagramm des Verzerrungsgenerators, der eine Verzerrung dritter Ordnung erzeugt. Der Verzerrungsgenera tor 5 weist einen 180° Hybridschaltkreis 20 mit den Eingangs-Ausgangsanschlüssen A, B, C und D auf. Der Anschluß A ist verbunden mit dem Eingangsanschluß /Λ' des Verzerrungsgenerators 5. Der Anschluß B ist über einen Trennverstärker 23 mit dem Ausgangsanschluß des Verzerrungsgenerators 5 verbunden. Der Anschluß Cist mit einem Kompensationsschaltkreis 21 verbunden, welcher besteht aus einem Widerstand Ä10 und einem Kondensator Cw. Der Anschluß D ist verbunden mit einem Verzerrerschaltkreis 22, der aus zwei Transistoren TR\ und TR₂, zwei Dioden d\ und d₂, mehreren Widerständen R] bis Ri und mehreren Kondensatoren Ci bis G besteht.

Das Eingangssignal am Anschluß A des Hybridschaltkreises 10 wird aufgeteilt auf die beiden Anschlüsse C und D, jedoch gelangt wegen des Aufbaus des Hybridschaltkreises kein Signal an den Anschluß B. Der Kompensationsschaltkreis 21 ist ein linearer Schaltkreis, so daß der Kompensationsschaltkreis 21 ein Ausgangssignal erzeugt, welches eine Reflektion des Eingangssignals am Anschluß Cist. Dies bedeutet, daß dann, wenn das Eingangssignal am Anschluß A entsprechend χ ist, das reflektierende Signal am Anschluß Cdemnach c · ex ist, wobei c eine Konstante ist. Der Verzerrungsschaltkreis 22 weist Impedanzcharakteristika auf, welche proportional der dritten Ordnung des Eingangssignals sind. Demgemäß beträgt das reflektierte Signal des Verzerrungsschaltkreises 22 gleich A\ ■ x+A₂x³ unter der Voraussetzung, daß das Eingangssignal χ ist. Das dem Anschluß D zugeführte reflektierte Signal wird aufgeteilt auf die Anschlüsse A und B, während das reflektierte Signal am Anschluß C aufgeteilt wird, ebenfalls auf die Anschlüsse A und B. Im vorliegenden Fall wird die Linearkomponente A\x vom Anschluß D durch die Linearkomponente c · χ vom Anschluß C aufgehoben am Anschluß B. Demgemäß steht am Anschluß B lediglich die Komponente dritter Ordnung A₂ ■ x³. Am Anschluß B ist also keine Linearkomponente vorhanden, sondern lediglich eine Komponente dritter Ordnung. Hierbei handelt es sich um das Hauptmerkmal des vorliegenden Verzerrungsgenerators. Dieses Merkmal erleichtert die getrennte Einstellung der Phase und der Amplitude der Verzerrungskomponente. Falls im Ausgang des Verzerrungsgenerators eine Linearkomponente vorhanden wäre, dann würde die Einstellung der Phase die Amplitude beeinflussen und die Einstellung der Amplitude würde ihrerseits die Phase beeinflussen. In einem solchen Fall wäre eine getrennte Einstellung von Phase und Amplitude unmöglich.

Der Verzerrungsschaltkreis 22 weist zwei zueinander parallel geschaltete Transistoren TR\ und TR₂ auf. Das Arbeitsprinzip des Verzerrungsgenerators 22 besteht in der Verwendung der Natur eines Halbleiters, indem der Strom in einer Halbleiterdiode im wesentlichen proportional zur dritten Ordnung der an der Diode

anliegenden Eingangsspannung ist. Ist die Eingangsspannung gering, dann kann man sagen, daß der Strom proportional der dritten Ordnung der Spannung durch die Diode und/oder den Transistor ist, obwohl genau genommen der Strom exponentiell der Eingangsspannung folgt.

Demgemäß erzeugt der Verzerrungsgenerator 5 eine Verzerrung dritter Ordnung, der an ih.n liegenden Eingangsspannung, wie dies die F i g. 3B zeigt.

