DE2436361A1 - Verfahren zur steuerung der frequenz eines mikrowellensignals und schaltungsanordnung zur durchfuehrung eines solchen verfahrens - Google Patents
Verfahren zur steuerung der frequenz eines mikrowellensignals und schaltungsanordnung zur durchfuehrung eines solchen verfahrensInfo
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Description
DiPL-ING. KLAUS NEUBECKER
4 Düsseldorf 1 · Schadowp. latz.9
., ,,, Düsseldorf, 26. Juli 1974
Westinghouse Electric Corporation
Pittsburgh, Pa., V. St. A.
Pittsburgh, Pa., V. St. A.
Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines Mikrowellehsignals und Schaltungsanordnung
zur Durchführung eines solchen Verfahrens
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Oszillatorsteuerkreise,
insbesondere auf ein Verfahren und ein System zur Erzeugung eines Mikrowellensignals mit verbesserten Störkennwerten in einem Doppelsteuerkreis.
In typischen Radar- und Nachrichtenübertragungssystemen, insbesondere
in Doppler-Radarsystemen, die Targets oder Ziele in Abhängigkeit
von einer Frequenzverschiebung des Echosignals erfassen, sind Mikrowellen-Frequenzsignalquellen mit extrem niedrigem Störkegel
erwünscht. Ein Maß für den Störanteil eines Mikrowellensignals ist das Verhältnis der Energie in einem Phasenstör-Seitenband, bezogen
auf die Eingangsträgerfrequenz auf einer Basis pro Hertz
der Bandbreitenspektraldichte, zu der gesamten Signalenergie bei der Fourier-Frequenz f von der Durchschnittsfrequenz des Signals.
Die Dimension ist Hz . Es ist wünschenswert, daß diesesEnergieoder
Leistungsverhältnis in dB ausgedrückt wird. Der Begriff£ (f),
wie er in der vorliegenden Anmeldung Verwendung findet, hat die Einheiten von dB/Hz. Der Wert «£ (f) eines Signals mit niedrigem
Störgehalt ist typischerweise bei der Mittenfrequenz des Signals am höchsten und für alle anderen, nur geringfügig gegenüber der
Mittenfrequenz beidseitig verschobenen Frequenzen sehr niedrig.
509809/0738
Telefon (0211) 32 08 58 Telegramme Custopat
Von einem solchen Signal kann man sagen, daß es bei Fourier-Frequenzen
oberhalb einer minimalen Fourier-Frequenz, beispielsweise Fourier-Frequenzen oberhalb einer Fourier-Frequenz von 500 Hz,
niedrige Störenergiewerte hat, wobei die Fourier-Frequenz als die gegenüber der Nennfrequenz (d.h. Mittenfrequenz) des Signals versetzte
Frequenz definiert ist.
Zur Verfügung stehende Mikrowellensignalquellen wie kristallgesteuerte
Oszillatoren können ein Ausgangssignal liefern, das eine genügend enge spektrale Energiedichte hat, indem der Signalenergiewert
bei niedrigen Fourier-Frequenzen in Nähe der gewünschten Nenn™ oder Mittenfrequenz des Oszillators minimal ist. Jedoch kann
der Störenergiewert bei hohen Fourier-Frequenzen um die Mittenfrequenz des kristallgesteuerten Oszillatros unannehmbar sein.
Andererseits kann ein Hohlraumresonator-Mikrowellen-Transistoroszillator
ein Mikrowellensignal liefern, das bei den höheren Fourier-Frequenzen in Nähe der Mittenfrequenz des Oszillators
annehmbare Störkennwerte hat, die jedoch bei den niedrigeren Fourier-Frequenzen in Nähe der Oszillator-Mittenfrequenz unannehmbar
sind.
Für beide oben genannte Typen von Mikrowellenfrequenz-Signalquellen
kann die Ausgangssignal-Energiedichte bei Frequenzen außerhalb eines schmalen Bandes um die Oszillator-Mittenfrequenz genügend
hoch sein, um das maximale Leistungsverhalten des Systems nicht erzielen zu können, insbesondere in PAM (pulse-amplitude modulation)
-Dopplerradareys temen, d.h. Impuls-Dopplerradarsystemen, die
mit Rechteckinpuls-AmplitudenHodulation einer Trägerfrequenz mit
niedrigem Störgehalt arbeiten. Eine solche Beschränkung des Leistungsvermögens
wirkt sich besonders stark bei Impuls-Dopplerradarsystemen
mit niedriger prozentualer Einschaltdauer aus, die mit einer der beiden vorbeschriebenen Arten von Mikrowellensignalquellen
zur Trägerfrequenzerzeugung arbeiten. Die Beschränkung ist bei Fourier-Frequenzen i» Bereich von 500 Hz bis 50.000 Hz infolge
des wirksamen "Faltens" des Störsignals bei hohen Fourier-Frequenin dem Bareich von 500 Hs bis 50.0OO Hz als Folg® der
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ORIGINAL INSPECTED
Amplitudenmodulation (PAM) besonders schwerwiegend.
Aufgabe vorliegender Erfindung ist die Schaffung eines neuartigen Verfahrens und Systems zur Erzeugung eines Mikrowellensignals mit
verbesserten Störkennwerten bei allen Fourier-Frequenzen.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist ein Verfahren zur Steuerung der Frequenz
eines Signals erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Signal, das bei Fourier-Frequenzen oberhalb einer ersten
Fourier-Frequenz eine Störenergiedichte unter einem vorgegebenen Niveau hat, erzeugt; die Frequenz des ersten Signals durch
ein Frequenzsteuersignal gesteuert; ein zweites Signal, das bei Fourier-Frequenzen unterhalb einer zweiten Fourier-Frequenz, deren
Frequenz niedriger als die Frequenz der ersten Fourier-Frequenz ist, eine Störungsdichte unterhalb des vorgegebenen Niveaus hat,
erzeugt! ein Phasensteuersignal in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich
zwischen dem ersten und dem zweiten Signal erzeugt; das Frequenzsteuersignal mittels einer Schleife zur automatischen
Frequenzsteuerung, die einen das Frequenzsteuersignal in Abhängigkeit
von dem Phasensteuersignal bei Fourier-Frequenzen unterhalb der zweiten Fourier-Frequenz modifizierenden Frequenz-Diskriminator
aufweist, erzeugt; und die Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit
von dem modifizierten Frequenzsteuersignal gesteuert
wird.
Erfindungsgemäß wird zur Erzeugung eines Ausgangssignals mit niedrigem
Störpegel ein Oszillator-Frequenzsteuersignal erzeugt und das Frequenzsteuersighal in Abhängigkeit von einem Feineinstellungs-Phasensteuersignal
so modifiziert, daß wünschenswerte Kennwerte oder Eigenschaften beider Steuersignale bei der Erzeugung
des Ausgangssignals ausgewertet werden. Dabei können die wünschenswerten Stör-Kennwerte sowohl eines kristallgesteuerten Oszillators
al· auch eines Hohlrauereaonator-Transistor-Mikrowellenoszillators
ausgewertet werden. Ferner könnt zur Erzeugung eines Mikrowellensignals
mit niedrigem Störpegel die gemeinsame Verwendung einer Frequenzsteuerschleife und einer Feineinstellungs-Phasensteuerschleife
in einem Oszillatorkreis infrage.
