DE2436361A1 - Verfahren zur steuerung der frequenz eines mikrowellensignals und schaltungsanordnung zur durchfuehrung eines solchen verfahrens - Google Patents

Description

DiPL-ING. KLAUS NEUBECKER

4 Düsseldorf 1 · Schadowp. latz.9

., ,,, Düsseldorf, 26. Juli 1974

Westinghouse Electric Corporation
Pittsburgh, Pa., V. St. A.

Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines Mikrowellehsignals und Schaltungsanordnung zur Durchführung eines solchen Verfahrens

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oszillatorsteuerkreise, insbesondere auf ein Verfahren und ein System zur Erzeugung eines Mikrowellensignals mit verbesserten Störkennwerten in einem Doppelsteuerkreis.

In typischen Radar- und Nachrichtenübertragungssystemen, insbesondere in Doppler-Radarsystemen, die Targets oder Ziele in Abhängigkeit von einer Frequenzverschiebung des Echosignals erfassen, sind Mikrowellen-Frequenzsignalquellen mit extrem niedrigem Störkegel erwünscht. Ein Maß für den Störanteil eines Mikrowellensignals ist das Verhältnis der Energie in einem Phasenstör-Seitenband, bezogen auf die Eingangsträgerfrequenz auf einer Basis pro Hertz der Bandbreitenspektraldichte, zu der gesamten Signalenergie bei der Fourier-Frequenz f von der Durchschnittsfrequenz des Signals. Die Dimension ist Hz . Es ist wünschenswert, daß diesesEnergieoder Leistungsverhältnis in dB ausgedrückt wird. Der Begriff£ (f), wie er in der vorliegenden Anmeldung Verwendung findet, hat die Einheiten von dB/Hz. Der Wert «£ (f) eines Signals mit niedrigem Störgehalt ist typischerweise bei der Mittenfrequenz des Signals am höchsten und für alle anderen, nur geringfügig gegenüber der Mittenfrequenz beidseitig verschobenen Frequenzen sehr niedrig.

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Von einem solchen Signal kann man sagen, daß es bei Fourier-Frequenzen oberhalb einer minimalen Fourier-Frequenz, beispielsweise Fourier-Frequenzen oberhalb einer Fourier-Frequenz von 500 Hz, niedrige Störenergiewerte hat, wobei die Fourier-Frequenz als die gegenüber der Nennfrequenz (d.h. Mittenfrequenz) des Signals versetzte Frequenz definiert ist.

Zur Verfügung stehende Mikrowellensignalquellen wie kristallgesteuerte Oszillatoren können ein Ausgangssignal liefern, das eine genügend enge spektrale Energiedichte hat, indem der Signalenergiewert bei niedrigen Fourier-Frequenzen in Nähe der gewünschten Nenn™ oder Mittenfrequenz des Oszillators minimal ist. Jedoch kann der Störenergiewert bei hohen Fourier-Frequenzen um die Mittenfrequenz des kristallgesteuerten Oszillatros unannehmbar sein.

Andererseits kann ein Hohlraumresonator-Mikrowellen-Transistoroszillator ein Mikrowellensignal liefern, das bei den höheren Fourier-Frequenzen in Nähe der Mittenfrequenz des Oszillators annehmbare Störkennwerte hat, die jedoch bei den niedrigeren Fourier-Frequenzen in Nähe der Oszillator-Mittenfrequenz unannehmbar sind.

Für beide oben genannte Typen von Mikrowellenfrequenz-Signalquellen kann die Ausgangssignal-Energiedichte bei Frequenzen außerhalb eines schmalen Bandes um die Oszillator-Mittenfrequenz genügend hoch sein, um das maximale Leistungsverhalten des Systems nicht erzielen zu können, insbesondere in PAM (pulse-amplitude modulation) -Dopplerradareys temen, d.h. Impuls-Dopplerradarsystemen, die mit Rechteckinpuls-AmplitudenHodulation einer Trägerfrequenz mit niedrigem Störgehalt arbeiten. Eine solche Beschränkung des Leistungsvermögens wirkt sich besonders stark bei Impuls-Dopplerradarsystemen mit niedriger prozentualer Einschaltdauer aus, die mit einer der beiden vorbeschriebenen Arten von Mikrowellensignalquellen zur Trägerfrequenzerzeugung arbeiten. Die Beschränkung ist bei Fourier-Frequenzen i» Bereich von 500 Hz bis 50.000 Hz infolge des wirksamen "Faltens" des Störsignals bei hohen Fourier-Frequenin dem Bareich von 500 Hs bis 50.0OO Hz als Folg® der

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Amplitudenmodulation (PAM) besonders schwerwiegend.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist die Schaffung eines neuartigen Verfahrens und Systems zur Erzeugung eines Mikrowellensignals mit verbesserten Störkennwerten bei allen Fourier-Frequenzen.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines Signals erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Signal, das bei Fourier-Frequenzen oberhalb einer ersten Fourier-Frequenz eine Störenergiedichte unter einem vorgegebenen Niveau hat, erzeugt; die Frequenz des ersten Signals durch ein Frequenzsteuersignal gesteuert; ein zweites Signal, das bei Fourier-Frequenzen unterhalb einer zweiten Fourier-Frequenz, deren Frequenz niedriger als die Frequenz der ersten Fourier-Frequenz ist, eine Störungsdichte unterhalb des vorgegebenen Niveaus hat, erzeugt! ein Phasensteuersignal in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal erzeugt; das Frequenzsteuersignal mittels einer Schleife zur automatischen Frequenzsteuerung, die einen das Frequenzsteuersignal in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal bei Fourier-Frequenzen unterhalb der zweiten Fourier-Frequenz modifizierenden Frequenz-Diskriminator aufweist, erzeugt; und die Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit von dem modifizierten Frequenzsteuersignal gesteuert wird.

Erfindungsgemäß wird zur Erzeugung eines Ausgangssignals mit niedrigem Störpegel ein Oszillator-Frequenzsteuersignal erzeugt und das Frequenzsteuersighal in Abhängigkeit von einem Feineinstellungs-Phasensteuersignal so modifiziert, daß wünschenswerte Kennwerte oder Eigenschaften beider Steuersignale bei der Erzeugung des Ausgangssignals ausgewertet werden. Dabei können die wünschenswerten Stör-Kennwerte sowohl eines kristallgesteuerten Oszillators al· auch eines Hohlrauereaonator-Transistor-Mikrowellenoszillators ausgewertet werden. Ferner könnt zur Erzeugung eines Mikrowellensignals mit niedrigem Störpegel die gemeinsame Verwendung einer Frequenzsteuerschleife und einer Feineinstellungs-Phasensteuerschleife in einem Oszillatorkreis infrage.