Verzerrsteuerschaltkreis 13

Der Verzerrsteuerschaltkreis 13 weist auf einen Monitorschaltkreis 13a, einen Speicherschaltkreis 136, einen Komparator 13c, einen logischen Schaltkreis 13d, Schalter 13eund 13i einen Taktsignalgenerator 13#und einen Digital-Analogkonverter l3nund 13/

Der Taktsignalgenerator 13^ erzeugt drei Taktsignale, nämlich Takt 1, Takt 2 und Takt 3 gemäß F i g. 2C.

Takt 1 und Takt 2 sind zwei Phasentaktsignale mit entgegengesetzten Phasen, d. h. zueinander auf Lücke versetzt, wie die Kurven 6 und c in Fig. 2C zeigen. Die Periode der Taste 1 und 2 beträgt vorzugsweise 3,2 Sekunden und definiert die Perturbationsperiode des Verzerrsteuerschaltkreises 13. Takt 3 weist eine längere Periode als die Takte 1 und 2 auf. Takt 1 wird angelegt an einen UN D-Schaltkreis 13a-3 im Monitorschaltkreis 13a und einen ersten Sample-and-hold-Schaltkreis 136-1 im Speicherschaltkreis 136. Der Takt 2 wird angelegt an einen zweiten Sample-and-hold-Schaltkreis 136-2 im Speicherschaltkreis 136 und Takt 3 wird angelegt an die Schalter 13eund 13/!

Im Ausgangszustand liegen die Schalter 13e und 13/ an den Kontakten a, wie dies die F i g. 2A und 2B zeigen.

Der Monitorschaltkreis 13a umfaßt einen Komparator 13a-2, welcher die Bezugsspannung E von einem Bezugsspannungsgenerator 13a-l mit der Ausgangsspannung Kdes Verzerrungsdetektors 12 vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn die Verzerrungsspannung Vdie Bezugsspannung £übersteigt, wie dies durch die Kurve d in F i g. 2C angedeutet ist. Der Ausgang des Komparators 13a-2 liegt am UND-Schaltkreis 13a-3, um weiterhin das Taktsignal 1 als Gattersignal zugeführt wird. Der Ausgang des UND-Schaltkreises 13a-3 wird über den Schalter 13e entweder dem Aufwärts-Abwärtszähler 13J-3 oder dem Aufwärts-Abwärtszähler 13c/-4 zugeführt, wodurch dann der Auf-Abwärtszähler \3d-3 oder 13c/-4 bezüglich seines Inhaltes erhöht oder vermindert wird.

Andererseits wird der Ausgang des Verzerrungsdetektors 12 den ersten und zweiten Sampe-and-hold-Schaltkreisen 136-1 und 136-2 zugeführt, wobei ersterer die Verzerrungsspannung zum Zeitpunkt des Taktimpulses 1 und letzterer die Verzerrungsspannung zum Zeitpunkt des Taktimpulses 2 hält, wie dies durch die Symbole 1 und 2 der Kurven e und /in Fig.2C angezeigt ist.

Der Komparator 13c-l vergleicht den Ausgang V_n des ersten Sample-and-hoId-Schaltkreises 136-1 mit dem Ausgang V_n+ , des zweiten Sample-and-hold-Schaltkreises 136-2, wenn der Inhalt des ersteren größer ist als der Inhalt des zweiteren. Der Komparator 13c-l erzeugt ein Ausgangssignal, welches zum Zeitpunkt des Taktsignals 2 durch den UND-Schaltkreis 13c-2 geleitet wird. Die Veränderungen des Ausgangs des UND-Schaltkreises 13c-2 wird über den Schalter 13/an das Flip-Flop 136-1 gelegt. Der Zustand des Ausgangs des Flip-Flops \3d-\ wird verändert Dies bedeutet, daß, falls der vorhergehende Ausgang des Flip-Flops i3d-l eine hohe Spannung war, sich sodann der Ausgang des Flip-Flops 13d-l auf eine niedere Spannung verändert, wie dies durch die Kurve g in F i g. 2c gezeigt ist. Eine hohe Spannung am Flip-Flop bewirkt, daß der Zähler zu einem Aufwärtszähler wird, während eine niedere Spannung am Ausgang des Flip-Flops den Zähler zu einem Abwärtszähler macht. Dies bedeutet also, daß wenn der Ausgang des Flip-Flops H ist, der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers durch den Ausgangsimpuls vom UND-Gatter 13a-3 zum Zeitpunkt des Taktimpulses 1 erhöht wird. Ist der Ausgang des Flip-Flops L, dann vermindert jeder Ausgangsimpuls vom UND-Gatter 13a-3 den Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers 13cf-3. Der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers 13c/-3 wird durch den Digital-Analog-Konverter 13Λ in analoge Form umgesetzt, wobei dieser Analogwert die Größe der Phasenverschiebung im Phasenschieber 6 bestimmt.