5 0 9 8 0 9/0 73 8 original inspected
Ein erstes Signal mit wünschenswerten Störenergiedichte-Kennwerten
bei Fourier=Frequenzen oberhalb einer ersten Fourier-Frequenz wird
mittels einer Einrichtung zur automatischen Frequenzsteuerung unter Verwendung eines Hohlraumresonators erhalten. Ein zweites Signal
mit wünschenswerten Störenergiedichte-Kennwerten bei Fourier-Frequenzen
unterhalb der ersten Fourier-Frequenz wird verwendet, um das erste Signal zumindest bei den Fourier-Frequenzen unterhalb
der ersten Fourier-Frequenz phasenmäßig zu steuern. Die Frequenz des ersten Signals wird somit sowohl in Abhängigkeit von der Einrichtung
zur automatischen Frequenzsteuerung als auch des Phasensteuersignals gesteuert»
Das erste und das zweite Signal werden vorzugsweise durch einen spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillator bzw. einen
kristallgesteuerten Oszillator erzeugt. Das Phasensteuersignal wird vorzugsweise durch Vergleich der relativen Phasen der Ausgangssignale
des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistors einerseits und des kristallgesteuerten Oszillators andererseits
erzeugt? und die Phase desSignals des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillators
wird um einen Betrag entsprechend der Amplitude des Phasensteuersignals verschoben. Das phasenverschobene
Signal, kann dann mit einem Frequenzsteuersignal von einer frequenzbestinimenden Einrichtung wie einem Hohlraumresonator verglichen
werden, der durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators erregt wird, um ein phasenmodifiziertes Frequenzsteuersignal
zu erzeugen. Das phasenmodifizierte Frequenzsteuersignal wird verwendet, um die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators bei niedrigen Fourierfrequensen zu steuern, um
so verhältnismäßig langsame (niederfrequente) Phasenfluktuationen in wünschenswerter Weise zu steuern. Bei hohen Fourierfrequenzen
werden die schnellen Phasenänderungen ausschließlich durch das Phasensteuersignal gesteuert. Das Ausgangssignal des apannungsgesteuerten
Oszillators kann verwendet werden, um ein Ausgangssignal zu liefern (,und insbesondere kann das Signal des apannungsgesteuerten
Oszillators, das am Ausgang eines Teils der frequenzbestimmenden
Einrichtung erscheint, zur Abgabe eines Ausgangssignals verwendet werden.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen
in Verbindung mit der zugehörigen Zeichnung erläutert. In der Zeichnung zeigern
Fig. IA in Blockform ein Funktionsschaltbild einer frequenzgesteuerten
Schaltung mit spannungsgesteuertem Mikrowellen-Transistor-Oszillator nach dem Stand der Technik;
ti
Fig. IB ein Diagramm, das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte
des Phasen-Störpegels der Schaltung nach Fig. IA als eine Funktion der Fourierfrequenz veranschaulicht;
Fig. IC ein Diagramm, das die spektrale Energiedichte des Ausgangssignals
von der Schaltung nach Fig. IA als eine Funktion der Frequenz veranschaulicht;
Fig. 2A in Blockform ein Funktionsschaltbild einer Frequenzsteuerschaltung
mit kristallgesteuertem Oszillator, die mit einer Phasensynchronisierschleife arbeitet;
Fig. 2B ein Diagramm, das die spektrale Energiedichte der Schaltung nach Fig. 2A als eine Funktion der Frequenz
veranschaulicht;
Fig. 3A in Blockform ein Funktionsschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Signalquelle mit niedrigem Störpegel
nach der Erfindung;
Fig. 3B Sin Diagramm,, das die spektrale Energiedichte der
Signalquelle nach Fig„ 3A als Funktion der Frequenz
veranschaulicht;
Fig„ 4 ein Diagramm,das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte
der Phase der Quelle nach Fig. 3A als eine Funktion der Fourierfrequenz bei Verwendung eines Frequenzverzehnfachers
zur Erhöhung der Frequenz des Ausgangssignals veranschaulicht; und
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FIg0 5 ein Diagramm, das die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte
der Quelle nach Fig. 3A als eine Funktion der Fourierfrequenz unter Verwendung eines Frequenzverdreifachers
zur Erhöhung der Frequenz des Ausgangssignals veranschaulicht.
Im einzelnen zeigt Fig. IA eine typische frequenzgesteuerte oder
frequenzstabilisierte Mikrowellensignalquelle mit einem spannungsgesteuerten Mikrowellen-Transistor-Oszillator 10, dessen Ausgangssignal
einer Sendeeinheit (nicht dargestellt) zugeführt werden, außerdem einen herkömmlichen Frequenzdiskriminator 12 speisen kann.
Das Fehlersignal vom Frequenzdiskriminator 12 kann über einen geeigneten Verstärker-/Filterkreis 11 dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator
10 zugeführt werden, um die Frequenz des Oszillators 10 zu regeln.
Eine Anzeige für die Frequenzstabilität des Oszillators 10 ist die
spektrale Winkelmodulations-Energiedichte S,.(£) des Oszillator-Ausgangssignals,
indem diese Größe eine Anzeige der relativen Energieniveaus des gewünschten Signals bei der Oszillator-Mittenfrequenz
£ und der unerwünschten oder Störsignale bei anderen Frequenzen liefert. Die auf Wullfrequenz für ein Oszillator-Ausgangssignal
bezogene spektrale Einzelseitenband-Winkelmodulations-Energiedichte
läßt sich in Form von Dezibel je Periode (dB/Hz) wie folgt ausdrücken:
S JU (f)
10 log10^(f) = 10 log10 -^- dB/Hz (1)
Die Größe S-*. für einen Oszillator ergibt sich üblicherweise aus
Phasenfluktuationen des Osziliatorsignals infolge thermischen
Rauschens„ Schrotrauschens und Modulationsauswirkungen niederfrequenten
Rauschens, wie es in den in dem Oszillator verwendeten
Halbleiter-Bauelementen, Wiederständen und Kondensatoren auftritt.
Solche Phasenfluktuationen führen zu Rauschen bei Fourierfrequenzen
ff und die spektrale Phasen-Rausch- oder -Stör^Energiedichte
kann als dl© phasenmoduliert© Einzelseitenband-Signaleiiergie^Cf)
ausgedaJickt v/erden.