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Ein erstes Signal mit wünschenswerten Störenergiedichte-Kennwerten bei Fourier=Frequenzen oberhalb einer ersten Fourier-Frequenz wird mittels einer Einrichtung zur automatischen Frequenzsteuerung unter Verwendung eines Hohlraumresonators erhalten. Ein zweites Signal mit wünschenswerten Störenergiedichte-Kennwerten bei Fourier-Frequenzen unterhalb der ersten Fourier-Frequenz wird verwendet, um das erste Signal zumindest bei den Fourier-Frequenzen unterhalb der ersten Fourier-Frequenz phasenmäßig zu steuern. Die Frequenz des ersten Signals wird somit sowohl in Abhängigkeit von der Einrichtung zur automatischen Frequenzsteuerung als auch des Phasensteuersignals gesteuert»

Das erste und das zweite Signal werden vorzugsweise durch einen spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillator bzw. einen kristallgesteuerten Oszillator erzeugt. Das Phasensteuersignal wird vorzugsweise durch Vergleich der relativen Phasen der Ausgangssignale des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistors einerseits und des kristallgesteuerten Oszillators andererseits erzeugt? und die Phase desSignals des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillators wird um einen Betrag entsprechend der Amplitude des Phasensteuersignals verschoben. Das phasenverschobene Signal, kann dann mit einem Frequenzsteuersignal von einer frequenzbestinimenden Einrichtung wie einem Hohlraumresonator verglichen werden, der durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators erregt wird, um ein phasenmodifiziertes Frequenzsteuersignal zu erzeugen. Das phasenmodifizierte Frequenzsteuersignal wird verwendet, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators bei niedrigen Fourierfrequensen zu steuern, um so verhältnismäßig langsame (niederfrequente) Phasenfluktuationen in wünschenswerter Weise zu steuern. Bei hohen Fourierfrequenzen werden die schnellen Phasenänderungen ausschließlich durch das Phasensteuersignal gesteuert. Das Ausgangssignal des apannungsgesteuerten Oszillators kann verwendet werden, um ein Ausgangssignal zu liefern (,und insbesondere kann das Signal des apannungsgesteuerten Oszillators, das am Ausgang eines Teils der frequenzbestimmenden Einrichtung erscheint, zur Abgabe eines Ausgangssignals verwendet werden.

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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigern

Fig. IA in Blockform ein Funktionsschaltbild einer frequenzgesteuerten Schaltung mit spannungsgesteuertem Mikrowellen-Transistor-Oszillator nach dem Stand der Technik;

ti

Fig. IB ein Diagramm, das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte des Phasen-Störpegels der Schaltung nach Fig. IA als eine Funktion der Fourierfrequenz veranschaulicht;

Fig. IC ein Diagramm, das die spektrale Energiedichte des Ausgangssignals von der Schaltung nach Fig. IA als eine Funktion der Frequenz veranschaulicht;

Fig. 2A in Blockform ein Funktionsschaltbild einer Frequenzsteuerschaltung mit kristallgesteuertem Oszillator, die mit einer Phasensynchronisierschleife arbeitet;

Fig. 2B ein Diagramm, das die spektrale Energiedichte der Schaltung nach Fig. 2A als eine Funktion der Frequenz veranschaulicht;

Fig. 3A in Blockform ein Funktionsschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Signalquelle mit niedrigem Störpegel nach der Erfindung;

Fig. 3B Sin Diagramm,, das die spektrale Energiedichte der Signalquelle nach Fig„ 3A als Funktion der Frequenz veranschaulicht;

Fig„ 4 ein Diagramm,das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte der Phase der Quelle nach Fig. 3A als eine Funktion der Fourierfrequenz bei Verwendung eines Frequenzverzehnfachers zur Erhöhung der Frequenz des Ausgangssignals veranschaulicht; und

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FIg₀ 5 ein Diagramm, das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte der Quelle nach Fig. 3A als eine Funktion der Fourierfrequenz unter Verwendung eines Frequenzverdreifachers zur Erhöhung der Frequenz des Ausgangssignals veranschaulicht.

Im einzelnen zeigt Fig. IA eine typische frequenzgesteuerte oder frequenzstabilisierte Mikrowellensignalquelle mit einem spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillator 10, dessen Ausgangssignal einer Sendeeinheit (nicht dargestellt) zugeführt werden, außerdem einen herkömmlichen Frequenzdiskriminator 12 speisen kann. Das Fehlersignal vom Frequenzdiskriminator 12 kann über einen geeigneten Verstärker-/Filterkreis 11 dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 10 zugeführt werden, um die Frequenz des Oszillators 10 zu regeln.

Eine Anzeige für die Frequenzstabilität des Oszillators 10 ist die spektrale Winkelmodulations-Energiedichte S,.(£) des Oszillator-Ausgangssignals, indem diese Größe eine Anzeige der relativen Energieniveaus des gewünschten Signals bei der Oszillator-Mittenfrequenz £ und der unerwünschten oder Störsignale bei anderen Frequenzen liefert. Die auf Wullfrequenz für ein Oszillator-Ausgangssignal bezogene spektrale Einzelseitenband-Winkelmodulations-Energiedichte läßt sich in Form von Dezibel je Periode (dB/Hz) wie folgt ausdrücken:

S JU (f)

10 log₁₀^(f) = 10 log₁₀ -^- dB/Hz (1)

Die Größe S-*. für einen Oszillator ergibt sich üblicherweise aus Phasenfluktuationen des Osziliatorsignals infolge thermischen Rauschens„ Schrotrauschens und Modulationsauswirkungen niederfrequenten Rauschens, wie es in den in dem Oszillator verwendeten Halbleiter-Bauelementen, Wiederständen und Kondensatoren auftritt. Solche Phasenfluktuationen führen zu Rauschen bei Fourierfrequenzen ff und die spektrale Phasen-Rausch- oder -Stör^Energiedichte kann als dl© phasenmoduliert© Einzelseitenband-Signaleiiergie^Cf) ausgedaJickt v/erden.

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Da der Oszillator nach Fig. IA eine frequenzbestimmende Schaltung enthält, wird die Fluktuation der Phase des Ausgangssignals, die durch Phasenfluktuationen S/< (f) in der Leerlauf übertragung her-

OfD

vorgerufen wird, durch das Gruppenverzögerungsverhalten des frequenzbestimmenden Kreises in eine Fluktuation der Oszillatorfrequenz umgewandelt» Wo ein einfacher Resonator wfe ein Hohlraumresonator mit vorgegebenem Q als frequenzbestimmendes Element in dem Oszillatorkreis verwendet wird, kann die Gruppenverzögerung ^£ bei der Resonanzfrequenz f des Resonators wie folgt ausgedrückt werden:

30 _ -1 Q _m

ψ ° fö ' ^U)

wobei f die Oszillator-Mittenfrequenz ist.

