DE3002995A1

DE3002995A1 - Anpassbares entzerrungssystem bei nichtlinearitaeten

Info

Publication number: DE3002995A1
Application number: DE19803002995
Authority: DE
Inventors: Toshio Nojima; Satoshi Ohyama
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1979-02-13
Filing date: 1980-01-29
Publication date: 1980-08-14
Also published as: US4329655A; DE3002995C2

Description

DipL-lng.

RolfChamer ' '

Patentanwalt

Rehlingenstraße 8 · Postfach 260

D-8900 AugsbuiB 31

Telefon 08 21/3 6015+3 6016

Telex 53 3 275

Postscheckkonto: München Nr. 1547 89-801

8080/01/Ch/Gr Augsburg, 25. Januar 1980

Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation 1-6, Uchisaiwaicho 1-chome, Chiyoda-ku, Tokyo, Japan

Anpassbares Entzerrungssystem bei Nicht!inearitäten

Die Erfindung betrifft ein anpassbares Entzerrungssystem bei Nichtlinearitäten mit einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluß und einem dazwischengeschaiteten zu entzerrenden Schaltkreis, wobei der Ausgangsanschluß ein entzerrtes Ausgangssignal liefert.

Ein derartiges Entzerrungssystem findet Verwendung als vorgeschaltetes nichtlineare Verzerrung kompensierendes System und/oder als nachgeschaltetes nichtlineare Verzerrung kompensierendes System. Es betrifft insbesondere ein System, welches die Nichtlinearitäten eines Schaltkreises automatisch kompensiert.

Das anpassbare Entzerrungssystem soll insbesondere anwendbar sein zur Kompensation von Nichtlinearitäten eines Wanderwellenröhrenverstärkers.

Zur Kompensation von Nichtlinearitäten im Hochfrequenzbereich sind die üblichen negativen Rückkopplungssysteme nicht brauchbar, wegen der auftretenden Verzögerung und/oder wegen den Phasencharakteristika der Rückkopplungsschleife. Anstelle derartiger negativer Rückkopplungssysteme werden daher vorgeschaltete oder nachgeschaltete nicht-

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lineare Verzerrungen kompensierende Systeme verwendet.

Die bekannten Entzerrungssysteme der letztgenannten Art haben jedoch den Nachteil, daß die Entzerrung nicht immer vollständig erfolgt, da der Aufbau und die Arbeitsweise des Entzerrungssystems unabhängig ist von dem Schaltkreis, der zu entzerren ist. Wenn die Eigenschaften des Schaltkreises und/oder des Entzerrers sich beispielsweise infolge von Änderungen der Umgebungstemperatur oder infolge einer Sekularvariation sich ändern, entstehen unerwünschte Restlinearitäten.

Um dieses Problem zu lösen, wurde bereits ein System vorgeschlagen, bei welchem der Verstärkungsgrad eines zu entzerrenden Schaltkreises konstant gehalten wurde (JA-PS 54-107656). Ein derartiges System ist jedoch nur wirksam, wenn die Änderung der Nichtlinearitäten sowohl bezüglich der Amplitude als auch der Phase gering sind und die Änderung des Absolutwertes der Amplitude groß ist.Ändern sich jedoch die Nichtlinearitäten selbst, was beispielsweise der Fall ist, wenn die Speisespannungsquelle des zu entzerrenden Schaltkreises ändert, dann ist dieses Entzerrungssystem nicht anwendbar.

Es ist daher erforderlich, bei dem bekannten Entzerrungssystem oftmals eine Nachjustage vorzunehmen, damit die gewünschten Eigenschaften vorhanden sind.

Es besteht daher die Aufgabe, das Entzerrungssystem adaptiv, d.h. regelbar auszubilden, damit die Restverzerrungen zu einem Minimum werden.

Diese Aufgabe wird gelöst mit den Merkmalen des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeiqen:

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Fig.l ein Blockschaltbild des anpassbaren Entzerrungssystems;

Fig. 2 A und 2B ein detaillierteres Blockdiagramm des Diagramms nach Fig. 1;

Fig. 2 C ein Zeit-Impulsdiagramm, wie es bei der Schaltung nach Fig. 2A auftritt;

Fig. 3 A ein Schaltdiagramm eines Verzerrungsgenerators;

Fig. 3 B die Eigenschaften des in Fig. 3A gezeigten Verzerr ungs generators;

Fig. 4 A bis 4E Diagramme der Eigenschaften des anpassbaren Entzeerungssystems;

Fig. 5 das Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels des anpassbaren Entzerrungssystems;

Fig. 6 ist ein weiteres Ausführungsbesipiel eines anpassbaren Entzerrungssystems;

Fig. 7 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels

(-ig. 8 eine Erläuterung der Zeichnung der Arbeitsweise eines weiteren Ausführungsbeispiels des anpassbaren Entzerrungssystems und

Fig. 9 ein Blockdiagramm des Ausführungsbeispiels nach Hg. 8.