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Da der Oszillator nach Fig. IA eine frequenzbestimmende Schaltung
enthält, wird die Fluktuation der Phase des Ausgangssignals, die durch Phasenfluktuationen S/<
(f) in der Leerlauf übertragung her-
OfD
vorgerufen wird, durch das Gruppenverzögerungsverhalten des frequenzbestimmenden
Kreises in eine Fluktuation der Oszillatorfrequenz umgewandelt» Wo ein einfacher Resonator wfe ein Hohlraumresonator
mit vorgegebenem Q als frequenzbestimmendes Element in dem Oszillatorkreis verwendet wird, kann die Gruppenverzögerung ^£
bei der Resonanzfrequenz f des Resonators wie folgt ausgedrückt
werden:
30 _ -1 Q m
ψ ° fö ' U)
wobei f die Oszillator-Mittenfrequenz ist.
Um für den Oszillatorkreis die höchstmögliche Frequenzstabilität zu erzielen, muß die Gruppenverzögerung dft ssäs^ d^ so groß wie
möglich sein. Somit muß das effektive Q des Resonators so groß wie möglich sein, und die durch den Oszillatorkreis bei der Oszillatorfrequenz
eingeführte Phasenverschiebung muß so nahe wie möglich bei 27ΓN liegen, wobei N eine ganze Zahl ist. Natürlich kann, wenn
ein Resonator als frequenzbestimmendes Element in der Schaltung nach Fig. IA verwendet wird, der Resonator infolge der Abnahme
eines Steuersignals davon eine übermäßige Belastung erfahren, was zu einer Verringerung des effektiven Q des Resonators führt.
Wenn in dem Oszillator 10 der Fig. IA mit einer übermäßigen Schleifenverstärkung
gearbeitet wird, weicht die Frequenz des für Steuerzwecke
verwendeten Signals von der Resonanzfrequenz des Resonators
ab, was zu einer niedrigeren Gruppenverzögerung sowie einer Amplitudenabhängigkeit
führt, so daß die harmonischen Ströme und somit die resultierende Phase bei der vom Resonator gesteuerten Oszillator-Mittenfrequenz
beeinträchtigt werden.
Nimmt man an, daß die harmonischen Ströme vernachlässigt werden
können und die spektrale Amplituden-Energiedichte viel kleiner als die spektrale Energiedichte infolge Phasenfluktuationen ist,
so kann die spektrale Energiedichte des Ausgangssignals von der
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Oszillatorschaltung der Fig. 1 einfach durch die spektrale Phasen-Störenergie-Dichte
wie folgt ausgedrückt werden:
1/2 S^A0(f) fl + (fo/2Qf)^7 (3)
Die spektrale Einzelseitenband-Energiedichte S G(f) steht zu
<£G(f) wie folgt in Beziehung:
&Q{£) « (1/2 rad2)S^G(f) , (4)
wenn bei Frequenzen von f und mehr auftretende Phasenfluktuationen
klein gegenüber 1 rad sind. Vorsorglich sei darauf hingewiesen, daß es ein<£. (f) für den Amplitudenbegrenzer eines Oszillators und
ein«%?G(f) für den gesamten Oszillator gibt.
Die obigen Beziehungen sind die Grundbeziehungen, die die kurzzeitig
gesehene Frequenzstabilität eines harmonischen Oszillators beschreiben. Der erste Ausdruck der Beziehung (3) ist das Frequenzrauschen
des Oszillators, während der zweite Ausdruck dem zusätzlichen Phasenrauschen entspricht. Wie ersichtlich, wird für eine
Fourierfrequenz f kleiner als die Größe fQ/2Q das Oszillator^
Ausgangssignal-Störenergiespektrum durch den Frequenzrauschen-Anteil dominiert. Für Fourierfrequenzen f größer als die Größe ·.
f /2Q überwiegt der Phasenrausch- oder Störanteil des Oszillatorausgangssignal-Störenergie-Spektrums.
Die obigen Prinzipien lassen sich aufydie den frequenzgesteuerten
Mikrowellen-Transistor-Oszillator enthaltende Schaltung nach Fig. IA unter der Annahme eines effektiven Q von 200 anwenden. Der
•pannungsgesteuerte Oszillator 10 kann selbst ein Q zwischen 10
und 20 haben. Jedoch kann wegen der Verwendung einer Rückkopplung über einen Frequenzdiskriminator die gesamte Oszillatorschleife
als ein einfacher haraonischer Oszillator beschrieben werden. Ein einfacher harmonischer Oszillator genügt der nichtlinearen
van der Pol-Differentialgleichung für einen elektrischen Oszillator und enthält somit 1) einen Resonator, der das prinzipielle
frequenzbestimmende Element bildet; 2) einen Verstärker zur Abgabe
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eines positiven Rückkopplungssignals und einer ausreichenden Verstärkung,
so daß sich ein Oszillationsvorgang aufbaut; 3) einen Begrenzer zur Stabilisierung der inkrementellen Verstärkung nach
dem Aufbau der Oszillation, so daß es zu einer konstanzen amplitudengestützten
Oszillation kommt. Das Resonator-Q von 200 bezieht sich auf das effektive Q der gesamten Anordnung nach Fig. IA, wenn
seine Arbeitsweise unter Bezugnahme auf den van der Pol-Oszillator·
beschrieben wird. ·
Die Einzelseitenband-Energie-Spektraldichte iß(f) des Oszillator-Ausgangssignals
in Abhängigkeit von der Fourierfrequenz (d.h. der gegenüber der Mittenfrequenz fQ versetzten Frequenz) für den
Schaltungsaufbau nach Fig. IA kann wie in Fig. IB für Ausgangssignale
in den angegebenen Frequenzbändern aufgetragen werden. Wie aus Fig. IB ersichtlich, ist beispielsweise für eine Fourierfrequenz
von 500 Hz und eine Oszillator-Mittenfrequenz im 5t#-Band
die spektrale S-Band-Einzelseitenband-Energiedichte des Ausgangssignals
-5,0 dB/Hz.
In vielen Systemen, die mit kodierter kohärenter Radar-Signalbildung
in der Anwesenheit eines großen kohärenten Störsignals arbeiten, kann es typischerweise erforderlich sein, daß die
Mikrowellensignalguelle ein Ausgangssignal mit einer Einzelseitenband-Energie-Spektraldichte
bei einer Fourierfrequenz von 500 Hz von annähernd -114 dB/Hz abgibt. Der Oszillatorkreis nach
Fig. 1A kann dieser Bedingung, selbst bei Ahnahme eines verhältnismäßig
hohen Q von 200, nicht entsprechen. In der Tat wird diese zusätzliche Energie-Spektraldichte von -114 dB/Hz nur bei
Fourierfrequenzen jenseits einer Frequenz f.. erzielt, die über
100 kHz liegt. .
Die Folgen einer Oszillatorinstabilität lassen sich deutlicher
anhand des Diagramms der Fig. IC erkennen. Es sei angenommen, daß die gestrichelte Linie 13 eine zulässige Störenergiedichte anzeigt,
worin die gestrichelte Linie 14 die Ausgangssignal-Energiedichte
des Oszillators 10 ohne automatische Frequenzsteuerung
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zeigen möge. Mit der in Fig. 1A gezeigten Frequenzsteuerschleife
kann die Oszillator-Ausgangssignal-Störenergiedichte verringert werden, so daß die Störenergiedichte bei der Fourierfrequenz f1
annehmbar bzw. zulässig ist. Wie jedoch zuvor angedeutet, kann diese Frequenz in der Größenordnung von 100 kHz liegen, was zu
einem Ausgangssignal-Energiedichte-Spektrum unzulässig großer Breite führt.