Um für den Oszillatorkreis die höchstmögliche Frequenzstabilität zu erzielen, muß die Gruppenverzögerung dft ssäs^ d^ so groß wie möglich sein. Somit muß das effektive Q des Resonators so groß wie möglich sein, und die durch den Oszillatorkreis bei der Oszillatorfrequenz eingeführte Phasenverschiebung muß so nahe wie möglich bei 27ΓN liegen, wobei N eine ganze Zahl ist. Natürlich kann, wenn ein Resonator als frequenzbestimmendes Element in der Schaltung nach Fig. IA verwendet wird, der Resonator infolge der Abnahme eines Steuersignals davon eine übermäßige Belastung erfahren, was zu einer Verringerung des effektiven Q des Resonators führt. Wenn in dem Oszillator 10 der Fig. IA mit einer übermäßigen Schleifenverstärkung gearbeitet wird, weicht die Frequenz des für Steuerzwecke verwendeten Signals von der Resonanzfrequenz des Resonators ab, was zu einer niedrigeren Gruppenverzögerung sowie einer Amplitudenabhängigkeit führt, so daß die harmonischen Ströme und somit die resultierende Phase bei der vom Resonator gesteuerten Oszillator-Mittenfrequenz beeinträchtigt werden.

Nimmt man an, daß die harmonischen Ströme vernachlässigt werden können und die spektrale Amplituden-Energiedichte viel kleiner als die spektrale Energiedichte infolge Phasenfluktuationen ist, so kann die spektrale Energiedichte des Ausgangssignals von der

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Oszillatorschaltung der Fig. 1 einfach durch die spektrale Phasen-Störenergie-Dichte wie folgt ausgedrückt werden:

1/2 S^_A0(f) fl + (f_o/2Qf)^7 (3)

Die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte S _G(f) steht zu <£_G(f) wie folgt in Beziehung:

&_Q{£) « (1/2 rad²)S^_G(f) , (4)

wenn bei Frequenzen von f und mehr auftretende Phasenfluktuationen klein gegenüber 1 rad sind. Vorsorglich sei darauf hingewiesen, daß es ein<£. (f) für den Amplitudenbegrenzer eines Oszillators und ein«%?_G(f) für den gesamten Oszillator gibt.

Die obigen Beziehungen sind die Grundbeziehungen, die die kurzzeitig gesehene Frequenzstabilität eines harmonischen Oszillators beschreiben. Der erste Ausdruck der Beziehung (3) ist das Frequenzrauschen des Oszillators, während der zweite Ausdruck dem zusätzlichen Phasenrauschen entspricht. Wie ersichtlich, wird für eine Fourierfrequenz f kleiner als die Größe f_Q/2Q das Oszillator^ Ausgangssignal-Störenergiespektrum durch den Frequenzrauschen-Anteil dominiert. Für Fourierfrequenzen f größer als die Größe ·. f /2Q überwiegt der Phasenrausch- oder Störanteil des Oszillatorausgangssignal-Störenergie-Spektrums.

Die obigen Prinzipien lassen sich aufydie den frequenzgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillator enthaltende Schaltung nach Fig. IA unter der Annahme eines effektiven Q von 200 anwenden. Der •pannungsgesteuerte Oszillator 10 kann selbst ein Q zwischen 10 und 20 haben. Jedoch kann wegen der Verwendung einer Rückkopplung über einen Frequenzdiskriminator die gesamte Oszillatorschleife als ein einfacher haraonischer Oszillator beschrieben werden. Ein einfacher harmonischer Oszillator genügt der nichtlinearen van der Pol-Differentialgleichung für einen elektrischen Oszillator und enthält somit 1) einen Resonator, der das prinzipielle frequenzbestimmende Element bildet; 2) einen Verstärker zur Abgabe

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eines positiven Rückkopplungssignals und einer ausreichenden Verstärkung, so daß sich ein Oszillationsvorgang aufbaut; 3) einen Begrenzer zur Stabilisierung der inkrementellen Verstärkung nach dem Aufbau der Oszillation, so daß es zu einer konstanzen amplitudengestützten Oszillation kommt. Das Resonator-Q von 200 bezieht sich auf das effektive Q der gesamten Anordnung nach Fig. IA, wenn seine Arbeitsweise unter Bezugnahme auf den van der Pol-Oszillator· beschrieben wird. ·

Die Einzelseitenband-Energie-Spektraldichte iß(f) des Oszillator-Ausgangssignals in Abhängigkeit von der Fourierfrequenz (d.h. der gegenüber der Mittenfrequenz f_Q versetzten Frequenz) für den Schaltungsaufbau nach Fig. IA kann wie in Fig. IB für Ausgangssignale in den angegebenen Frequenzbändern aufgetragen werden. Wie aus Fig. IB ersichtlich, ist beispielsweise für eine Fourierfrequenz von 500 Hz und eine Oszillator-Mittenfrequenz im 5t#-Band die spektrale S-Band-Einzelseitenband-Energiedichte des Ausgangssignals -5,0 dB/Hz.

In vielen Systemen, die mit kodierter kohärenter Radar-Signalbildung in der Anwesenheit eines großen kohärenten Störsignals arbeiten, kann es typischerweise erforderlich sein, daß die Mikrowellensignalguelle ein Ausgangssignal mit einer Einzelseitenband-Energie-Spektraldichte bei einer Fourierfrequenz von 500 Hz von annähernd -114 dB/Hz abgibt. Der Oszillatorkreis nach Fig. 1A kann dieser Bedingung, selbst bei Ahnahme eines verhältnismäßig hohen Q von 200, nicht entsprechen. In der Tat wird diese zusätzliche Energie-Spektraldichte von -114 dB/Hz nur bei Fourierfrequenzen jenseits einer Frequenz f.. erzielt, die über 100 kHz liegt. .

Die Folgen einer Oszillatorinstabilität lassen sich deutlicher anhand des Diagramms der Fig. IC erkennen. Es sei angenommen, daß die gestrichelte Linie 13 eine zulässige Störenergiedichte anzeigt, worin die gestrichelte Linie 14 die Ausgangssignal-Energiedichte des Oszillators 10 ohne automatische Frequenzsteuerung

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zeigen möge. Mit der in Fig. 1A gezeigten Frequenzsteuerschleife kann die Oszillator-Ausgangssignal-Störenergiedichte verringert werden, so daß die Störenergiedichte bei der Fourierfrequenz f₁ annehmbar bzw. zulässig ist. Wie jedoch zuvor angedeutet, kann diese Frequenz in der Größenordnung von 100 kHz liegen, was zu einem Ausgangssignal-Energiedichte-Spektrum unzulässig großer Breite führt.