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Das in Fig. 1 dargestellte regelbare Entzerrungssystem dient zur Kompensation der Intermodulationsverzerrungen dritter Ordnung. Die in Fig. 2 dargestellte Anordnung entspricht dem Schaltschema nach Fig. 1, jedoch in der Anwendung zur Kompensation bei einem Wanderwellenröhrenschaltkreis. Bei diesen Figuren stellt die Bezugszahl 1 den Eingangsanschluß, 2 einen Bandeliminationsfilter, 3 und 10 einen Leistungsverzweiger, 8 einen Leistungskombi nierer, 4 einen Verzögerungsschaltkreis, 5 einen Verzerrgenerator, der eine Verzerrung dritter Ordnung an ein Ursprungssignal gibt, 6 einen variablen Phasenschieber, 7 ein variables Dämpfungsglied, 9 einen zu entzerrenden Schaltkreis, 11 einen Ausgangsanschluß, 12 einen Verzerrungsdetektor und 13 einen Verzerrungssteuerschaltkreis dar. Der Schaltkreis 14, der von einer gestrichelten Linie umgeben ist, umfaßt den Verzögerungsschaltkreis 4, den Verzerrungsgenerator 5, den veränderbaren Phasenschieber 6, das veränderbare Dämpfungsglied 7, dem Leistungsverzweiger 3 und den Leistungskombinierer 8, wobei dieser Schaltkreis 14 den Entzerrer für den Schaltkreis 9 darstellt, wobei dieser Entzerrer 14 gesteuert wird durch den Verzerrungsdetektor 12 und dem Verzerrungssteuerkreis 13.

Die Arbeitsweise des regelbaren Entzerrungssystems nach Fig. 1 ist folgende:

Es ist bekannt, daß ein Multiplextelefonsignal wie ein Gauss'sches Rauschen auftritt, wenn ein Tonfrei schaltsystem verwendet wird, welches ein Tonsignal sendet, wenn kein Sprechsignal zu übermitteln ist. In diesem Fall ist das Spektrum im Gesamtband meist flach und der Durchschnittspegel des Multiplexsignals ist meist konstant. Auch das Verzerrungsrauschen , welches in einem Mikrowellenverstärker erzeugt wird, ist meist gleichförmig im gesamten Durchlaßband enthalten. Das Spektrum des Multiplextelefonsignals weist eine schmale Bandbreite auf, wenn keine effektive Schaltung zugeteilt ist.

Demgemäß löscht das Band Eliminationsfilter 2 in Fig. 1 alle Rauschkomponenten innerhalb eines bestimmten Bandes, wenn keine effektive Schaltung zugeteilt ist. f_Jas Ausgangssignal des Band-

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eliminationsfliters 2 wird durch den Entzerrer 14 vorverzerrt und der Ausgang wird angelegt an den. Eingang des zu entzerrenden Verstärkers 9. Der Entzerrer 14 bewirkt also eine Verzerrung des Signals, wobei diese Verzerrung aufgehoben wird durch die Verzerrung, welche der Schaltkreis 9 erzeugt. Mit dem Ausgang des Schaltkreises 9 ist verbunden ein Verzerrungsdetektor 12, welcher alle Störpegel in dem schmalen Durchlaßband erfaßt, in welchem das Bandeliminationsfilter alle Störkomponenten gelöscht hat, wobei dann der Detektor 12 den Verzerrungssteuerschaltkreis 13 steuert, der seinerseits dem Entzerrer 14 steuert, wodurch alle Störkomponenten, welche vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wurden, zu einem Minimum werden.

Die Fig . 2 A und 2 B zeigen ein Blockdiagramm des Entzerrungssystems, bei welchem ein Wanderwellenröhrenverstärker zu entzerren ist. In Fig. 2 wurden die gleichen Bezugszeichen verwendet für diejenigen Teile, die gleich sind mit Fig. 1. Das Eingangssignal in der Zwischenfrequenzstufe am Eingangsanschluß 1 wird dem Entzerrer 14 über das Bandeliminationsfilter 2 und einen Verstärker 15 zugeführt. Das Ausgangssignal des Entzerrers 14 wird angelegt an einen Frequenzmischer 16, dem weiterhin zugeführt wird eine Überlagerungsfrequenz von einem überlagerungsoszillator 17, wobei der Frequenzmischer das Zwischenfrequenzsignal in ein Mikrowellenfrequenzsignal wandelt. Dieses umgewandelte Frequenzssignal wird einem Wanderwellenröhrenverstärker 9 zugeführt, wobei es sich hierbei um den zu entzerrenden Schaltkreis handelt. Der Ausgang des Wanderwellenröhrenverstärkers 9 wird über einen Leistungsverzweiger 9 dem Ausgangsanschluß 11 zugeführt. Bei dem Leistungsverzweiger handelt es sich beispielsweise um einen Hohlleiterrichtkoppler. Der Verzerrungsdetektor 12, der Verzerrungssteuerschaltkreis 13 und der Entzerrerschaltkreis 14 werden nachfolgend im Einzelnen beschrieben.

Verzerrungsdetektor 12

Der Verzerrungsdetektor 12 erfaßt den Verzerrungsstörpegel im Übertragungskanal am Ausgang des Schaltkreises 9. Der Verzerrungsdetek-