Um das Leistungsverhalten oder die Leistungsfähigkeit von Mikrowellensignalquellen
zu verbessern, ist vorgeschlagen worden, daß ein kristallgesteuerter Hochfrequenz (HF)- oder Ultrahochfrequenz
(VHF)-Oszillator und ein Frequenzvervielfacher mit niedrigem Rausch- bzw. Störpegel verwendet werden, um den spannungsgesteuerten
Transistor-Oszillator phasenmäßig zu synchronisieren. Beispielsweise kann entsprechend Fig. 2A das Ausgangssignal eines
kristallgesteuerten HF-Oszillators 16 durch einen Frequenzvervielfacher 18 vervielfacht werden, um ein Ausgangssignal in dem
gewünschten Frequenzband abzugeben. Das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers
18 kann dem einen Eingang eines geeigneten herkömmlichen Phasendetektor 20 zugeführt werden,dessen Ausgangssignal
über einen geeigneten Verstärker-/Filterkreis 22 einem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 24 zugeführt werden
kann, um dessen Frequenz zu steuern. Das Ausgangssignal des
spannungsgesteuerten Transistor-Oszillators 24 kann als Ausgangssignal der Sendeeinheit (nicht dargestellt) zugeführt, außerdem
zu einem Eingang des Phasendetektors 20 zum Vergleich mit dem Signal von dem Frequenzvervielfacher 18 zurückgeführt werden.
Das resultierende Diagramm der Energiedichte in Abhängigkeit von der Frequenz für den Schaltungsaufbau nach Fig. 2A ist mit Fig.
2B wiedergegeben. Nimmt man an, daß ein Störenergie-Dichtewert auf oder unter der gestrichelten Linie 26 zulässig ist, so können
die Punkte 28 einen zulässigen Energiewert bei Fourierfrequenzen von 500 Hz auf beiden Seiten der Mittenfrequenz f darstellen. Die
Mikrowellensignalquelle nach Fig. 2A liefert somit ein zusätzliches Ausgangssignal zwischen der Mittenfrequenz f und der
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Fourierfrequenz f.., bei der das Ausgangssignäl von der Mikrowellensignalquelle
der Fig. 1A nicht annehmbar bzw. unzulässig ist. Jedoch können bei höheren, um eine Fourierfrequenz f« zentrierten
Fourierfrequenzen Störenergiedichten oberhalb des mit der gestrichelten
Linie 26 angedeuteten Niveaus bestehen.
Diese unerwünschten Ausläufer des Störenergie-Dichtewertes über
den zulässigen Wert entsprechend der gestrichelten Linie 26, zentriert um die Frequenz f2, können etwas durch Verringerung der
Bandbreite des Verstärker-yFilterkreises 22 verbessert werden. Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 2A kann es dann jedoch unmöglich
sein, den Störenergie-Dichtewert bei allen Fourierfrequenzen unter den zulässigen Wert entsprechend der gestrichelten
Linie 26 abzusenken.
Erfindungsgemäß wird eine Mikrowellenfrequenzquelle mit annehmbaren
Phasenfluktuationen und somit annehmbaren Störenergiedichten bei sowohl niedrigen als auch hohen Fourierfrequenzen vorgesehen.
Fig. 3A zeigt eine bevorzugte Ausführungsform nach der Erfindung,
wobei das Ausgangssignal von einem kristallgesteuerten Oszillator
30 mit veränderlicher Frequenz und niedrigem Störpegel frequenzmäßig durch einen Frequenzvervielfacher 32 mit niedrigem Störpegel
wie einem Transistor-Warmträgerdioden- oder Varaktordiöden-Frequenzvervieifacher
erhöht und einem Eingang eines geeigneten herkömmlichen Phasendetektors 34 zugeführt wird, dem außerdem das
Ausgangssignal eines herkömmlichen spannüngsgesteuerten Transistor-Oszillators
36 zugeführt werden kann. Das Ausgangssignäl des Phasendetektors 34 wird über ein Schmälbandverstärker/Schleifenfilter
38 dem Steuereingang eines spannüngsgesteuerten Phasenschiebers
40 zugeführt.
Das Ausgangssignal von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator
36 wird außerdem einem herkömmlichen Fest-Phasenschieber
42 sowie einem herkömmlichen frequenzbestimmenden Element wie einem Koaxialresonator 44 zugeführt. Ein Ausgangssignäl
des Phasenschiebers 42 wird über den spannungsgesteuerten
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Phasenschieber 40 dem einen Eingang eines herkömmlichen Phasendetektors
46 zugeführt, während ein Ausgangssignal von dem Koaxialresonator 44 zu dem anderen Eingang des Phasendetektors 46
geführt werden kann. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 46 kann über ein geeignetes Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52
dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Transistor-Oszillators 36 zugeführt werden.
Das Ausgangssignal des Koaxialresonators 44 kann einem herkömmlichen
Frequenzvervielfacher 48 wie einem Schritt-Erholungsdioden-Frequenzvervielfacher
zugeführt werden. Das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 48 kann über einen Ausgang 50 zu der Sendeeinheit
(nicht dargestellt) gelangen.
Im Betrieb wird die Frequenz des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten
Oszillator 36 in erster Linie durch die Resonanzfrequenz des Koaxialresonators 44 bestimmt. Das Ausgangssignal des
spannungsgesteuerten Oszillators 36 wird dem Koaxialresonator zugeführt und durch den Fest-Phasenschieber 42 um etwa 90° (Tf'/2
rad) phasenverschoben. Unter der Annahme, daß dem spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 kein Steuersignal zugeführt wird,
wird das um 90° phasenverschobene Signal von dem Fest-Phasenschieber 42 hinsichtlich seiner Phase mit dem Ausgangssignal von
dem Koaxialresonator 44 verglichen, so daß der Phasendetektor 46 ein Frequenzsteuersignal erzeugt, das die Phasenzuordnung
zwischen den zugeführten Signalen anzeigt. In diesem Zusammenhang kann der Phasendetektor 46 ein Ausgangssignal einer Polarität für
eine Phasendifferenz zwischen den angelegten Signalen von weniger als 90° und mit entgegengesetzter Polarität für eine Phasendifferenz
zwischen den angelegten Signalen von mehr als 90° abgeben. Wegen des d^/dyCO-Verhaltens des Koaxialresonators 44 ist diese
Phasendifferenz ein Maß für die Frequenzänderungen des Oszillators
36.