Die Größe der Phasenverschiebung ist demnach

abhängig vom Ausgang des Komparators 13c-l, der

wiederum abhängig ist von Änderungen der Verzerrung, wie sie vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wurde. Durch Einstellen des Phasenschiebers kann somit die Verzerrung ausreichend reduziert werden.

Die Kurve 1 in F i g. 2c zeigt die Veränderungen des Inhalts des Aufwärts-Abwärtszählers 13c/-3, wobei dieser Inhalt abhängig ist vom Verzerrungspegel am Ausgang des Verzerrungsdetektors 12 entsprechend der Kurve d in Fig.2B. Zum Zeitpunkt A hat der Verzerrungspegel den Bezugspegel £ überschritten, so daß der Inhalt des Zählers anwächst von η auf /2+1. Wie der Kurvenzug ρ der Kurve d in F i g. 2C zeigt, wird durch die Steuerung die Verzerrung erhöht. Deshalb wird die Richtung der Steuerung zum Zeitpunkt B umgedreht, und der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers wird vermindert von /7+1 auf (/7+I)-I. Zum Zeitpunkt C wird der Störpegel geringer als der Bezugspegel, wodurch der Komparator 13a-2 stoppt und somit die Steuerung des Phasenschiebers gestoppt wird.

Wenn der Pegel des Taktsignals 3 gemäß a in F i g. 2c sich ändert, werden die Schalter 13e und 13/verbunden mit den Kontakten 6, und eine entsprechende Arbeitsweise wird ausgeführt in bezug auf das Flip-Flop 13(/-2, den Aufwärts-Abwärtszähler 13d-4 und den Digital-Analogkonverter 13/ wodurch das veränderbare Dämpfungsglied 7 eingestellt wird durch den Ausgang des Digital-Analog-Konverters 13/

Bei der nächsten Änderung des Taktsignales 3 wird der veränderbare Phasenschieber 6 von neuem eingestellt. In Abhängigkeit von den Taktsignalen 3 werden also der veränderbare Phasenschieber und das veränderbare Dämpfungsglied wechselweise eingestellt.

Alle Bauteile in Fig.2A und 2B können aus handelsüblichen integrierten Schaltkreisen bestehen.

Beispielsweise bestehen die Komparatoren 13c· 1 und 13a-2 aus dem Komparator 4082-03 der Firma Burr-Brown Ina, die Sample-and-hold-Schaltkreise 136-1 und 136-2 aus den Bauteilen SHC 23-7350 der Firma Burr-Brown Ine, die Flip-Flops \3d-\ und i3d-2 aus den Bauteilen SN 7473 N Dual J-K der Firma Texas Instruments Inc., die Aufwärts-Abwärtszähler \3d-3 und \3d-A aus den Baugruppen SN 74191 N der Firma Texas Instruments Inc.

Die Fig.4A bis 4E zeigen Kurven experimenteller Resultate mit einem Wanderwellenröhrenverstärker nach F i g. 2, bei welchem eine Wanderwellenröhre 6 W 73 der Firma Nippon Electric Company Limited getestet wurde.

Die Fig.4A zeigt die Linearverzerrung (vertikale Achse) in Abhängigkeit von Veränderungen der Umgebungstemperatur (horizontale Achse). Die Kurve a wird erhalten unter Verwendung des anpaßbaren Entzerrers nach F i g. 2, während die Kurve b erhalten wird, wenn lediglich der Entzerrerschaltkreis 14 nach F i g. 4 verwendet wird, der jedoch in diesem Fall nicht geregelt wird. Bei der Kurve a arbeitet also der Verzerrsteuerschaltkreis 13 nicht. In Fig.4A ist der Entzerrschaltkreis 14 so eingestellt, daß die nichtlineare Verzerrung am Ausgang 11 ein Minimum ist, wenn die Umgebungstemperatur 25°C beträgt. Die Verzerrung der Wanderwellenröhre wird um etwa 35 dB verbessert im Vergleich zu dem Fall, wo kein Entzerrerschaltkreis 14 verwendet wird. Die Kurve a zeigt, daß die nichtlineare Verzerrung über einen Temperaturbereich von 5° C bis 45° C gering und konstant gehalten wird. Arbeitet jedoch der Verzerrsteuerschaltkreis 13 nicht, dann nimmt die Verzerrung beidseits des Verzerrungsmimimums bei 25° C zu.