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tor 12 ist verbunden mit dem Schaltkreis 9 über den Richtkoppler 10. Es ist zu vermerken, daß alle thermischen Störungen in diesem Übertragungskanal gelöscht wurden durch den Bandeliminationsfilter 2, welcher vor den Entzerrungsschaltkreis 14 geschaltet ist. Der Verzerrungsdetektor 12 wandelt die Mikrowellenfrequenz in eine niedere Frequenz um, um die Störungen im Schmalbandigen Übertragungskanal besser ableiten zu können. In Fig. 2 ist der Ausgang des Richtkopfes 10 verbunden mit einem ersten Frequenzmischer 10a, der die Eingangsfrequenz in eine erste Zwischenfrequenz umwandelt, wobei die Überlagerungsfrequenz vom überlagerungsoszillator 17 verwendet wird. Der Ausgang des Mischers 10a ist verbunden mit einem zweiten Frequenzmischer 10b über ein Bandpassfilter 10b und einen Pufferverstärker 10c. Der zweite Mischer 10b wandelt die Eingangsfrequenz in eine zweite Zwischenfrequenz um, wobei eine zweite Überlagerungsfrequenz von einem zweiten überlagerungsoszillator 1Oe verwendet wird. Der Ausgang des zweiten Mischers 1Od wird über das Bandpassfilter 1Of und den Trennverstärker 10g und über ein weiteres Bandpassfilter 10h einem Gleichrichter 1Oi zugeführt. Der Gleichrichterausgang wird über einen Glättungsschaltkreis 1Oj einem Verstärker 10k zugeführt. Auf diese Weise wird eine Gleichspannung am Ausgang des Verstärkers 10k erhalten, welche dem Verzerrungsstörpegel proportional ist. Die Zeitkonstante des Glättungsschaltkreises 1Oj ist vorzugsweise etwa größer als 1,6 Sek., da der durchschnittliche Signalpegel, welcher länger als 1,6 Sek. ist, im Multiplextelefonkanal meist konstant ist. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind folgende Werte vorhanden.

Die Frequenz am Eingangsanschluß 1 beträgt 140 MHz. Die Bandbreite des Bandeliminationsfilters 2 beträgt 8,8 KHz. Die Ausgangsfrequenz des Mischers 16 ist 6 GHz, die Ausgangsfrequenz des anderen Mischers 10b ist 140 MHz, die Bandbreite des Bandpassfilters 10b beträgt 20 KHz, die Ausgangsfrequenz des anderen Mischers 10b beträgt 10,7 MHz, die Bandbreite des Bandpassfilters 1Of ist 3,1 KHz und die Bandbreite des Bandpaßfilters 10h beträgt 3,1 KHz.

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Entzerrungsschaltkreis 14

Der Entzerrungsschaltkreis 14 ist ein Serienschaltkreis mit einem Verzerrungsgenerator 5 zur Erzeugung einer Verzerrung dritter Ordnung, einem veränderbaren Phasenschieber 6 zur Verschiebung der Phase des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators 5 und ein veränderbares Dämpfungsglied 7 zur Einstellung der Amplitude des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators. Der Verzerrungsgenerator 5 erzeugt eine Verzerrung dritter Ordnung entsprechend seinem Eingangssignal, dessen Aufbau im Einzelnen in Fig. 3A gezeigt ist. Der veränderbare Phasenschieber 6 umfaßt zwei parallel geschaltete Kapazitäten, bestehend aus einem ersten Kondensator 6c und einem zweiten Kondensator 6d, welcher in Serie geschaltet ist mit einer Varactordiode 6e, bei der es sich im wesentlichen um einen veränderbaren Kondensator handelt. Der zweite Kondensator 6d und die Diode 6e sind parallel zum ersten Kondensator 6c geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 6c und 6d ist verbunden mit dem Mittelabgriff einer Induktivität 6b. Ein Ende des zweiten Kondensators 6c und ein Ende der Varactordiode 6e sind an Masse gelegt. Es ist zu vermerken, daß die Phasenverschiebung im Schaltkreis abhängig ist von der Kapazität der Varactordiode 6e und da die Kapazität der Varactordiode 6e abhängig ist von der an ihr liegenden Analogspannung, wird somit die Phasenverschiebung gesteuert durch die an der Varactordiode liegenden Spannung.

Das veränderbare Dämpfungsglied 7 weist eine Dämpfung entsprechend der an ihr liegenden Spannung auf. Das veränderbare Dämpfungsglied ist also beispielsweise ein spannungsgesteuertes Dämpfungsglied, wie es beispielsweise von der Firma AVANTEK Inc. in U.S.A. unter der Typenbezeichnung VTF-015 gefertigt wird.

Der Entzerrer 14 weist weiterhin eine Verzögerungsleitung 4 auf, welche parallelgeschaltet ist zu dem Serienschaltkreis bestehend aus dem Verzerrungsgenerator 5, dem veränderbaren Dämpfungsglied 7 und dem veränderbaren Phasenschieber 6, wobei die Verbindung her-It wird durch den Leistunqsverzweiqer 3 und den Leisti.-ngs-

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kombinierer 8. Die Verzögerungszeit des Signals in der Verzögerungsleitung 4 ist gleich der Verzögerungszeit im Serienschaltkreis 5,6 und 7. Dies bedeutet also, daß beim Leistungskombinierer 8 die Originalkomponenten ankommen, wenn gleichzeitig dort die Verzerrung dritter Ordnung des Ursprungssignals vorliegt. Die Verzögerungsleitung 4 kompensiert also die Verzögerungszeit im Serienschaltkreis 5,6,7.

Fig. 3a zeigt ein Blockdiagramm des Verzerrungsgenerators, der eine Verzerrung dritter Ordnung erzeugt. Der Verzerrungsgenerator 5 weist einen 180° Hybridschaltkreis 20 mit den Eingangs-Ausgangsanschlüssen A, B, C und D auf. Der Anschluß A ist verbunden mit dem Eingangsanschluß IN des Verzerrungsgenerators 5. Der Anschluß B ist über einen Trennverstärker 23 mit dem Ausgangsanschluß des Verzerrungsgenerators 5 verbunden.Der Anschluß C ist mit einem Kompensationsschaltkreis 21 verbunden, welcher besteht aus einem Widerstand R,_Q und einem Kondensator C,_Q. Der Anschluß D ist verbunden mit einem Verzerrerschaltkreis 22, der aus zwei Transistoren TR^ und TR₂, zwei Dioden d, und d~ , mehreren Widerständen R, bis R₇ und mehreren Kondensatoren C-, bis C_ß besteht.