Um das Leistungsverhalten oder die Leistungsfähigkeit von Mikrowellensignalquellen zu verbessern, ist vorgeschlagen worden, daß ein kristallgesteuerter Hochfrequenz (HF)- oder Ultrahochfrequenz (VHF)-Oszillator und ein Frequenzvervielfacher mit niedrigem Rausch- bzw. Störpegel verwendet werden, um den spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator phasenmäßig zu synchronisieren. Beispielsweise kann entsprechend Fig. 2A das Ausgangssignal eines kristallgesteuerten HF-Oszillators 16 durch einen Frequenzvervielfacher 18 vervielfacht werden, um ein Ausgangssignal in dem gewünschten Frequenzband abzugeben. Das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 18 kann dem einen Eingang eines geeigneten herkömmlichen Phasendetektor 20 zugeführt werden,dessen Ausgangssignal über einen geeigneten Verstärker-/Filterkreis 22 einem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 24 zugeführt werden kann, um dessen Frequenz zu steuern. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Transistor-Oszillators 24 kann als Ausgangssignal der Sendeeinheit (nicht dargestellt) zugeführt, außerdem zu einem Eingang des Phasendetektors 20 zum Vergleich mit dem Signal von dem Frequenzvervielfacher 18 zurückgeführt werden.

Das resultierende Diagramm der Energiedichte in Abhängigkeit von der Frequenz für den Schaltungsaufbau nach Fig. 2A ist mit Fig. 2B wiedergegeben. Nimmt man an, daß ein Störenergie-Dichtewert auf oder unter der gestrichelten Linie 26 zulässig ist, so können die Punkte 28 einen zulässigen Energiewert bei Fourierfrequenzen von 500 Hz auf beiden Seiten der Mittenfrequenz f darstellen. Die Mikrowellensignalquelle nach Fig. 2A liefert somit ein zusätzliches Ausgangssignal zwischen der Mittenfrequenz f und der

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Fourierfrequenz f.., bei der das Ausgangssignäl von der Mikrowellensignalquelle der Fig. 1A nicht annehmbar bzw. unzulässig ist. Jedoch können bei höheren, um eine Fourierfrequenz f« zentrierten Fourierfrequenzen Störenergiedichten oberhalb des mit der gestrichelten Linie 26 angedeuteten Niveaus bestehen.

Diese unerwünschten Ausläufer des Störenergie-Dichtewertes über den zulässigen Wert entsprechend der gestrichelten Linie 26, zentriert um die Frequenz f₂, können etwas durch Verringerung der Bandbreite des Verstärker-yFilterkreises 22 verbessert werden. Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 2A kann es dann jedoch unmöglich sein, den Störenergie-Dichtewert bei allen Fourierfrequenzen unter den zulässigen Wert entsprechend der gestrichelten Linie 26 abzusenken.

Erfindungsgemäß wird eine Mikrowellenfrequenzquelle mit annehmbaren Phasenfluktuationen und somit annehmbaren Störenergiedichten bei sowohl niedrigen als auch hohen Fourierfrequenzen vorgesehen. Fig. 3A zeigt eine bevorzugte Ausführungsform nach der Erfindung, wobei das Ausgangssignal von einem kristallgesteuerten Oszillator 30 mit veränderlicher Frequenz und niedrigem Störpegel frequenzmäßig durch einen Frequenzvervielfacher 32 mit niedrigem Störpegel wie einem Transistor-Warmträgerdioden- oder Varaktordiöden-Frequenzvervieifacher erhöht und einem Eingang eines geeigneten herkömmlichen Phasendetektors 34 zugeführt wird, dem außerdem das Ausgangssignal eines herkömmlichen spannüngsgesteuerten Transistor-Oszillators 36 zugeführt werden kann. Das Ausgangssignäl des Phasendetektors 34 wird über ein Schmälbandverstärker/Schleifenfilter 38 dem Steuereingang eines spannüngsgesteuerten Phasenschiebers 40 zugeführt.

Das Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 wird außerdem einem herkömmlichen Fest-Phasenschieber 42 sowie einem herkömmlichen frequenzbestimmenden Element wie einem Koaxialresonator 44 zugeführt. Ein Ausgangssignäl des Phasenschiebers 42 wird über den spannungsgesteuerten

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Phasenschieber 40 dem einen Eingang eines herkömmlichen Phasendetektors 46 zugeführt, während ein Ausgangssignal von dem Koaxialresonator 44 zu dem anderen Eingang des Phasendetektors 46 geführt werden kann. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 kann über ein geeignetes Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Transistor-Oszillators 36 zugeführt werden.

Das Ausgangssignal des Koaxialresonators 44 kann einem herkömmlichen Frequenzvervielfacher 48 wie einem Schritt-Erholungsdioden-Frequenzvervielfacher zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 48 kann über einen Ausgang 50 zu der Sendeeinheit (nicht dargestellt) gelangen.

Im Betrieb wird die Frequenz des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Oszillator 36 in erster Linie durch die Resonanzfrequenz des Koaxialresonators 44 bestimmt. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 36 wird dem Koaxialresonator zugeführt und durch den Fest-Phasenschieber 42 um etwa 90° (Tf'/2 rad) phasenverschoben. Unter der Annahme, daß dem spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 kein Steuersignal zugeführt wird, wird das um 90° phasenverschobene Signal von dem Fest-Phasenschieber 42 hinsichtlich seiner Phase mit dem Ausgangssignal von dem Koaxialresonator 44 verglichen, so daß der Phasendetektor 46 ein Frequenzsteuersignal erzeugt, das die Phasenzuordnung zwischen den zugeführten Signalen anzeigt. In diesem Zusammenhang kann der Phasendetektor 46 ein Ausgangssignal einer Polarität für eine Phasendifferenz zwischen den angelegten Signalen von weniger als 90° und mit entgegengesetzter Polarität für eine Phasendifferenz zwischen den angelegten Signalen von mehr als 90° abgeben. Wegen des d^/dyCO-Verhaltens des Koaxialresonators 44 ist diese Phasendifferenz ein Maß für die Frequenzänderungen des Oszillators 36.