Das Frequenzsteuersignal vom Phasendetektor 46 wird durch das Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 verstärkt und gefiltert
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und dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 zugeführt, um dessen Frequenz zu steuern. Auf diese Weise wird eine Schleife
mit automatischer Frequenzsteuerung (AFC) mit dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36, dem Fest-Phasenschieber 42,
dem Koaxialresonator 44, dem Phasendetektor 46 und dem Breitbandverstärker/Schleifenfilter
52 gebildet. Durch diese AFC-Schleife wird der Wert £ (f) des Ausgarigssignals vom spannungsgesteuerten
Transistor-Oszillator 36 bei Frequenzen oberhalb einer ersten vorgegebenen Fourierfrequenz auf einem zulässigen Wert gehalten,
und das Energiedichtespektrum kann ähnlich dem mit Fig. 1C wiedergegebenen
sein.
Jedoch ist außerdem eine Schleife mit automatischer Phasensteuerung
(APC) vorgesehen, die vorzugsweise den kristallgesteuerten Oszillator 30 mit niedrigem Stör- bzw. Rauschpegel, den Frequenzvervielfacher 32, den Phasendetektor 34, das Schmalbandverstärker/
Schleifenfilter 38 und den spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 enthält. Diese APC-Schleife sorgt für eine Feinsteuerung der Frequenz
des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 bei den niedrigen Fourierfrequenzen, vorzugsweise
unterhalb einer zweiten vorgegebenen Fourierfrequenz, die niedriger als die erste Fourierfrequenz ist, beispielsweise bei Fourierfrequenzen
unter 50 kHz. Dabei kann der kristallgesteuerte Oszillator
30 mit niedrigem Störpegel wie weiter unten im einzelnen
erläutert hinsichtlich seiner Frequenz so eingestellt werden, daß die Mittenfrequenz des dem Phasendetektor 34 zugeführten Ausgangssignals
vom Frequenzvervielfacher 32 im wesentlichen die gleiche
wie die Mittenfrequenz des Ausgangssignals von dem spannungsgesteuerten Transistor-Oszillator 36 ist, d. h. beide Signale haben
eine Mittenfrequenz f. . :
Der Phasendetektor 34 liefert so ein Phäsensteuer-Ausgangssignal,
das für die Phasenzuordnung zwischen den Ausgangssignalen des kristallgesteuerten Oszillators 30 und des spannungsgesteuerten
Oszillators 36 repräsentativ ist. Dieses Phasensteuersignal kann, bei entsprechender Verstärkung und Filterung durch das Schmalband-
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verstärker/Schleifenfilter 38, dazu dienen, die Gesamtphasenverschiebung
durch den Fest-Phasenschieber und den spannungsgesteuerten Phasenschieber 40 zu ändern oder zu modifizieren. Dadurch
wird wiederum das der Spannung zugeführte Frequenzsteuersignal modifiziert.
Beispielsweise kann der spannungsgesteuerte Phasenschieber 40 eine Phasenänderung von + 0,2 rad um eine nominelle ΤΓ/2 rad-Phasenverschiebung,
wie sie durch den Fest-Phasenschieber 42 erhalten wird, bewirken. Diese feinstufige Steuerung kann durch die
begrenzte Bandbreite des Schmalbandsverstärker/Schleifenfilters 38 auf einen Fourierfrequenzbereich zwischen 0 und 25 bis 50 kHz
beschränkt werden. Auf diese Weise weist das Ausgangssignals vom spannungsgesteuerten Transistors-Oszillator 36 eine wünschenswerte
Energiedichte/Frequenzkennlinie ähnlich der mit der Kurve
der Fig. 2B im Frequenzbereich f + f.. wiedergegebenen auf.
Für Fourierfrequenzen oberhalb der oberen 25 bis 50 kHz Bandbreitengrenze
des Schmalbandverstärkers/Schleifenfilters 38 übt die APC-Schleife auf die Frequenzsteuerung des spannungsgesteuerten
Transistor-Oszillators 36 nur eine geringe oder keine Wirkung aus. Oberhalb dieser oberen Grenze ist es die zuvor beschriebene
AFC-Schleife, die die Frequenz des Oszillators 36 steuert und das
gewünschte Ausgangssignal-Energiedichte-Spektrum ähnlich dem für
höhere Fourierfrequenzen mit Fig. 1C wiedergegebenen liefert.
Wie mit Fig. 3B gezeigt, kann das resultierende Energiedichtespektrum
des Ausgangssignals der Schaltungsanordnung 3A im wesentlichen als aus den Kurven nach Fig. 1C und 2B zusammengesetzt
angesehen werden. Da die APC-Schleife mit dem kristallgesteuerten Oszillator eine Feinphaseneinstellung bei den niedrigeren
Fourierfrequenzen, beispielsweise im Bereich f + f1, bewirkt,
ist die Störenergiedichte innerhalb dieses Frequenzbereichs annehmbar oder zulässig. Bei höheren Fourierfrequenzen,
bei denen die APC-Schleife mit dem kristallgesteuerten Oszillator eine Erhöhung des Störpegels aufweisen könnte, beispielsweise bei
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um f + f~ zentrierten Frequenzen, bildet die AFC-Schleife den
in erster Linie die Frequenz bestimmenden Schaltkreis, und das Störenergieniveau übersteigt keinen zulässigen Wert.
In der Schaltung nach Fig. 3A befinden sich naturgemäß zwei
Resonatoren, nämlich a) die Quarzkristalleinheit in dem Oszillator 30 und b) der Koaxialresonator 44. Ohne die Quarzkristalleinheit
und die Feineinstellurigs-Phasensynchronisierschleife wird die Nennfrequenz des Oszillators 36 durch den Resonator 44 gesteuert.
Wenn die AFC-gesteuerte Oszillatorschleife mit der Harmonischen des kristallgesteuerten Oszillators 30 phasensynchronisiert
ist, muß die Frequenz der AFC-gesteuerten Schleife (d. h. ihre Nennfrequenz sowie die Augenblicksfrequenzen, die mit Werten
entsprechend einem zugeordneten Energiespektrum zwischen f und f-(vgl.
Fig. 2B) auftreten) durch die Nennfrequenz der Harmonischen des kristallgesteuerten Oszillators 30 gesteuert werden.
Der Bereich, über den eine solche statische Frequenzsteuerung der AFC-gesteuerten Oszillatorschleife ohne eine Beeinträchtigung
der den Störpegel der AFC-Schleife verringernden Eigenschaften möglich ist, beträgt etwa +0,1 fo/Q um die Mittenfrequenz
der AFC-gesteuerten Oszillatorschleife. Dies entspricht einem statischen Phasenfehler oder einer Abweichung von der
ΤΓ/2-Phasenverschiebung am Phasendetektor 46 von etwa +0,2 rad.
Die Ungenauigkeit der AFC-gesteuerten Frequenz beträgt typischerweise
+ 3 χ 1O~ oder + 30.000 Hz.
Die Ungenauigkeit der kristallgesteuerten Oszillatornennfrequenz beträgt typischerweise + 1 χ 10~ bei der Fertigung des Kristalls,
+4 χ 10~ infolge Temperatur und 5 χ 10 pro Jähr infolge
Alterungserscheinungen. Eine manuelle Verstellung kann den "Setz"-Fehler von + 1 χ 10~ aufnehmen. Die gesamte Änderung
ohne" Anpassung des Koaxialresonators 44 (mittels einer Feingewindesonde)
über ein Jahr ist im ungünstigsten Fall + 4 χ 10 oder + 40.000 Hz.