Die Fig.4B zeigt die Veränderung der nichtlinearen Verzerrung (vertikale Achse) in Abhängigkeit von einer Veränderung der Spannung (horizontale Achse), welche an der Wendel der Wanderwellenröhre liegt. Die Kurve a zeigt den Fall, bei welcher die Anpassungssteuerung des Verzerrsteuerschaltkreises 13 arbeitet, d.h. die Kurve a verläuft im wesentlichen flach, wenn sich die Wendelspannung im Bereich zwischen 3600 und 3650 V verändert. Die Kurve b zeigt den Fall, wenn keine Anpassungs;teuerung vorhanden ist, wobei sich in diesem Fall die Verzerrung verändert mit Veränderungen der Wendelspannung.

Die F i g. 4C zeigt die Kurven, wie die nichtlineare Verzerrung (vertikale Achse) sich ändert, wenn der Kollektorstrom (horizontale Achse) der Wanderwellenröhre sich verändert. Die Kurve A stellt den Fall dar, wo die Anpassungssteuerung des Verzerrsteuerschaltkreises 13 arbeitet. Die Kurve a ist im wesentlichen flach, wenn der Kollektorstrom sich im Bereich von 43,5 bis 46,5 mA ändert. Die Kurve b zeigt den Fall, wo keine Anpassungssteuerung ausgeführt wird, und in diesem Fall verändert sich die Verzerrung in erheblichem Maße mit Änderungen des Kollektorstromes.

Die F i g. 4D zeigt die Abhängigkeit der nichtlinearen Verzerrung (vertikale Achse) mit der Zeit (horizontale Achse) nachdem der Stromschalter eingeschaltet würde. Die Kurve a ergibt sich, wenn die vorliegende Anpassungssteuerung verwendet wird und sie zeigt, daß die Verzerrung gering und konstant ist, während bei der Kurve b, wo keine Anpassungssteuerung vorgenommen wurde, die Verzerrung erst nach einer Stunde akzeptabel wurde, nachdem der Stromschalter eingeschaltet wurde.

Es ist noch zu vermerken, daß mit dem anpaßbaren Entzerrungssystem in allen Fällen die nichtlineare Verzerrung um mehr als 30 dB verbessert wurde.

Die F i g. 4E bezieht sich auf einen Störüberlagerungstest, bei welchem die horizontale Achse die Ausgangsleistung der Wanderwellenröhre in dB und die vertikale Achse das gemessene Sijjnal-Störverhältnis S/N in dB bedeuten. Hierbei wurde das Gauss'sche Rauschen entsprechend 5400 Telefonkanälen als Eingangssignal verwendet und die nominale Ausgangsleistung der Wanderwellenröhre betrug 25 dB (1 mV = 0 dB), was als 0 dB auf der horizontalen Achse festgelegt wurde. Die Kurve a ergibt sich für den Fall, daß die Anpassungssteuerung verwendet wurde, wobei das S/N Verhältnis erst abfällt, wenn die Ausgangsleistung über 0 dB ansteigt. Die Kurve b ergibt sich, wenn keine Anpassungssteuerung verwendet wird, wobei das S/yV-Verhältnis abfällt, wenn die Ausgangsleistung über — 6 dB ansteigt. Der Störüberlagerungstest ist bekannt, bei welchem ein Gauss'sches Rauschen an den Eingang des zu testenden Geräts angelegt wird über ein schmalbandiges Bandsperrfilter, wobei dann das Signal-Rauschverhältnis des schmalen Bandes am Ausgang des Geräts gemessen wird.