Das Frequenzsteuersignal vom Phasendetektor 46 wird durch das Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 verstärkt und gefiltert

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und dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 zugeführt, um dessen Frequenz zu steuern. Auf diese Weise wird eine Schleife mit automatischer Frequenzsteuerung (AFC) mit dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36, dem Fest-Phasenschieber 42, dem Koaxialresonator 44, dem Phasendetektor 46 und dem Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 gebildet. Durch diese AFC-Schleife wird der Wert £ (f) des Ausgarigssignals vom spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 bei Frequenzen oberhalb einer ersten vorgegebenen Fourierfrequenz auf einem zulässigen Wert gehalten, und das Energiedichtespektrum kann ähnlich dem mit Fig. 1C wiedergegebenen sein.

Jedoch ist außerdem eine Schleife mit automatischer Phasensteuerung (APC) vorgesehen, die vorzugsweise den kristallgesteuerten Oszillator 30 mit niedrigem Stör- bzw. Rauschpegel, den Frequenzvervielfacher 32, den Phasendetektor 34, das Schmalbandverstärker/ Schleifenfilter 38 und den spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 enthält. Diese APC-Schleife sorgt für eine Feinsteuerung der Frequenz des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 bei den niedrigen Fourierfrequenzen, vorzugsweise unterhalb einer zweiten vorgegebenen Fourierfrequenz, die niedriger als die erste Fourierfrequenz ist, beispielsweise bei Fourierfrequenzen unter 50 kHz. Dabei kann der kristallgesteuerte Oszillator 30 mit niedrigem Störpegel wie weiter unten im einzelnen erläutert hinsichtlich seiner Frequenz so eingestellt werden, daß die Mittenfrequenz des dem Phasendetektor 34 zugeführten Ausgangssignals vom Frequenzvervielfacher 32 im wesentlichen die gleiche wie die Mittenfrequenz des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 ist, d. h. beide Signale haben eine Mittenfrequenz f. . _:

Der Phasendetektor 34 liefert so ein Phäsensteuer-Ausgangssignal, das für die Phasenzuordnung zwischen den Ausgangssignalen des kristallgesteuerten Oszillators 30 und des spannungsgesteuerten Oszillators 36 repräsentativ ist. Dieses Phasensteuersignal kann, bei entsprechender Verstärkung und Filterung durch das Schmalband-

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verstärker/Schleifenfilter 38, dazu dienen, die Gesamtphasenverschiebung durch den Fest-Phasenschieber und den spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 zu ändern oder zu modifizieren. Dadurch wird wiederum das der Spannung zugeführte Frequenzsteuersignal modifiziert.

Beispielsweise kann der spannungsgesteuerte Phasenschieber 40 eine Phasenänderung von + 0,2 rad um eine nominelle ΤΓ/2 rad-Phasenverschiebung, wie sie durch den Fest-Phasenschieber 42 erhalten wird, bewirken. Diese feinstufige Steuerung kann durch die begrenzte Bandbreite des Schmalbandsverstärker/Schleifenfilters 38 auf einen Fourierfrequenzbereich zwischen 0 und 25 bis 50 kHz beschränkt werden. Auf diese Weise weist das Ausgangssignals vom spannungsgesteuerten Transistors-Oszillator 36 eine wünschenswerte Energiedichte/Frequenzkennlinie ähnlich der mit der Kurve der Fig. 2B im Frequenzbereich f + f.. wiedergegebenen auf.

Für Fourierfrequenzen oberhalb der oberen 25 bis 50 kHz Bandbreitengrenze des Schmalbandverstärkers/Schleifenfilters 38 übt die APC-Schleife auf die Frequenzsteuerung des spannungsgesteuerten Transistor-Oszillators 36 nur eine geringe oder keine Wirkung aus. Oberhalb dieser oberen Grenze ist es die zuvor beschriebene AFC-Schleife, die die Frequenz des Oszillators 36 steuert und das gewünschte Ausgangssignal-Energiedichte-Spektrum ähnlich dem für höhere Fourierfrequenzen mit Fig. 1C wiedergegebenen liefert.

Wie mit Fig. 3B gezeigt, kann das resultierende Energiedichtespektrum des Ausgangssignals der Schaltungsanordnung 3A im wesentlichen als aus den Kurven nach Fig. 1C und 2B zusammengesetzt angesehen werden. Da die APC-Schleife mit dem kristallgesteuerten Oszillator eine Feinphaseneinstellung bei den niedrigeren Fourierfrequenzen, beispielsweise im Bereich f + f₁, bewirkt, ist die Störenergiedichte innerhalb dieses Frequenzbereichs annehmbar oder zulässig. Bei höheren Fourierfrequenzen, bei denen die APC-Schleife mit dem kristallgesteuerten Oszillator eine Erhöhung des Störpegels aufweisen könnte, beispielsweise bei

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um f + f~ zentrierten Frequenzen, bildet die AFC-Schleife den in erster Linie die Frequenz bestimmenden Schaltkreis, und das Störenergieniveau übersteigt keinen zulässigen Wert.

In der Schaltung nach Fig. 3A befinden sich naturgemäß zwei Resonatoren, nämlich a) die Quarzkristalleinheit in dem Oszillator 30 und b) der Koaxialresonator 44. Ohne die Quarzkristalleinheit und die Feineinstellurigs-Phasensynchronisierschleife wird die Nennfrequenz des Oszillators 36 durch den Resonator 44 gesteuert. Wenn die AFC-gesteuerte Oszillatorschleife mit der Harmonischen des kristallgesteuerten Oszillators 30 phasensynchronisiert ist, muß die Frequenz der AFC-gesteuerten Schleife (d. h. ihre Nennfrequenz sowie die Augenblicksfrequenzen, die mit Werten entsprechend einem zugeordneten Energiespektrum zwischen f und f-(vgl. Fig. 2B) auftreten) durch die Nennfrequenz der Harmonischen des kristallgesteuerten Oszillators 30 gesteuert werden.

Der Bereich, über den eine solche statische Frequenzsteuerung der AFC-gesteuerten Oszillatorschleife ohne eine Beeinträchtigung der den Störpegel der AFC-Schleife verringernden Eigenschaften möglich ist, beträgt etwa +0,1 f_o/Q um die Mittenfrequenz der AFC-gesteuerten Oszillatorschleife. Dies entspricht einem statischen Phasenfehler oder einer Abweichung von der ΤΓ/2-Phasenverschiebung am Phasendetektor 46 von etwa +0,2 rad. Die Ungenauigkeit der AFC-gesteuerten Frequenz beträgt typischerweise + 3 χ 1O~ oder + 30.000 Hz.