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Wenngleich dies etwas mehr ist als gewünscht wird, würde die Anordnung immer noch zufriedenstellend arbeiten, da der +0,2 rad-Wert
erhaltend ist. Ferner ist es unwahrscheinlich, daß die Temperaturänderung den ungünstigsten Maximalfehler zwischen dem
Koaxialresonator 44 und der Kristalleinheit im Oszillator 30 aufweist. Mit anderen Worten, es ist der Differenzfrequenzfehler
zwischen dem Koaxialresonator 44 und dem Kristallresonator in dem Oszillator 30, auf den es ankommt. Durch geeignete Auslegung
der Quarzkristalleinheit, beispielsweise unter Verwendung einer doppelt gedrehten Y-Schnitt-Kristalleinheit, kann dafür
gesorgt werden, daß die Kristalleinheit und der Koaxialresonator 44 die gleiche Art von Temperaturkennwerten haben und somit der
Differentialfehler leicht auf weniger als + 2 χ 10 pro Jahr gehalten werden kann, was dann einem maximalen statischen Fehler
gegenüber "Tf/2 an dem Phasendetektor 46 entspricht, der mit
Sicherheit innerhalb der zuvor erwähnten erhaltenden Konstruktionsgrenzen liegt. Es ist daher nicht notwendig, eine feine
mechanische Feineinstellung des Koaxialresonators 44 vorzusehen, um die Anordnung für Alterungs- und Temperaturänderung auf Höchstleistung
zu halten.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Signalquelle nach Fig. 3A ist der kristallgesteuerte Oszillator 30 vorzugsweise ein
VHF-Oszillator. Der spannungsgesteuerte Oszillator 36 arbeitet vorzugsweise im L-Bandbereich und liefert eine Ausgangsleistung
von etwa 2 W. Der Frequenzvervielfacher 32 erhöht die Frequenz des UHF- bzw. VHF-Signals von dem kristallgesteuerten Oszillator
30 zu dem L-Bandbereich, und der Frequenzvervielfacher 48
kann das L-Band-Ausgangssignal vom Koaxialresonator 44 um etwa
den Faktor 10 vervielfachen, um ein Ausgangssignal im X-Bandbereich zu liefern, um den Faktor 3 vervielfachen, um ein Ausgangssignal
im S-Bandbereich zu liefern, oder um den Faktor 5 vervielfachen, um ein Ausgangssignal im C-Bandbereich zu liefern.
Natürlich kann das L-Band-Ausgangssignal unmittelbar verwendet
werden, wenn ein Ausgangssignal in diesem Bereich niedrigerer Frequenz gewünscht wird.
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Entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung verwendet der
kristallgesteuerte UHF-Oszillator 30 vorzugsweise eine AT-Schnitt-Fünfte-Oberwelle-Kristalleinheit
als das frequenzbestimmende Element. Die Frequenzstabilität eines solchen Oszillators ist
für eine bestimmte Temperatur typischerweise 5 χ 10~ pro Jahr
oder besser. Da die Frequenz eines AT-Schnitt-Kristallresonators von dem Schnittwinkel und der Resonatortemperatur abhängt, wie
das allgemein bekannt ist, kann eine grobe Temperaturüberwachung erforderlich sein, um eine angemessen gute Frequenzstabilität
aufrechtzuerhalten.
Der Kristallresonator hat vorzugsweise einen genügend hohen Temperatur-"Umkehr"-Punkt (Temperatur, bei der df/dT = 0), so
daß die überwachung der Temperatur innerhalb + 10° C zu einer
— 6 Frequenzänderung von weniger als + (4x10 )(f ) Hz oder
+ 4000 Hz führt.
Ferner kann zur Erzielung einer Einstellbarkeit eine herkömmliche spannungsabstimmbare Reaktanz in dem frequenzbestimmenden Kreis
des kristallgesteuerten Oszillators 30 verwendet werden. Diese spannungsabstimmbare Reaktanz liefert eine Einstellbarkeit in
der Größenordnung von + (1 χ 10~ )(f ) Hz, ohne das effektive Q der Kristalleinheit nennenswert zu beeinträchtigen.
Der Frequenzvervielfacher 32 kann Abstimmdioden mit hohem Q wie
Varaktordioden mit einem Y von etwa 0,5 anstelle der allgemein eingesetzten hyperabrupten oder Stufen-Erholungsdioden verwenden.
Die Varaktordioden mit hohem Q sind während aller Teile der zusammengesetzten Spannung an den Dioden in Sperrichtung vorgespannt
.
Mit der vorbeschriebenen Anordnung ist es möglich, für den kristallgesteuerten Oszillator insgesamt ein Q von etwa 80.000
bei 100 MHz zu erzielen. Die resultierende Phasenfluktuation bei einer Fourierfrequenz von 1000 Hz kann typischerweise etwa
—15 2
1,16 χ 10 rad /Hz betragen, um auf einen im wesentlichen
1,16 χ 10 rad /Hz betragen, um auf einen im wesentlichen
509809/0738
— 16 2 konstanten Wert von etwa 1,2 χ 10 rad /Hz bei Fourierfrequenzen
um 96 kHz abzufallen, insbesondere wenn Transistoren für hohes ffc, niedriges rbb und hohes hFE gewählt sind.
Der frequenzbestimmende Koaxialresonator 44 ist notwendigerweise ein L-Bandresonator, wenn er in Verbindung mit einem spannungsgesteuerten
L-Bandoszillator verwendet wird. Der Resonator 44 ist vorzugsweise in herkömmlicher Weise temperaturkompensiert,
um so für einen Frequenzfehler von weniger als etwa (3 χ 10 ) (f ) Hz zu sorgen.
Der spannungsgesteuerte Phasenschieber 40 ist vorzugsweise eine kurzgeschlossene übertragungsleitung, die durch zwei jeweils rückseitig
in Reihe geschaltete und in Sperrichtung vorgespannte Varaktordioden abgeschlossen ist. Die beiden Dioden können mit
dem einen Pol eines Dreipol-Zirkulators verbunden sein, und das phasenverschobene Ausgangssignal ist mit einem zweiten Pol des
Zirkulators gekoppelt. Das Phasenschieber-Steuersignal kann dem Diodenpaar zugeführt werden, und für die erforderlichen Leistungs-
oder Energiewerte wird das Scheitel-zu-Scheitel-L-Bandsignal
über die einzelnen Dioden auf einem Wert gehalten, der gegenüber dem Phasenschieber-Steuersignal klein ist, so daß die
Verzerrung des phasenverschobenen L-Bandsignals vernachlässigbar ist. Auf diese Weise kann mit einer geeigneten Länge der
übertragungsleitung eine sehr lineare Phasenverschiebungs-/ Steuersignal-Kennlinie über einen Bereich von +0,2 rad erzielt
werden.