Das Eingangssignal am Anschluß A des Hybridschaltkreises 10 wird aufgeteilt auf die beiden Anschlüsse C und D, jedoch gelangt wegen des Aufbaus des Hybridschaltkreises kein Signal an den Anschluß B. Der Kompensationsschaltkreis 21 ist ein linearer Schaltkreis, so daß der Kompensationsschaltkreis 21 ein Ausgangssignal erzeugt, welches eine Reflektion des Eingangssignals am Anschluß C ist. Dies bedeutet, daß wenn das Eingangssignal am Anschluß A entsprechend χ ist, dann das reflektierte Signal am Anschluß C demnach c · ex ist, wobei c eine Konstante ist. Der Verzerrungsschaltkreis 22 weist Impedanzcharakteristika auf, welche proportional der dritten Ordnung des Eingangssignals sind. Demgemäß beträgt das reflektierte Signal des Verzerrungsschaltkreises 22 gleich A, · χ + A_?x unter der Voraussetzung, daß das Eingangssignal χ ist. Das dem Anschluß D zugeführte reflektierte Signal wird aufgeteilt auf die Anschlüsse A und B, während das reflektierte Signal am Anschluß C aufgeteilt wird, ebenfalls auf die Anschlüsse A und B. Im vorliegenden Fall wir die Li nearkomponente A,χ vom Anschluß D durch die Linearkompo-

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nente c · χ vom Anschluß C aufgehoben am Anschluß B. Demgemäß steht am Anschluß B lediglich die Komponente dritter Ordnung A₂ · χ . Am Anschluß B ist also keine Linearkomponente vorhanden, sondern lediglich eine Komponente dritter Ordnung. Hierbei handelt es sich um das Hauptmerkmal des vorliegenden Verzerrungsgenerators. Dieses Merkmal erleichtert die getrennte Einstellung der Phase und der Amplitude der Verzerrungskomponente. Falls im Ausgang des Verzerrungsgenerators eine Linearkomponente vorhanden wäre, dann würde die Einstellung der Phase die Amplitude beeinflussen und die Einstellung der Amplitude würde ihrerseits die Phase beeinflussen. In einem solchen Fall wäre eine getrennte Einstellung von Phase und Amplitude Unmöglich.

Der Verzerrungsschaltkreis 22 weist zwei zueinander parallel geschaltete Transistoren TR«· und TR₂ auf. Das Arbeitsprinzip des Verzerrungsgenerators 22 besteht in der Verwendung der Natur eines Halbleiters, indem der Strom in einer Halbleiterdiode im wesentlichen proportional zur dritten Ordnung der an der Diode anliegenden Eingangsspannung ist. Ist die Eingangsspannung gering, dann kann man sagen, daß der Strom proportional der dritten Ordnung der Spannung durch die Diode und/oder den Transistor ist, obwohl genau genommen der Strom exponentiell der Eingangsspannung folgt.

Demgemäß erzeugt der Verzerrungsgenerator 5 eine Verzerrung dritter Ordnung, der an ihm liegenden Eingangsspannung, wie dies die Fig.3B zeigt.

Verzerrungssteuerschaltkreis 13

Der Verzerrungsschaltkreis 13 weist auf einen Monitorschaltkreis 13a, einen Speicherschaltkreis 13b, einen Komparator 13c, einen logischen Schaltkreis 13d, Schalter 13e und 13f, einen Taktsignalgenerator 13g und Digital-Analogkonverter 13h und 13i.

Der Taktsignalgenerator 13g erzeugt drei Taktsignale, nämlich Takt l,

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Takt 2 und Takt 3 gemäß Fig. 2C.

Takt 1 und Takt 2 sind zwei Phasentaktsignale mit entgegengesetzten Phasen, d.h. zueinander auf Lücke versetzt, wie die Kurven b und c in Fig. 2C zeigen. Die Periode der Takte 1 und 2 beträgt vorzugsweise 3,2 Sekunden und definiert die Perturbationsperiode des Verzerrungssteuerschaltkreises 13. Takt 3 weist eine längere Periode als die Takte 1 und 2 auf. Takt 1 wird angelegt an einen UND-Schaltkreis 13a - 3 im Monitorschaltkreis 13a und einen ersten Sample hold-Schaltkreis 13b-l im Speicherschaltkreis 13b. Der Takt 2 wird angelegt an einen zweiten Sample hold-Schaltkreis 13b-2 im Speicherschaltkreis 13b und Takt 3 wird angelegt an die Schalter 13e und 13f.

Im Ausgangszustand liegen die Schalter 13e und 13f an den Kontakten a, wie dies die Fig. 2A und 2B zeigen.

Der Monitorschaltkreis 13a umfaßt einen Komparator 13a-2, welcher die Bezugsspannung E von einem Bezugsspannungsgenerator 13a-l mit der Ausgangsspannung V des Verzerrungsdetektors 12 vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn die Verzerrungsspannung V die Bezugsspannung E übersteigt, wie dies durch die Kurve d in Fig. 2C angedeutet ist. Der Ausgang des Komparators 13a-2 liegt am UND Schaltkreis 13a-3, um weiterhin das Taktsignal 1 als Gattersignal zugeführt wird. Der Ausgang des UND-Schaltkreises 13a-3 wird über den Schalter 13e entweder dem Aufwärts-Abwärtszähler 13d-3 oder dem Aufwärts-Abwärtszähler 13d-4 zugeführt, wodurch dann der Auf-Abwärtszähler 13d-3 oder 13d-4 bezüglich seines Inhaltes erhöht oder vermindert wird.