Die Ungenauigkeit der kristallgesteuerten Oszillatornennfrequenz beträgt typischerweise + 1 χ 10~ bei der Fertigung des Kristalls, +4 χ 10~ infolge Temperatur und 5 χ 10 pro Jähr infolge Alterungserscheinungen. Eine manuelle Verstellung kann den "Setz"-Fehler von + 1 χ 10~ aufnehmen. Die gesamte Änderung ohne" Anpassung des Koaxialresonators 44 (mittels einer Feingewindesonde) über ein Jahr ist im ungünstigsten Fall + 4 χ 10 oder + 40.000 Hz.

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Wenngleich dies etwas mehr ist als gewünscht wird, würde die Anordnung immer noch zufriedenstellend arbeiten, da der +0,2 rad-Wert erhaltend ist. Ferner ist es unwahrscheinlich, daß die Temperaturänderung den ungünstigsten Maximalfehler zwischen dem Koaxialresonator 44 und der Kristalleinheit im Oszillator 30 aufweist. Mit anderen Worten, es ist der Differenzfrequenzfehler zwischen dem Koaxialresonator 44 und dem Kristallresonator in dem Oszillator 30, auf den es ankommt. Durch geeignete Auslegung der Quarzkristalleinheit, beispielsweise unter Verwendung einer doppelt gedrehten Y-Schnitt-Kristalleinheit, kann dafür gesorgt werden, daß die Kristalleinheit und der Koaxialresonator 44 die gleiche Art von Temperaturkennwerten haben und somit der Differentialfehler leicht auf weniger als + 2 χ 10 pro Jahr gehalten werden kann, was dann einem maximalen statischen Fehler gegenüber "Tf/2 an dem Phasendetektor 46 entspricht, der mit Sicherheit innerhalb der zuvor erwähnten erhaltenden Konstruktionsgrenzen liegt. Es ist daher nicht notwendig, eine feine mechanische Feineinstellung des Koaxialresonators 44 vorzusehen, um die Anordnung für Alterungs- und Temperaturänderung auf Höchstleistung zu halten.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Signalquelle nach Fig. 3A ist der kristallgesteuerte Oszillator 30 vorzugsweise ein VHF-Oszillator. Der spannungsgesteuerte Oszillator 36 arbeitet vorzugsweise im L-Bandbereich und liefert eine Ausgangsleistung von etwa 2 W. Der Frequenzvervielfacher 32 erhöht die Frequenz des UHF- bzw. VHF-Signals von dem kristallgesteuerten Oszillator 30 zu dem L-Bandbereich, und der Frequenzvervielfacher 48 kann das L-Band-Ausgangssignal vom Koaxialresonator 44 um etwa den Faktor 10 vervielfachen, um ein Ausgangssignal im X-Bandbereich zu liefern, um den Faktor 3 vervielfachen, um ein Ausgangssignal im S-Bandbereich zu liefern, oder um den Faktor 5 vervielfachen, um ein Ausgangssignal im C-Bandbereich zu liefern. Natürlich kann das L-Band-Ausgangssignal unmittelbar verwendet werden, wenn ein Ausgangssignal in diesem Bereich niedrigerer Frequenz gewünscht wird.

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Entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung verwendet der kristallgesteuerte UHF-Oszillator 30 vorzugsweise eine AT-Schnitt-Fünfte-Oberwelle-Kristalleinheit als das frequenzbestimmende Element. Die Frequenzstabilität eines solchen Oszillators ist für eine bestimmte Temperatur typischerweise 5 χ 10~ pro Jahr oder besser. Da die Frequenz eines AT-Schnitt-Kristallresonators von dem Schnittwinkel und der Resonatortemperatur abhängt, wie das allgemein bekannt ist, kann eine grobe Temperaturüberwachung erforderlich sein, um eine angemessen gute Frequenzstabilität aufrechtzuerhalten.

Der Kristallresonator hat vorzugsweise einen genügend hohen Temperatur-"Umkehr"-Punkt (Temperatur, bei der df/dT = 0), so daß die überwachung der Temperatur innerhalb + 10° C zu einer

— 6 Frequenzänderung von weniger als + (4x10 )(f ) Hz oder + 4000 Hz führt.

Ferner kann zur Erzielung einer Einstellbarkeit eine herkömmliche spannungsabstimmbare Reaktanz in dem frequenzbestimmenden Kreis des kristallgesteuerten Oszillators 30 verwendet werden. Diese spannungsabstimmbare Reaktanz liefert eine Einstellbarkeit in der Größenordnung von + (1 χ 10~ )(f ) Hz, ohne das effektive Q der Kristalleinheit nennenswert zu beeinträchtigen.

Der Frequenzvervielfacher 32 kann Abstimmdioden mit hohem Q wie Varaktordioden mit einem Y von etwa 0,5 anstelle der allgemein eingesetzten hyperabrupten oder Stufen-Erholungsdioden verwenden. Die Varaktordioden mit hohem Q sind während aller Teile der zusammengesetzten Spannung an den Dioden in Sperrichtung vorgespannt .

Mit der vorbeschriebenen Anordnung ist es möglich, für den kristallgesteuerten Oszillator insgesamt ein Q von etwa 80.000 bei 100 MHz zu erzielen. Die resultierende Phasenfluktuation bei einer Fourierfrequenz von 1000 Hz kann typischerweise etwa

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1,16 χ 10 rad /Hz betragen, um auf einen im wesentlichen

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— 16 2 konstanten Wert von etwa 1,2 χ 10 rad /Hz bei Fourierfrequenzen um 96 kHz abzufallen, insbesondere wenn Transistoren für hohes f_fc, niedriges r_bb und hohes hFE gewählt sind.

Der frequenzbestimmende Koaxialresonator 44 ist notwendigerweise ein L-Bandresonator, wenn er in Verbindung mit einem spannungsgesteuerten L-Bandoszillator verwendet wird. Der Resonator 44 ist vorzugsweise in herkömmlicher Weise temperaturkompensiert, um so für einen Frequenzfehler von weniger als etwa (3 χ 10 ) (f ) Hz zu sorgen.

Der spannungsgesteuerte Phasenschieber 40 ist vorzugsweise eine kurzgeschlossene übertragungsleitung, die durch zwei jeweils rückseitig in Reihe geschaltete und in Sperrichtung vorgespannte Varaktordioden abgeschlossen ist. Die beiden Dioden können mit dem einen Pol eines Dreipol-Zirkulators verbunden sein, und das phasenverschobene Ausgangssignal ist mit einem zweiten Pol des Zirkulators gekoppelt. Das Phasenschieber-Steuersignal kann dem Diodenpaar zugeführt werden, und für die erforderlichen Leistungs- oder Energiewerte wird das Scheitel-zu-Scheitel-L-Bandsignal über die einzelnen Dioden auf einem Wert gehalten, der gegenüber dem Phasenschieber-Steuersignal klein ist, so daß die Verzerrung des phasenverschobenen L-Bandsignals vernachlässigbar ist. Auf diese Weise kann mit einer geeigneten Länge der übertragungsleitung eine sehr lineare Phasenverschiebungs-/ Steuersignal-Kennlinie über einen Bereich von +0,2 rad erzielt werden.