Der Phasendetektor 46 ist vorzugsweise ein mit Warmträger-Schottky-Sperrschichtdioden
arbeitender Ringmodulator. Der Phasendetektor 46 liefert damit ein Ausgangssignal bei sehr
niedrigen Impedanzwerten, das bei 0 V stabil bleibt, wobei die Phasenzuordnung zwischen den angelegten Signalen einer Phasenverschiebung
von 90° entspricht. Darüber hinaus liefert der Phasendetektor 46 eine Phasenempfindlichkeit von 0,2 V/rad mit
Eingangssignal-Energieniveaus von nur + 3 dBm. Das äquivalente
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Eingangsphasenrauschen eines solchen Phasendetektors ist etwa
20 dB niedriger als es sich mit Detektoren erzielen läßt, die andere Diodentypen verwenden. Beispielsweise kann die phasenmodulierte
Eingangs-Einzelseitenband-Signalenergie jC (f) bei
einer Fourierfrequenz von 1 Hz typischerweise in der Größenord-
— 3 2
nung von 1,6 χ 10 rad /Hz liegen, und das äquivalente Phasenrauschen
am Detektorausgang nimmt mit wachsender Fourierfrequenz bei einer spektralen 1/f-Energiedichte ab.
Zwischen den Koaxialresonator 44 und den Phasendetektor 46 kann ein geeignetes herkömmliches Dämpfungsglied (nicht dargestellt)
geschaltet sein, so daß der Resonator 44 eine Signalleistung von etwa + 3 dBm an den Phasendetektor 46 liefert. Ferner kann
ein herkömmlicher Zwischenverstärker verwendet werden, um das Ausgangssignal des Resonators 44 auf ein Signalleistungsniveau
von etwa + 30 dBm zu verstärken und damit den Frequenzvervielfacher 48 zu speisen. Ein Ausgangssignal-Leistungsniveau zwischen
10 und 50 mW kann so am Ausgang 50 verfügbar gemacht
werden.
Wie zuvor erwähnt, sind zwei Rückkopplungs-Steuerschleifen durch die Schaltung nach Fig. 3A vorgesehen. Die AFC-Schleife (d. h.
der spannungsgesteuerte Oszillator 36, die Phasenschieber 42 und 40, der Resonator 44, der Phasendetektor 46 und das Breitbandverstärker/Schleifenfilter
52) hat vorzugsweise eine Leerlaufverstärkung von mehr als etwa 22,2 dB bei niedrigen Frequenzen.
Eine wünschenswerte Schleifenverstärkung kann somit 30 dB sein, was zu einer Frequenz von etwa 8,15 MHz mit der
Verstärkung 1 führt.
Diese Frequenz mit der Verstärkung 1 würde gewöhnlicherweise eine AFC-Schleifen-Bandbreite von etwa 8,15 MHz bedingen. Wenn
auch diese Bandbreite normalerweise erhalten würde, so kann doch die Verwendung eines herkömmlichen Nacheil-/Voreil-Netzwerks
in dem Breitbandverstärker/Schleifenfilter 52 die Verringerung der AFC-Schleifen-Bandbreite auf etwa 2 MHz ermöglichen, ohne
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deshalb Kompromisse hinsichtlich der Signalqualität eingehen zu müssen.
Die ÄPC-Schleife (d. h. der kristallgesteuerte Oszillator 30,
der Frequenzvervielfacher 32, der Phasendetektor 34 und das
Schmalbandverstärker/Schleifenfilter 38) haben eine Gesamtschleif enver Stärkung bis herab zu + 23 dB bei einer Fourierfrequenz
von 2000 Hz, wenn mit einem Oszillator und Vervielfacher niedrigen Stör- bzw. Rauschpegels gearbeitet wird. Die erforderliche
APC-Schleifen-Bandbreite kann in der Größenordnung von 28.000 Hz liegen, um annehmbare Ergebnisse zu erzielen. Diesen
Mindestanforderungen kann in jeder geeigneten herkömmlichen Weise nachgekommen werden. Beispielsweise kann das Schmalbandverstärker/Schleifenfilter
38 durch ein herkömmliches Nacheil-/ Voreil-Netzwerk mit einem oberen Frequenzansprechen von etwa
400 - 3000 Hz kompensiert werden.
Mit dem oben beschriebenen Oszillatorkreis, wie er in Fig. 3 funktionell dargestellt ist, kann ein X-Band-Ausgangssignal
mit einem Einzelseitenband-Energiedichte-Spektrum nach Fig. 4 erhalten werden. Wie aus dem Diagramm der Fig. 4 ersichtlich,
ist der Störpegel niedriger, als er sich früher über das gesamte Spektrum erzielen ließ. Beispielsweise ist die Einzelseitenband-Energie
j6 (f) etwa - 108 dB/Hz bei einer Fourierfrequenz
von 625 Hz, um dann bei einer Fourierfrequenz von 37.000 Hz auf - 123 dB/Hz abzufallen.
In ähnlicher Weise lassen sich, wenn ein Verdreifacher als Frequenzvervielfacher 48 eingesetzt wird, geringfügig bessere
Ergebnisse erzielen, wie das mit Fig. 5 gezeigt ist. Bei einer Fourierfrequenz von 625 Hz ist der Wert <5& (f) etwa - 118 dB/Hz,
um dann bei 37.000 Hz auf -133 dB/Hz abzufallen. Die vorliegende Erfindung stellt deutlich eine Mikrowellensignalquelle
mit stark verbesserten Störkennwerten zur Verfügung. Die Quelle läßt sich über einen weiten Bereich hoher Frequenzen einsetzen,
um ein Signal mit niedrigem Rauschanteil bei hoher Zuverlässigkeit und ohne übermäßige Gesamtkosten zu erhalten.
Patentansprüche; 509809/0738
Claims (12)
- Patentansprüche ;Θ Verfahren zur Steuerung der Frequenz eines Signals, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Signal, das bei Fourierfrequenzen oberhalb einer ersten Fourierfrequenz eine Störenergiedichte unter einem vorgegebenen Niveau hat, erzeugt; die Frequenz des ersten Signals durch ein Frequenzsteuersignal gesteuert; ein zweites Signal, das bei Fourierfrequenzen unterhalb einer zweiten Fourierfrequenz, deren Frequenz niedriger als die Frequenz der ersten Fourierfrequenz ist, eine Störenergiedichte unterhalb des.vorgegebenen Niveaus hat, erzeugt; ein Phasensteuersignal in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal erzeugt; das Frequenzsteuersignal mittels einer Schleife zur automatischen Frequenzsteuerung, die einen das Frequenzsteuersignal in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal bei Fourierfrequenzen unterhalb der zweiten Fourierfrequenz modifizierenden Frequenzdiskriminator aufweist, erzeugt; und die Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit von dem modifizierten Frequenzsteuersignal gesteuert wird.