Andererseits wird der Ausgang des Verzerrungsdetektors 12 zugeführt den ersten und zweiten Sampe hold -Schaltkreisen 13b-l und 13b-2, wobei ersterer die Verzerrungsspannung zum Zeitpunkt des Taktimpulses 1 und letzterer die Verzerrungsspannung zum Zeitpunkt des Taktimpulses 2 hält, wie dies durch die Symbole 1 und 2 der Kurven e und f in Fig. ZC angezeigt ist.

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Der Komparator 13c-l vergleicht den Ausgang V des ersten Sample hold-Schaltkreises 13b-l mit dem Ausgang V_{n +}, des zweiten Sample hold-Schaltkreises 13b-2, wenn der Inhalt des ersteren größer ist als der Inhalt des zweiteren. Der Komparator 13c-l erzeugt ein Ausgangssignal, welches zum Zeitpunkt des Taktsignals 2 durch den UND-Schaltkreis 13c-2 geleitet wird. Die Veränderungen des Ausgangs des UND-Schaltkreises 13c-2 wird über den Schalter 13f an das Flip-Flop 13b-l gelegt. Der Zustand des Ausgangs des Flip-Flops 13d-l wird verändert. Dies bedeutet, daß falls der vorhergehende Ausgang des Flip-Flops 13d-l eine hohe Spannung war, sodann der Ausgang des Flip-Flops 13d-l auf eine niedere Spannung sich verändert, wie dies durch die Kurve g in Fig. 2c gezeigt ist. Eine hohe Spannung am Flip-Flop bewirkt, daß der Zähler zu einem Aufwärtszähler wird, während eine niedere Spannung am Ausgang des Flip-Flops den Fehler zu einem Abwärtszähler macht. Dies bedeutet also, daß wenn der'Ausgang des Flip-Flops H ist, der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers durch den Ausgangsimpuls vom UND-Gatter 13a-3 zum Zeitpunkt des Taktimpulses 1 erhöht wird. Ist der Ausgang des Flip - Flops L, dann vermindert jeder Ausgangsimpuls vom UND-Gatter 13a-3 den Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers 13d-3. Der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers 13d-3 wird durch den Digital - Analog- Konverter 13h in analoge Form umgesetzt, wobei dieser Analogwert die Größe der Phasenverschiebung im Phasenschieber 6 bestimmt.

Die Größe der Phasenverschiebung ist demnach abhängig vom Ausgang des Komparators 13c-l der wiederum abhängig ist von Änderungen der Verzerrung, wie sie vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wurde. Durch Einstellen des Phasenschiebers kann somit die Verzerrung ausreichend reduziert werden.

Die Kurve I in Fig. 2c zeigt die Veränderungen des Inhalts des Aufwärts-Abwärtszählers 13d-3, wobei dieser Inhalt abhängig ist vom Verzerrungspegel am Ausgang des Verzerrungsdetektors 12 entsprechend der Kurve d in Fig. 2B. Zum Zeitpunkt A hat der Verzerrungspegel den Bezugspeq^l E überschritten, so daß der Inhalt

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des Zählers anwächst von η auf n+1. Wie der Kurvenzug ρ der Kurve d in Fig. 2C zeigt, wird durch die Steuerung die Verzerrung erhöht. Deshalb wird die Richtung der Steuerung zum Zeitpunkt B umgedreht, und der Inhalt des Aufwärts-Abwärtszählers wird vermindert von n+1 auf (n+l)-l. Zum Zeitpunkt C wird der Störpegel geringer als der Bezugspegel, wodurch der Komparator 13a-2 stoppt und somit die Steuerung des Phasenschiebers gestoppt wird.

Wenn der Pegel des Taktsignals 3 gemäß a in Fig. 2c sich ändert, werden die Schalter 13e und 13f verbunden mit den Kontakten b und eine entsprechende Arbeitsweise wird ausgeführt in bezug auf das Flip-Flop 13d-2, den Aufwärts-Abwärtszähler 13d-4 und den Digital-Analogkonverter 13i, wodurch das veränderbare Dämpfungsglied 7 eingestellt wird durch den Ausgang des Digital-Analog-Konverters 13i.

Bei der nächsten Änderung des Taktsignales 3 wird der veränderbare Phasenschieber 6 von Neuem eingestellt. In Abhängigkeit der Taktsignale 3 werden also der veränderbare Phasenschieber und das veränderbare Dämpfungsglied wechselweise eingestellt.

Alle Bauteile in Fig. 2A und 2B können aus handelsüblichen integrierten Schaltkreisen bestehen. Beispielsweise bestehen die Komparatoren 13c-l und 13a-2 aus dem Komparator 4082-03 der Firma Burr-Brown Inc., die Sample hold-Schaltkreise 13b-l und 13b-2 auf den Bauteilen SHC23-7350 der Firma Burr-Brown Inc., die Flip-Flops 13d-l und 13d-2 aus den Bauteilen SN7473N Dual J-K dar Firma Texas Instruments Inc., die Aufwärts-Abwärtszähler 13d-3 und 13d-4 aus den Baugruppen SN74191N der Firma Texas Instruments Inc.

Die .Figuren 4A bis 4E zeigen Kurven experimenteller Resultate mit einem Wanderwellenröhrenverstärker nach Fig. 2, bei welchem eine Wanderwellenröhre 6W73 der Firma Nippon Electric Company Limited getestet wurde.