Die Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, wobei die zur Fig. 1 gleichen Teile die gleichen Bezugszahlen tragen. Das Merkmal des Ausführungsbeispiels nach Fig.5 besteht darin, daß ein zweiter Verzerrungsgenerator 5a, ein zweiter einstellbarer Phasenschieber 6a und ein zweites einstellbares Dämpfungsglied 7a verwendet wird. Der zweite Verzerrungsgenerator 5a erzeugt eine Verzerrung fünfter Ordnung, wobei dann mittels des Phasenschiebers 6a und des Dämpfungsglieds Ta die Phase und die Amplitude der Verzerrung fünfter Ordnung eingestellt werden. Der Ausgang des zweiten Dämpfungsgliedes 7a wird kombiniert mit dem Ausgang einer Verzögerungsleitung 4 und der Ausgang des ersten Dämpfungsgiiedes 7 im Leistungssummierer 8. Der Ausgang des ersten Dämpfungsgliedes 7 bestimmt die Verzerrung dritter Ordnung. Bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 5 wird also nicht nur eine Verzerrung dritter Ordnung sondern auch eine Verzerrung fünfter Ordnung kompensiert, wodurch die resultierende Ausgangsverzerrung weiterhin reduziert werden kann.

Die F i g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel als Blockdiagramm dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Entzerrerschaltkreis 14 an die Ausgangsseite des zu entzerrenden Schaltkreises 9 angeschlossen, während der Entzerrerschaltkreis 14 bei Fig. 1 an die Eingangsseite des zu entzerrenden Schaltkreises 9 angeschlossen ist.

Die F i g. 7 zeigt das Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles. Bei diesem Ausführungsbeispiel

·»<· ist der Entzerrerschaltkreis mit dem Verzerrungsgenerator 5, dem einstellbaren Phasenschieber 6 und dem einstellbaren Dämpfungsglied 7 parallel zum zu entzerrenden Schaltkreis 9 geschaltet. Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 ist zusätzlich ein zweiter Verzer-

4' rungsgenerator 5a vorgesehen, der eine Verzerrung fünfter Ordnung erzeugt, sowie ein dazugehörender veränderbarer Phasenschieber 6a und veränderbares Dämpfungsglied 7a. Diese Schaltkreise sind ebenfalls parallel geschaltet zum zu entzerrenden Schaltkreis 9.

Es ist zu vermerken, daß mit dem anpaßbaren Entzerrungssystem nicht nur Verzerrungen ungerader Ordnung, wie der dritten und/oder fünften Ordnung kompensiert werden können, sondern daß auch eine Kombination der Verzerrung geradzahliger Ordnung möglich ist, wie beispielsweise Verzerrungen der zweiten und/oder vierten Ordnung. Hierzu ist es lediglich erforderlich, die Verzerrungsgeneratoren 5 oder 5a durch Verzerrungsgeneratoren geradzahliger Ordnung zu ersetzen.

Ein letztes Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der F i g. 8 und 9 erläutert Die Ausführungsbeispiele nach den F i g. 1 bis 7 haben zur Voraussetzung, daß das Eingangssignal äquivalent einem Gauss'schen Rauschen ist, welches einen konstanten Durchschnittspe-

b5 gel aufweist. Diese Voraussetzung stimmt, solange ein konventionelles Ruheton-Telefonsystem verwendet wird.
Wird jedoch ein gemeinsames Signalkontrollsystem

verwendet, dann ist der Durchschnittspegel des Multiplexbreitbandtelefonkanals nicht konstant, sondern ändert sich. Bei der gemeinsamen Signalsteuerung wird ein gemeinsamer Kanal ausschließlich zur Übermittlung des Ton- oder Kontrollsignals für eine Vielzahl 5 von Sprechkanälen verwendet. Das System Nr. 6 der CCIlI stellt ein gemeinsames Signalsteuersystr.m dar.