Der Phasendetektor 46 ist vorzugsweise ein mit Warmträger-Schottky-Sperrschichtdioden arbeitender Ringmodulator. Der Phasendetektor 46 liefert damit ein Ausgangssignal bei sehr niedrigen Impedanzwerten, das bei 0 V stabil bleibt, wobei die Phasenzuordnung zwischen den angelegten Signalen einer Phasenverschiebung von 90° entspricht. Darüber hinaus liefert der Phasendetektor 46 eine Phasenempfindlichkeit von 0,2 V/rad mit Eingangssignal-Energieniveaus von nur + 3 dBm. Das äquivalente

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Eingangsphasenrauschen eines solchen Phasendetektors ist etwa 20 dB niedriger als es sich mit Detektoren erzielen läßt, die andere Diodentypen verwenden. Beispielsweise kann die phasenmodulierte Eingangs-Einzelseitenband-Signalenergie jC (f) bei einer Fourierfrequenz von 1 Hz typischerweise in der Größenord-

— 3 2

nung von 1,6 χ 10 rad /Hz liegen, und das äquivalente Phasenrauschen am Detektorausgang nimmt mit wachsender Fourierfrequenz bei einer spektralen 1/f-Energiedichte ab.

Zwischen den Koaxialresonator 44 und den Phasendetektor 46 kann ein geeignetes herkömmliches Dämpfungsglied (nicht dargestellt) geschaltet sein, so daß der Resonator 44 eine Signalleistung von etwa + 3 dBm an den Phasendetektor 46 liefert. Ferner kann ein herkömmlicher Zwischenverstärker verwendet werden, um das Ausgangssignal des Resonators 44 auf ein Signalleistungsniveau von etwa + 30 dBm zu verstärken und damit den Frequenzvervielfacher 48 zu speisen. Ein Ausgangssignal-Leistungsniveau zwischen 10 und 50 mW kann so am Ausgang 50 verfügbar gemacht werden.

Wie zuvor erwähnt, sind zwei Rückkopplungs-Steuerschleifen durch die Schaltung nach Fig. 3A vorgesehen. Die AFC-Schleife (d. h. der spannungsgesteuerte Oszillator 36, die Phasenschieber 42 und 40, der Resonator 44, der Phasendetektor 46 und das Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52) hat vorzugsweise eine Leerlaufverstärkung von mehr als etwa 22,2 dB bei niedrigen Frequenzen. Eine wünschenswerte Schleifenverstärkung kann somit 30 dB sein, was zu einer Frequenz von etwa 8,15 MHz mit der Verstärkung 1 führt.

Diese Frequenz mit der Verstärkung 1 würde gewöhnlicherweise eine AFC-Schleifen-Bandbreite von etwa 8,15 MHz bedingen. Wenn auch diese Bandbreite normalerweise erhalten würde, so kann doch die Verwendung eines herkömmlichen Nacheil-/Voreil-Netzwerks in dem Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 die Verringerung der AFC-Schleifen-Bandbreite auf etwa 2 MHz ermöglichen, ohne

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deshalb Kompromisse hinsichtlich der Signalqualität eingehen zu müssen.

Die ÄPC-Schleife (d. h. der kristallgesteuerte Oszillator 30, der Frequenzvervielfacher 32, der Phasendetektor 34 und das Schmalbandverstärker/Schleifenfilter 38) haben eine Gesamtschleif enver Stärkung bis herab zu + 23 dB bei einer Fourierfrequenz von 2000 Hz, wenn mit einem Oszillator und Vervielfacher niedrigen Stör- bzw. Rauschpegels gearbeitet wird. Die erforderliche APC-Schleifen-Bandbreite kann in der Größenordnung von 28.000 Hz liegen, um annehmbare Ergebnisse zu erzielen. Diesen Mindestanforderungen kann in jeder geeigneten herkömmlichen Weise nachgekommen werden. Beispielsweise kann das Schmalbandverstärker/Schleifenfilter 38 durch ein herkömmliches Nacheil-/ Voreil-Netzwerk mit einem oberen Frequenzansprechen von etwa 400 - 3000 Hz kompensiert werden.

Mit dem oben beschriebenen Oszillatorkreis, wie er in Fig. 3 funktionell dargestellt ist, kann ein X-Band-Ausgangssignal mit einem Einzelseitenband-Energiedichte-Spektrum nach Fig. 4 erhalten werden. Wie aus dem Diagramm der Fig. 4 ersichtlich, ist der Störpegel niedriger, als er sich früher über das gesamte Spektrum erzielen ließ. Beispielsweise ist die Einzelseitenband-Energie j6 (f) etwa - 108 dB/Hz bei einer Fourierfrequenz von 625 Hz, um dann bei einer Fourierfrequenz von 37.000 Hz auf - 123 dB/Hz abzufallen.

In ähnlicher Weise lassen sich, wenn ein Verdreifacher als Frequenzvervielfacher 48 eingesetzt wird, geringfügig bessere Ergebnisse erzielen, wie das mit Fig. 5 gezeigt ist. Bei einer Fourierfrequenz von 625 Hz ist der Wert <5& (f) etwa - 118 dB/Hz, um dann bei 37.000 Hz auf -133 dB/Hz abzufallen. Die vorliegende Erfindung stellt deutlich eine Mikrowellensignalquelle mit stark verbesserten Störkennwerten zur Verfügung. Die Quelle läßt sich über einen weiten Bereich hoher Frequenzen einsetzen, um ein Signal mit niedrigem Rauschanteil bei hoher Zuverlässigkeit und ohne übermäßige Gesamtkosten zu erhalten.