- 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal durch Anlegen des ersten Signals an ein frequenzbestimmendes Resonanzelement zur Erzeugung eines Frequenz-Referenzsignals erzeugt; die Phase des ersten Signals unter Bildung eines phasenverschobenen ersten Signals um einen festen Betrag verschoben; und die• Phase des Referenzsignals mit der Phase des phasenverschobenen ersten Signals verglichen wird.
- 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal durch das Phasensteuersignal mittels Verschiebung der Phase des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrags modifiziert wird.50980 9/0738
- 4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsteuersignal mittels des Phasensteuersignals nur bei Fourierfrequenzen modifiziert wird, die niedriger als die zweite Fourierfrequenz sind, indem das • Phasensteuersignal unter Entfernung aller Komponenten gefiltert wirdg die Frequenzen oberhalb einer vorgegebenen, niedriger als die zweite Fourierfrequenz liegenden Frequenz haben.
- 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-4 zur Steuerung der Frequenz eines Ausgangssignals von einem spannungsgesteuerten Oszillator mit hohem Stabilitätsgrad, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Ausgangssignal eines kristallgesteuerten Oszillators abhängiges Phasensteuersignal erzeugt; die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators um einen von der Amplitude des Phasensteuersignals abhängigen Betrag verschoben? ein mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem phasenverschobenen Ausgangssignal des spannungsgesteaerten Oszillators und einem Ausgangssignal von einem frequenzbestimmenden Element, das durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregt wird, abhängiges Frequenzsteuersignal erzeugt; und die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von dem Frequenzsteuersignal gesteuert wird.
- 6. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch zur Steuerung der Frequenz eines periodischen Signals, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Signals, das bei Fourierfrequenzen oberhalb einer ersten Fourierfrequenz eine Störenergiedichte unterhalb eines vorgegebenen Niveaus hat; eine Einrichtung zur Erzeugung eines zweiten Signals, das bei Fourierfrequenzen unterhalb einer zweiten Fourierfrequenz, deren Frequenz509809/0738niedriger als die Frequenz der ersten Fourierfrequenz ist, eine Störenergiedichte unterhalb des vorgegebenen Niveaus hat; eine Einrichtung zur Erzeugung eines Phasensteuersignals in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal; eine Einrichtung zur Erzeugung eines FrequenzSteuersignals in Abhängigkeit von dem ersten Signal; eine Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal bei Fourierfrequenzen unterhalb der zweiten Fourierfrequenz; sowie durch eine Einrichtung zur Steuerung der Frequenz des ersten Signals in Abhängigkeit von dem modifizierten Frequenzsteuersignal.
- 7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung des Frequenzsteuersignals ein frequenzbestimmendes Resonanzelement; eine Einrichtung zur Beaufschlagung des frequenzbestimmenden Resonanzelements mit dem ersten Signal, um so ein Frequenzreferenzsignal zu erzeugen; eine Einrichtung zur Verschiebung der Phase des ersten Signals um einen bestimmten Betrag zur Lieferung eines phasenverschobenen ersten Signals; sowie eine Einrichtung zum Vergleich der Phase des Frequenzreferenzsignals mit der Phase des phasenverschobenen ersten Signals unter Erzeugung des Frequenzsteuersignals aufweist.
- 8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von.dem Phasensteuersignal eine Einrichtung zur Verschiebung der Frequenz des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrag aufweist.
- 9» Anordnung nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals zur Entfernung aller Komponenten, die Frequenzen oberhalb einer vorgegebenen Frequenz unterhalb der zweiten Fourierfrequenz ent-50980970738halten, sowie dadurch, daß die Einrichtung zur Modifizierung des Frequenzsteuersignals in Abhängigkeit von dem Phasensteuersignal eine Einrichtung zur Verschiebung der Phase des phasenverschobenen ersten Signals um einen von der Größe des Phasensteuersignals abhängigen Betrag aufweist.
- 10. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch 1 zur Steuerung der Frequenz eines Ausgangssignals eines spannungsgesteuerten Oszillators mit hohem Stabilitätsgrad, gekennzeichnet durch einen ein Ausgangssignal abgebenden kristallgesteuerten Oszillator; eine Einrichtung zur Erzeugung eines mit seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und dem Ausgangssignal des kristallgesteuerten Oszillators abhängigen Phasensteuersignals; eine Einrichtung zur Verschiebung der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators um einen von der Amplitude des Phasensteuersignals abhängigen Betrag; ein durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregtes frequenzbestimmendes Element; eine Einrichtung zur Erzeugung eines in seiner Amplitude von der Phasenzuordnung zwischen dem phasenverschobenen Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und einem Ausgangssignal des von dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators angeregten frequenzbestiimnenden Elements abhängigen Frequenzsteuersignals; sowie durch eine Einrichtung zur Steuerung der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators in Abhängigkeit von dem Frequenzsteuersignal.
- 11. Anordnung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals zur Entfernung der Komponenten, die eine Frequenz oberhalb einer vorgegebenen Fourierfrequenz haben.509809/0738
- 12. Anordnung zur Durchführung eines Verfahrens nach Anspruch 1 zur Erzeugung eines Ausgangssignals hoher Frequenz und niedrigen Störanteils, gekennzeichnet durch eine kristallgesteuerte Signalquelle, die ein erstes Signal bei einer ersten vorgegebenen Frequenz erzeugen kann; eine spannungsgesteuerte Signalquelle, die ein zweites Signal über einen Frequenzbereich einschließlich der ersten vorgegebenen Frequenz in Abhängigkeit von einem FrequenzSteuersignal erzeugen kann; eine Einrichtung zur Erzeugung eines Phasensteuersignals in Abhängigkeit von einem Phasenvergleich zwischen dem ersten und dem zweiten Signal; eine Einrichtung zur Filterung des Phasensteuersignals unter Entfernung aller Frequenzkomponenten oberhalb einer zweiten vorgegebenen Frequenz; eine automatische Frequenzsteuer-Schleife mit einem frequenzbestimmenden Element und einem durch ein Signal steuerbaren Phasenschieber, der auf das zweite Signal anspricht, um so das Frequenzsteuersignal zu erzeugen; eine Schaltungseinrichtung zur Beaufschlagung des durch ein Signal steuerbaren Phasenschiebers mit dem gefilterten Phasensteuersignal, um so das Frequenzsteuersignal bei Frequenzen unterhalb der zweiten vorgegebenen Frequenz zu modifizieren; sowie durch eine Einrichtung zur Abgabe eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem frequenzbestimmenden Element in der automatischen Frequenzsteuer-Schleife.KN/ot/jn/sg 35 0 9 8 0 9/0 73 8Leerseite
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1974
- 1974-07-16 NL NL7409599A patent/NL7409599A/xx not_active Application Discontinuation
- 1974-07-27 DE DE2436361A patent/DE2436361A1/de not_active Withdrawn
- 1974-07-30 JP JP49086669A patent/JPS5229145B2/ja not_active Expired
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Publication number | Publication date |
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JPS5229145B2 (de) | 1977-07-30 |
US3882413A (en) | 1975-05-06 |
JPS5045554A (de) | 1975-04-23 |
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