Um das Problem der Veränderung des Signalpegels zu lösen, werden bei dem Ausführungsbeispiel nach den Fig. 8 und 9 zwei Pilotsignale verwendet, deren Pegel konstant sind. Die Pilotsignale werden eingesetzt in das zu entzerrende Signal, wobei die Frequenzen der Pilotsignale mit f_p\ und f_P2 bezeichnet sind. Wird das zu entzerrende Signal verzerrt, dann werden die Pilotsignale ebenfalls verzerrt und eine Verzerrungskomponente wird erzeugt. 1st eine Verzerrung dritter Ordnung vorhanden, dann ist die Frequenz der Verzerrungskomponente 2fp2-fpt oder 2f_p\ — f_P2- Die Signalverteilung wird so vorgenommen, daß diese Pilotsignale und ihre Verzerrungskomponenten im Übertragungskanal im Spektrum angeordnet sind, wie Fig.9 zeigt. In Fig. 9 werden die Pilotsignale f_p\ und f_P2 zuvor etwa mittig eingesetzt. 2f_p\ — f_P2 und 2f_P2 — t_P\ sind Verzerrungskomponenten dritter Ordnung, welche durch die Pilotsignale entstehen. Ti und T2 sind die wirksamen Sprechkanäle, während ID der Freikanal ist, wo kein wirksamer Telefonkanal existiert.

Die F i g. 9 zeigt ein Blockdiagramm über die Verarbeitung der Pilotsignale. Das Merkmal der Schaltung nach F i g. 9 in bezug auf die Ausführung nach F i g. 1 besteht darin, daß die Mittenfrequenz des Bandesperrfilters 2 entweder 2f_pi-f_p2 oder 2f_p2-f_P\ beträgt und daß ein Pilotsignaldetektor 20 vorhanden ist. Das Signal mit den Pilotsignalen, welche einen konstanten Pegel haben, wird dem Bandsperrfiiter 2 zugeführt, welches eine der Verzerrungskomponenten dritter Ordnung beseitigt Der Ausgang des Bandsperrfilters 2 wird aufgeteilt auf zwei Wege, wobei einer der Wege vorverzerrt wird durch den Verzerrungsgenerator 5 und der andere zum Leistungssummierer 8 führt. Wie beim Ausführungsbeispie! nach F i g. 1 werden die Phase und die Amplitude der Verzerrung eingestellt durch einen einstellbaren Phasenschieber 6 und ein einstellbares Dämpfungsglied 7. Das kombinierte Signal am Ausgang des Leistungssummierers 8 wird dem zu entzerrenden Schaltkreis 9 zugeführt Im Idealfall ist die Verzerrung durch den Verzerrungsgenerator 5 komplett kompensierbar durch die Verzerrung des Schaltkreises 9. Fall eine Restverzerrung vorhanden ist, dann wird diese Restverzerrung erfaßt durch den Verzerrungsdetektor 12, wobei dann der Verzerrsteuerschaltkreis 13 den einstellbaren Phasenschieber 6 und das einstellbare Dämpfungsglied 7 steuert, so daß die Restverzerrung, die vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wird, zu einem Minimum wird.

Der Einsatz der Pilotsignale kann auf folgende drei Weisenerfolgen:

a) Die Pilotsignale werden jeweils in den Freikanal der Schaltung eingesetzt.

b) Die Pilotsignale werden in den Freikanal nur dann eingesetzt, wenn eine Entzerrung durchgeführt werden soll.

c) Die Pilotsignale werden in den Freikanal durch ein Stand-By-Gerät eingesetzt, wenn mehrere drahtlose Übermittlungsgeräte gleichzeitig in Betrieb sind und eines dieser Geräte ein aktives Stand-by-Gerät ist.

In diesem Fall können alle Geräte entzerrt werden durch Aufschaltung des Stand-by-Gerätes.

Werden Pilotsignale für die Entzerrung herangezogen, dann müssen die Pilotsignale zur Einleitung der Entzerrung erfaßt werden. Zu diesem Zweck ist ein Pilotsignaldetektor 20 vorgesehen, welcher über einen Leistungsteiler 10 mit dem Ausgang des Schaltkreises 9 verbunden ist. Erfaßt dieser Detektor 20 die Pilotsignaie, bewirkt er den Beginn der Entzerrung.

Wie schon vorstehend erwähnt, ist es möglich, die durch einen Verstärker oder andere Schaltkreise erzeugten Verzerrungen automatisch und adaptiv zu kompensieren. Änderungen der Eigenschaften eines Schaltkreises infolge Änderungen der Umgebungstemperatur, der Energiezufuhr, und infolge sekularer Variationen können kompensiert werden, wodurch nichtlineare Verzerrungen eines Verstärkers und/oder eines Frequenzumsetzers wirksam reduziert und kompensiert werden. Die Abgleichungen, die notwendig sind, um die gewünschten Eigenschaften zu erhalten, können entfallen, da das System eine automatische angepaßte Kompensation ergibt.