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Die Fig. 4A zeigt die Linearverzerrung (vertikale Achse) in Abhängigkeit von Veränderungen der Umgebungstemperatur (horizontale Achse). Die Kurve a wird erhalten unter Verwendung des anpassbaren Entzerrers nach Fig. 2, während die Kurve b erhalten wird, wenn lediglich der Entzerrerschaltkreis 14 nach Fig. 4 verwendet wird, der jedoch in diesem Fall nicht geregelt wird. Bei der Kurve b arbeitet also der Verzerrungssteuerschaltkreis 13 nicht. In Fig. 4A ist der Entzerrungsschaltkreis 14 so eingestellt, daß die nichtlineare Verzerrung am Ausgang 11 ein Minimum ist, wenn die Umgebungstemperatur 25⁰C beträgt. Die Verzerrung der Wanderwellenröhre wird um etwa 35 dB verbessert im Vergleich zu dem Fall, wo kein Entzerrungsschaltkreis 14 verwendet wird. Die Kurve a zeigt, daß die nichtlineare Verzerrung über einen Temperaturbereich von 5⁰C bis 45⁰C gering und konstant gehalten wird. Arbeitet jedoch der Verzerrungssteuerschaltkreis 13 nicht, dann nimmt die Verzerrung beidseits des Verzerrungsminimums bei 25⁰C zu.

Die Fig. 4B zeigt die Veränderung der nichtlinearen Verzerrung (vertikale Achse) in Abhängigkeit von einer Veränderung der Spannung (horizontale Achse), welche an der Wendel der Wanderwellenröhre liegt. Die Kurve a zeigt den Fall, bei welcher die Anpassungssteuerung des Verzerrungssteuerschaltkreises 13 arbeitet, d.h. die Kurve a verläuft im wesentlichen flach, wenn sich die Wendelspannung im Bereich zwischen 3600 und 3650 V verändert. Die Kurve b zeigt den Fall, wenn keine Anpassungssteuerung vorhanden ist, wobei sich in diesem Fall die Verzerrung verändert mit Veränderungen der Wendelspannung.

Die Fig. 4C zeigt die Kurven, wie die nichtlineare Verzerrung (vertikale Achse) sich ändert, wenn der Kollektorstrom (horizontale Achse) der Wanderwellenröhre sich verändert. Die Kurve A stellt den Fall dar, wo die Anpassungssteuerung des Verzerrungssteuerschaltkreises 13 arbeitet. Die Kurve a ist im wesentlichen flach, wenn der Kollektorstrom sich im Bereich von 43,5 bis 46,5 mA ändert. Die Kurve b zeigt den Fall, wo keine Anpassungssteuerung ausgeführt wird, und in diesem Fall verändert sich die Verzerrung in erheb-

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Iiehern Maße mit Änderungen des Kollektorstromes.

Die Fig. 4D zeigt die Abhängigkeit der nichtlinearen Verzerrung ^vertikale Achse) mit der Zeit (horizontale Achse) nachdem der Stromschalter eingeschaltet wurde. Die Kurve a ergibt sich, wenn die vorliegende Anpassungssteuerung verwendet wird und sie zeigt, daß die Verzerrung gering und konstant ist, während bei der Kurve b, wo keine Anpassungssteuerung vorgenommen wurde, die Verzerrung erst nach einer Stunde akzeptabel wurde, nachdem der Stromschalter eingeschaltet wurde.

Es ist noch zu vermerken, daß mit dem regelbaren Entzerrungssystem in allen Fällen die nichtlineare Verzerrung um mehr als 30 dB verbessert wurde.

Die Fig. 4E bezieht sich auf einen Störüberlagerungstest, bei welchem die horizontale Achse die Ausgangsleistung der Wanderwellenröhre in dB und die vertikale Achse das gemessene Signal Störverhältnis S/N in dB bedeuten. Hierbei wurde das Gauss'sehe Rauschen entsprechend 5400 Telefonkanälen als Eingangssignal verwendet und die nominale Ausgangsleistung der Wanderwellenröhre betrug 25 dB (1 mV = 0 dB), was als 0 dB auf der horizontalen Achse festgelegt wurde. Die Kurve a ergibt sich für den Fall, daß die Anpassungssteuerung verwendet wurde, wobei das S/N Verhältnis erst abfällt, wenn die Ausgangsleistung über 0 dB ansteigt. Die Kurve b ergibt sich, wenn keine Anpassungssteuerung verwendet wird, wobei das S/N-Verhältnis abfällt, wenn die Ausgangsleistung über -6 dB ansteigt. Der Störüberlagerungstest ist bekannt, bei welchem ein Gauss'sches Rauschen an den Eingang des zu testenden Geräts angelegt wird über ein schmalbandiges Bändeliminationsfilter, wobei dann das Signal - Rauschverhältnis des schmalen Bandes am Ausgang des Geräts gemessen wird.

Die Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, wobei die zur Fig. 1 gleichen Teile die gleichen Bezugszahlen tragen. Das Merkmal des Aijsführungsbeispipis nach Fig. 5 besteht darin, daß ein zweiter

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Verzerrungsgenerator 5a, ein zweiter veränderbarer Phasenschieber 6a und ein zweites veränderbares Dämpfungsglied 7a verwendet wird. Der zweite Verzerrungsgeneratoc 5a erzeugt eine Verzerrung fünfter Ordnung, wobei dann mittels des Phasenschiebers 6a und des Dämpfungsglieds 7a die Phase und die Amplitude der Verzerrung fünfter Ordnung eingestellt werden. Der Ausgang des zweiten Dämpfungsgliedes 7a wird kombiniert mit dem Ausgang einer Verzögerungsleitung 4 und der Ausgang des ersten Dämpfungsgliedes 7 werden vereinigt im Leistungskombinierer 8. Der Ausgang des ersten Dämpfungsgiiedes 7 bestimmt die Verzerrung dritter Ordnung. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 wird also nicht nur eine Verzerrung dritter Ordnung sondern auch eine Verzerrung fünfter Ordnung kompensiert, wodurch die resultierende Ausgangsverzerrung weiterhin reduziert werden kann.