Patentansprüche; 509809/0738

Claims (12)

1. Patentansprüche ;

   Θ Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines Signals, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Signal, das bei Fourierfrequenzen oberhalb einer ersten Fourierfrequenz eine Störenergiedichte unter einem vorgegebenen Niveau hat, erzeugt; die Frequenz des ersten Signals durch ein Frequenzsteuersignal gesteuert; ein zweites Signal, das bei Fourierfrequenzen unterhalb einer zweiten Fourierfrequenz, deren Frequenz niedriger als die Frequenz der ersten Fourierfrequenz ist, eine Störenergiedichte unterhalb des.vorgegebenen Niveaus hat, erzeugt; ein Phasensteuersignal in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal erzeugt; das Frequenzsteuersignal mittels einer Schleife zur automatischen Frequenzsteuerung, die einen das Frequenzsteuersignal in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal bei Fourierfrequenzen unterhalb der zweiten Fourierfrequenz modifizierenden Frequenzdiskriminator aufweist, erzeugt; und die Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit von dem modifizierten Frequenzsteuersignal gesteuert wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal durch Anlegen des ersten Signals an ein frequenzbestimmendes Resonanzelement zur Erzeugung eines Frequenz-Referenzsignals erzeugt; die Phase des ersten Signals unter Bildung eines phasenverschobenen ersten Signals um einen festen Betrag verschoben; und die

   • Phase des Referenzsignals mit der Phase des phasenverschobenen ersten Signals verglichen wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal durch das Phasensteuersignal mittels Verschiebung der Phase des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrags modifiziert wird.

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4. 4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal mittels des Phasensteuersignals nur bei Fourierfrequenzen modifiziert wird, die niedriger als die zweite Fourierfrequenz sind, indem das • Phasensteuersignal unter Entfernung aller Komponenten gefiltert wirdg die Frequenzen oberhalb einer vorgegebenen, niedriger als die zweite Fourierfrequenz liegenden Frequenz haben.
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-4 zur Steuerung der Frequenz eines Ausgangssignals von einem spannungsgesteuerten Oszillator mit hohem Stabilitätsgrad, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Ausgangssignal eines kristallgesteuerten Oszillators abhängiges Phasensteuersignal erzeugt; die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators um einen von der Amplitude des Phasensteuersignals abhängigen Betrag verschoben? ein mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem phasenverschobenen Ausgangssignal des spannungsgesteaerten Oszillators und einem Ausgangssignal von einem frequenzbestimmenden Element, das durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregt wird, abhängiges Frequenzsteuersignal erzeugt; und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von dem Frequenzsteuersignal gesteuert wird.
6. 6. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch zur Steuerung der Frequenz eines periodischen Signals, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Signals, das bei Fourierfrequenzen oberhalb einer ersten Fourierfrequenz eine Störenergiedichte unterhalb eines vorgegebenen Niveaus hat; eine Einrichtung zur Erzeugung eines zweiten Signals, das bei Fourierfrequenzen unterhalb einer zweiten Fourierfrequenz, deren Frequenz

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   niedriger als die Frequenz der ersten Fourierfrequenz ist, eine Störenergiedichte unterhalb des vorgegebenen Niveaus hat; eine Einrichtung zur Erzeugung eines Phasensteuersignals in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal; eine Einrichtung zur Erzeugung eines FrequenzSteuersignals in Abhängigkeit von dem ersten Signal; eine Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal bei Fourierfrequenzen unterhalb der zweiten Fourierfrequenz; sowie durch eine Einrichtung zur Steuerung der Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit von dem modifizierten Frequenzsteuersignal.
7. 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des Frequenzsteuersignals ein frequenzbestimmendes Resonanzelement; eine Einrichtung zur Beaufschlagung des frequenzbestimmenden Resonanzelements mit dem ersten Signal, um so ein Frequenzreferenzsignal zu erzeugen; eine Einrichtung zur Verschiebung der Phase des ersten Signals um einen bestimmten Betrag zur Lieferung eines phasenverschobenen ersten Signals; sowie eine Einrichtung zum Vergleich der Phase des Frequenzreferenzsignals mit der Phase des phasenverschobenen ersten Signals unter Erzeugung des Frequenzsteuersignals aufweist.
8. 8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von.dem Phasensteuersignal eine Einrichtung zur Verschiebung der Frequenz des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrag aufweist.
9. 9» Anordnung nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals zur Entfernung aller Komponenten, die Frequenzen oberhalb einer vorgegebenen Frequenz unterhalb der zweiten Fourierfrequenz ent-

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   halten, sowie dadurch, daß die Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal eine Einrichtung zur Verschiebung der Phase des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrag aufweist.
10. 10. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch 1 zur Steuerung der Frequenz eines Ausgangssignals eines spannungsgesteuerten Oszillators mit hohem Stabilitätsgrad, gekennzeichnet durch einen ein Ausgangssignal abgebenden kristallgesteuerten Oszillator; eine Einrichtung zur Erzeugung eines mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Ausgangssignal des kristallgesteuerten Oszillators abhängigen Phasensteuersignals; eine Einrichtung zur Verschiebung der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators um einen von der Amplitude des Phasensteuersignals abhängigen Betrag; ein durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregtes frequenzbestimmendes Element; eine Einrichtung zur Erzeugung eines in seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem phasenverschobenen Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und einem Ausgangssignal des von dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregten frequenzbestiimnenden Elements abhängigen Frequenzsteuersignals; sowie durch eine Einrichtung zur Steuerung der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von dem Frequenzsteuersignal.
11. 11. Anordnung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals zur Entfernung der Komponenten, die eine Frequenz oberhalb einer vorgegebenen Fourierfrequenz haben.

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12. 12. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch 1 zur Erzeugung eines Ausgangssignals hoher Frequenz und niedrigen Störanteils, gekennzeichnet durch eine kristallgesteuerte Signalquelle, die ein erstes Signal bei einer ersten vorgegebenen Frequenz erzeugen kann; eine spannungsgesteuerte Signalquelle, die ein zweites Signal über einen Frequenzbereich einschließlich der ersten vorgegebenen Frequenz in Abhängigkeit von einem FrequenzSteuersignal erzeugen kann; eine Einrichtung zur Erzeugung eines Phasensteuersignals in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal; eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals unter Entfernung aller Frequenzkomponenten oberhalb einer zweiten vorgegebenen Frequenz; eine automatische Frequenzsteuer-Schleife mit einem frequenzbestimmenden Element und einem durch ein Signal steuerbaren Phasenschieber, der auf das zweite Signal anspricht, um so das Frequenzsteuersignal zu erzeugen; eine Schaltungseinrichtung zur Beaufschlagung des durch ein Signal steuerbaren Phasenschiebers mit dem gefilterten Phasensteuersignal, um so das Frequenzsteuersignal bei Frequenzen unterhalb der zweiten vorgegebenen Frequenz zu modifizieren; sowie durch eine Einrichtung zur Abgabe eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem frequenzbestimmenden Element in der automatischen Frequenzsteuer-Schleife.

    KN/ot/jn/sg 3

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