Das Entzerrungssystem verwendet eine konventionelle negative Rückkopplungsschleife, jedoch hängt die Erfindung von einer sogenannten Vorwärtsregelung ab. Es ist daher möglich, sehr raschen Änderungen zu folgen, so daß sich ein rascheres Ansprechen ergibt im Vergleich zu einem konventionellen negativen Rückkopplungssystem.

Hierzu 11 Blatt Zeichnunger.

Claims

Patentansprüche:

1. Anpaßbares Entzerrungssystem zum Beseitigen von nichtlinearen Verzerrungen eines einem Eingangsanschluß zugeführten Signals, die durch einen Schaltkreis hervorgerufen werden, den das Signal durchläuft, mittels eines Entzerrerschaltkreises, den das Signal ebenfalls durchläuft und dessen Verzerrung, die diejenige des zu entzerrenden Schaltkreises kompensiert, gesteuert wird durch einen Verzerrsteuerschaltkreis, der seinerseits durch einen Verzerrungsdetektor gesteuert wird, der das Signal nach dessen Durchlauf durch den zu entzerrenden Schaltkreis und durch den Entzerrerschaltkreis an einem Ausgangsanschluß abgreift, wobei die Steuerung in Abhängigkeit des Rauschpegels in einem schmalen Frequenzband erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Eingang des Entzerrerschaltkreises (14) zugeführte Signal durch einen Leistungsteiler (3) in mindestens zwei parallele Signalzweige aufgeteilt wird, daß der eine, erste Signalzweig aus einer Serienschaltung eines Verzerrungsgenerators (5) zum Erzeugen von Verzerrungen höherer Ordnung, einem Phasenschieber (6) zur einstellbaren Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators (5) und einem Dämpfungsglied (7) zur Amplitudeneinstellung des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators (5) besteht, daß der andere, zweite Signalzweig eine jo Verzögerungsleitung (4) aufweist, deren Verzögerungszeit gleich derjenigen der Serienschaltung des ersten Signalzweigs entspricht, daß die Ausgangssignale beider Signalzweige einem Leistungssummierer (8) zugeführt werden und daß der Phasenschieber (6) und das Dämpfungsglied (7) durch den Verzerrsteuerschaltkreis (13) gesteuert werden.

2. Anpaßbares Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsteiler (3) das zugeführte Signal in drei parallele Signalzweige unterteilt, wobei der dritte Signalzweig ebenfalls aus einer Serienschaltung eines Verzerrungsgenerators (5a), eines einstellbaren Phasenschiebers (6a) und eines einstellbaren Dämpfungsglieds (7a) besteht, daß dieser Phasenschieber (6a) und dieses Dämpfungsglied (7a) ebenfalls vom Verzerrsteuerschaltkreis (13) gesteuert werden, daß der Verzerrungsgenerator (5) im ersten Signalzweig erste Verzerrungen und daß derjenige im dritten Signalzweig zweite Verzerrungen erzeugt und alle drei Signalzweige dem Leistungssummierer (8) zugeführt werden.

3. Anpaßbares Entzerrungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrerschaltkreis (14) zwischen den Eingangsan-Schluß (1) und den Eingang des zu entzerrenden Schaltkreises (S) geschaltet ist.

4. Anpaßbares Entzerrungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrerschaltkreis (14) zwischen den Ausgang des bo zu entzerrenden Schaltkreises (9) und den Ausgangsanschluß (11) geschaltet ist.

5. Anpaßbares Entzerrungssystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (4) des zweiten Signalzweigs ti 5 aus dem zu entzerrenden Schaltkreis (9) besteht.

6. Anpaßbares Entzerrungssystem nach einem der Ansprüche I bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bandsperrfilter (2) zwischen den Eingangsanschluß (2) und den Entzerrerschaltkreis (14) geschaltet ist

7. Anpaßbares Entzerrungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß in das dem Eingangsanschluß (2) zugeführten Signr.l zwei Pilotsignale eingesetzt werden und daß mit dem Ausgangsanschluß ein Pilotsignaldetektor (20) verbunden ist, der das Auftreten der Pilotsignale erfaßt und den Verzerrsteuerschaltkreis (13) für die Dauer der Pilotsignale einschaltet.