Die Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel als Blockdiagramm dargestellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Entzerrerschaltkreis 14 an die Ausgangsseite des zu entzerrenden Schaltkreises 9 angeschlossen, während der Entzerrerschaltkreis 14 bei Fig. 1 an die Eingangsseite des zu entzerrenden Schaltkreises 9 angeschlossen ist.

Die Fig. 7 zeigt das Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispieles. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Entzerrerschaltkreis mit dem Verzerrungsgenerator 5, dem veränderbaren Phasenschieber 6 und dem veränderbaren Fußglied 7 parallel zum zu entzerrenden Schaltkreis 9 geschaltet. Im Ausführungsbeispiel nach Fig". 7 ist zusätzlich ein zweiter Verzerrungsgenerator 5a vorgesehen, der eine Verzerrung fünfter Ordnung erzeugt, sowie ein dazugehörender veränderbarer Phasenschieber 6a und veränderbares Dämpfungsglied 7a. Diese Schaltkreise sind ebenfalls parallel geschaltet zum zu entzerrenden Schaltkreis 9.

Es ist zu vermerken, daß mit dem regelbaren Entzeerjngssystem nicht nur Verzerrungen ungerader Ordnung, wie der dritten und/oder fünften Ordnung kompensiert werden können, sondern daß auch eine Kombination der Verzerrung geradzahliger Ordnung möglich ist, wie beispiels-

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weise Verzerrungen der zweiten und/oder vierten Ordnung. Hierzu ist es lediglich erforderlich, die Verzerrungsgeneratoren 5 oder 5a durch Verzerrungsgeneratoren geradzahliger Ordnung zu ersetzen.

Ein letztes Ausführungsbeispiel wird nachfolgend anhand der Fig.8 und 9 erläutert. Die Ausführungsbeispiele nach den Fig. 1 bis 7 haben zur Vorausetzung, daß das Eingangssignal äquivalent einem Gauss'sehen Rauschen ist, welches einen konstanten Durchschnittspegel aufweist. Diese Voraussetzung stimmt, solange ein konventionelles Ruheton-Telefonsystem verwendet wird.

Wird jedoch ein gemeinsames Signalkontrollsystem verwendet, dann ist der Durchschnittspegel des Multiplexbreitbandtelefonkanals nicht konstant, sondern ändert sich. Bei der gemeinsamen Signalsteuerung wird ein gemeinsamer Kanal ausschließlich zur Übermittlung des Ton- oder Kontrollsignals für eine Vielzahl von Sprechkanälen verwendet. Das System Nr. 6 der CCITT stellt ein gemeinsames Signalsteuersystem dar.

Um das Problem der Veränderung des Signalpegels zu lösen, wird bei dem Ausführungsbeispiel nach den Fig. 8 und 9 zwei Pilotsignale verwendet, deren Pegel konstant sind. Die Pilotsignale werden eingesetzt in das zu entzerrende Signal, wobei die Frequenzen der Pilotsignale mit f. und f „ bezeichnet sind. Wird das zu entzerrende Signal verzerrt, dann werden die Pilotsignale ebenfalls verzerrt und eine Verzerrungskomponente wird erzeugt. Ist eine Verzerrung dritter Ordnung vorhanden, dann ist die Frequenz der Verzerrungskomponente 2f ₂ - f , oder 2f . ■ f „. Die Signalverteilung wird so vorgenommen, daß diese Pilotsignale und ihre Verzerrungskomponenten im Übertragungskanal im Spektrum angeordnet sind, wie Fig. 9 zeigt. In Fig. 9 werden die Pilotsignale f , und f £ zuvor etwa mittig eingesetzt. 2f , - f ₂ und 2f ₂ - f . sind Verzerrungskompnnenten dritter Ordnung, welche durch die Pilotsignale entstehen. T^ und T₂ sind die wirksamen Sprechkanäle, während I[5 der Freikanal ist, wo kein wirksamer Telefonkanal existiert,

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Die Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm über die Verarbeitung der Pilotsignale. Das Merkmal der Schaltung nach Fig. 9 in Bezug auf die Ausführung nach Fig. 1 besteht darin, daß die Mittenfrequenz des Bandeiiminationsfilters 2 entweder 2f ·, - f ? ^oder ^₀? - f_Di beträgt und daß ein Pilotsignaldetektor 20 vorhanden ist. Das Signal mit den Pilotsignalen, welche einen konstanten Pegel haben, wird dem Bandeliminationsfilter 2 zugeführt, welches eine der Verzerrungskomponenten dritter Ordnung beseitigt. Der Ausgang des Bandeliminationsfilters 2 wird aufgeteilt auf zwei Wege, wobei einer der Wege vorverzerrt wird durch den Verzerrungsgenerator 5 und der andere zum Leistungskombinierer 8 führt. Wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 werden die Phase und die Amplitude der Verzerrung eingestellt durch einen veränderbaren Phasenschieber 6 und ein veränderbares Dämpfungsglied 7. Das kombinierte Signal am Ausgang des Leistungskombinierers 8 wird dem zu entzerrenden Schaltkreis 9 zugeführt. Im Idealfall ist die Verzerrung durch den Verzerrungsgenerator 5 komplett kompensierbar durch die Verzerrung des Schaltkreises 9. Falls eine Restverzerrung vorhanden ist, dann wird diese Restverzerrung erfaßt durch den Verzerrungsdetektor 12, wobei dann der Verzerrungssteuerschaltkreis 13 den veränderbaren Phasenschieber 6 und das veränderbare Dämpfungsglied 7 steuert, so daß die Restverzerrung, die vom Verzerrungsdetektor 12 erfaßt wird, zu einem Minimum wird.

Der Einsatz der Pilotsignale kann auf folgende drei Weisen erfolgen:

a) Die Pilotsignale werden jeweils in den Freikanal der Schaltung eingesetzt.

b) Die Pilotsignale werden in den Freikanal nur dann eingesetzt, wenn eine Entzerrung durchgeführt werden soll.

c) Die Pilotsignale werden in den Freikanal durch ein Stand-By-Gerät eingesetzt, wenn mehrere drahtlose Übermittlungsgeräte gleichzeitig in Betrieb sind und eines dieser Geräte ein aktives Stand-by-Gerät ist.

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In diesem Fall können alle Gerät entzerrt werden durch Aufschaltung des Stand-by-Gerätes.

Werden Pilotsignale für die Entzerrung herangezogen, dann müssen die Pilotsignale zur Einleitung der Entzerrung erfaßt werden. Zu diesem Zweck ist ein Pilotsignaldetektor 20 vorgesehen, welcher über einen Leistungsverzweiger 10 mit dem Ausgang des Schaltkreises 9 verbunden ist. Erfaßt dieser Detektor 20 die Pilotsignale, bewirkt er den Beginn der Entzerrung.

Wie schon vorstehend erwähnt, ist es möglich, die durch einen Verstärker oder andere Schaltkreise erzeugten Verzerrungen automatisch und adaptiv zu kompensieren. Änderungen der Eigenschaften eines Schaltkreises infolge Änderungen der Umgebungstemperatur, der Energiezufuhr, und infolge sekularer Variationen können kompensiert werden, wodurch nichtlineare Verzerrungen eines Verstärkers und/oder eines Frequenzumsetzers wirksam reduziert und kompensiert werden. Die Abgleichungen, die notwendig sind, um die gewünschten Eigenschaften zu erhalten, können entfallen, da das System eine automatische angepaßte Kompensation ergibt

Das Entzerrungssystem verwendet eine konventionelle negative Rückkopplungsschleife, jedoch hängt die Erfindung von einer sog. Vorwärtsregelung ab. Es ist daher möglich, sehr raschen Änderungen zu folgen, so daß sich ein rascheres Ansprechen ergibt im Vergleich zu einem konventionellen negativen Rückkopplungssystem.

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Claims

Dipl.-Ing. Rolf Charrier Patentanwalt Rehlingenstraße 8 · Postfach 260 D-8900 Augsburg 31 Telefon 08 21/3 6015+3 6016 Telex 53 3 275 . Postscheckkonto: München Nr. 1547 89-801 8080/01/Ch/Gr Augsburg, 25. Januar 1980 Anm.: Nippon Telegraph & Telephone Public Corporation Patentansprüche

1. Anpassbares Entzerrungssystem bei Nichtlinearitäten mit einem ^~ Eingangs- und einem Au-sgangsanschluß und einem dazwischengeschalteten zu entzerrenden Schaltkreis, wobei der Ausgangsanschluß ein entzerrtes Ausgangssignal liefert, gekennzeichnet durch einen Entzerrerschaltkreis in Serie oder parallel zum zu entzerrenden Schaltkreis, bestehend aus einer Serienschaltung eines Verzerrungsgenerators zum Erzeugen von Verzerrungen höherer Ordnung, einem Phasenschieber zur Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators und einem Dämpfungsglied zur Amplitudeneinstellung des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators sowie einer zur Serienschaltung parallel geschalteten Verzögerungsleitung mit einer Laufzeit gleich der Verzögerungszeit der Serienschaltung, weiterhin durch einen Verzerrungsdetektor am Ausgang des zu entzerrenden Schaltkreises, der auf Störpegel in einem bestimmten schmalen Frequenzband anspricht und einem mit ihm verbundenen Verzerrsteuerschaltkreis, der den Phasenschieber und das Dämpfungsglied steuert.

2. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zu entzerrende Schaltkreis ein Wanderwellenröhrenvprstärker ist.

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3. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrerschaltkreis den Phasenschieber und das Dämpfungsglied nur ansteuert, wenn der vom Verzerrungsdetektor erfaßte Entzerrungspegel einen bestimmten Pegel übersteigt.

4. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzerrungsgenerator eine Verzerrung dritter Ordnung erzeugt.

5. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in das zu übermittelnde Signal zwei Pilotsignale eingesetzt werden und der Verzerrungsdetektor die Intermodulationsverzerrung dieser Pilotsignale erfaßt.

6. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Bandeliminationsfilter zwischen den Eingangsanschluß und den Entzerrungsschaltkreis geschaltet ist.

7. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere Serienschaltung vorgesehen ist, welche aus einem Verzerrungsgenerator zur Erzeugung einer Verzerrung fünfter Ordnung, einem veränderbaren Phasenschieber zur Verschiebung der Phase des Ausgangssignals des Verzerrungsgenerators und einem veränderbaren Dämpfungsglied zur Einstellung der Amplitude des Ausgangs des Verzerrungsgenerators besteht, wobei diese Serienschaltung parallel zur Verzögerungsleitung geschaltet ist.

8. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrerschaltkreis verbunden ist mit der Eingangsseite des zu entzerrenden Schaltkreises.

9. Entzerrungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrerschaltkreis verbunden ist mit dem Ausgang des zu entzerrenden Schaltkreises.