DE2854128B2

DE2854128B2 - Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes

Info

Publication number: DE2854128B2
Application number: DE2854128A
Authority: DE
Inventors: Prof. Dr.-Ing. Robert 6600 Saarbrücken Maurer; Dipl.-Phys. Hans Peter 6642 Mettlach Petry
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-12-15
Filing date: 1978-12-15
Publication date: 1981-06-19
Also published as: FR2444376A1; DE2854128C3; IT7928004A0; DE2854128A1; GB2039430A; IT1127681B; FR2444376B1; GB2039430B; JPS5583348A; US4387470A; JPS648934B2; CA1139846A

Description

Die Erfindung befaßt sich mit einer Empfängerschaltung, bestehend aus einem Zwischenfrequenz-Verstär- ·τ> ker, einem Demodulator und einem parametrischen Abwärtsmischer in Frequenzen-Gleichlage, der bei der Spiegelfrequenz mit einem reellen Widerstand abgeschlossen ist, sowohl sowie aus einem Pumposzillator. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise durch den ><> Aufsatz »Parametrischer Mikrowellen-Konverter« in der Zeitschrift AEÜ, Band 26, Heft 11, Seite 475 bis 480, bekannt. In ihm werden die Signal- und Rauscheigenschaften eines Mikrowellen-Konverters aus einem parametrischen Gleichlage-Abwärtsmischer und einem parametrischen Zwischenfrequenz-Verstärker untersucht. Bei hohen Frequenzumsetzungsverhältnissen liegen Signal- und Spiegelfrequenz dicht beisammen. Unter Berücksichtigung eines reelllen Spiegelfrequenzabschlusses können für den Abwärtsmischer Konversionsgewinne L_v._m> 1 erreicht werden. Im Hinblick auf eine geringe Gesamtrauschtemperatur des Konverters wird ein parametrischer Mischerkettenverstärker als Zwischenfrequenz-Verstärker verwendet, wobei der Oszillator des Abwärtsmischers gleichzeitig als Pump- t>5 oszillator für den Zwischenfrequenz-Verstärker dient. Bei diesem Mikrowellen-Konverter ergaben sich unter der Bedingung, daß die Rauschtemperatur des Spiegelfrequenzabschlusses gleich der Diodentemperatur ist, bei großem Konversionsgewinn Rauschtemperaturen von etwa 300° K.

Durch die Literaturstelle »Verbesserung des Signal- und Rauschabstandes von FM-Systemen durch einen degenerierten parametrischen Zwischenfrequenz-Verstärker« in der Zeitschrift AEÜ, Band 31, 1977, Heft 3, Seite 98 bis 100, ist es ferner bekannt, zur Signalabstandsverbesserung bei einem parametrischen Verstärker als Zwischenfrequenz-Verstärker zur degenerierten Verstärkung des Nutzsignais eine phasenkohärente Pumpschwingung der Frequenz /o=?/j mit Hilfe eines PLL-FM-Demodulators abzuleiten.

Die Anwendung eines PLL-FM-Demodulators ist an sich aus dem Aufsatz »On the Optimization of the FM-Threshold in an FM-Receiver with Frequency Feedback and a Phase-Lockes Loop Demodulator« in der Zeitschrift AEÜ, Band 31,1977, Heft 6, Seiten 245 bis 253, bekannt

Parametrische Empfängerschaltungen, also Schaltungen mit gesteuertem Blindieitwert (Varaktordioden), sind bekanntlich in der Empfindlichkeit konventionellen Empfängern, die Mischer mit gesteuertem Wirkleitwert verwenden, überlegen. Unter der Vielfalt der bekannten Varianten parametrischer Schaltungen für Empfängereingangsstufen sind im Zusammenhang mit dem phasenkohärenten Abwärtsmischer insbesondere die folgenden hervorzuheben.

1. Abwärtsmischer in Kehrlage mit AM- oder FM-modulierter Pumpquelle,

2. Nichtreziproker degenerierter Mischerkettenverstärker,

3. Abwärtsmischer in Regellage mit hohem Umsetzungsverhältnis und Abschluß bei der Spiegelfrequenz durch einen reellen Widerstand.

Diese Beispiele zeichnen sich entweder durch eine sehr geringe Systemrauschtemperatur (3) oder durch eine Verbesserung des Signal-Rauschbestandes aus (1, 2)·

Die Mechanismen, die zu solchen Eigenschaften führen, sind sehr genau bekannt, insbesondere muß für die Systeme (1) und (2) der Begriff der Rauschzahl erweitert werden. Mit einer verallgemeinerten Definition (vgl. DE-PS 21 53 244) kann der Vorgang der Signal-Rauschabstandverbesserung (Systeme mit F< 1) erklärt werden. Außerdem sind herkömmliche Systeme in der Definition enthalten.

Bei der Behandlung dieser Empfängertypen zeigt es sich, daß vor allem zwei charakteristische Eigenschaften die Verbesserung des Signal-Rauschabstandes bewirken: einmal die Möglichkeit der Verringerung der Systembandbreite von der HF- zur ZF-Ebene (rückgekoppelter FM-Empfänger), zum zweiten eine unterschiedliche Verstärkung von Signal- und Rauschleistung (rückgekoppelter AM-Empfänger, Mischerkettenverstärker).

Für Systemüberlegungen im Mikrowellenbereich kann es allerdings von Nachteil sein, daß beim Mischerkettenverstärker der erste Mischer ein Aufwärtsmischer ist, also mit hochliegender Pumpfrequenz betrieben wird. Der Abwärtsmischer in Kehrlage invertiert das Signalspektrum und ist daher ohne weitere Kehrlagemischvorgang nicht einsetzbar.

Der durch die Merkmale im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Lösung liegt die Aufgabe zugrunde, die oben angeführten Nachteile der bekannten Systemkonzepte zu vermeiden, ohne deren positive

Eigenschaften zu verlieren und bringt eine Verbesserung des Signal-Rauschabstandes vom Eingang zum Ausgang des Mischers bei gleichzeitig vorhandener großer verfügbarer Leistungsverstärkung und geringem Eigenrauschen.

Vorteilhafte Weiterentwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargestellt

Anhand der Figuren soll im folgenden die Erfindung näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt die Frequenzlage bei Mischern. In der Fig. la ist dabei die Frequenzlage bei Mischern mit hohem Umsetzungsverhältnis, in der Fig. Ib die Frequenzlage bei quasidegenerierten Mischern und in der F i g. Ic bei degenerierten Mischern dargestellt. Mit ρ ist in den Figuren die Pumpfrequenz, mit ζ die Zwischenfrequenz, mit p+z die Signalfrequenz, mit p—zdie Spiegelfrequenz und mit 2p—ζ das zweifache Mischprodukt bezeichnet

rig.2 zeigt eine phasenkohärente Empfängereingangsschaltung mit degeneriertem Abwartsmischer. Auf diesen Abwärtsmischer M folgt ein ZF-Verstärker Vund ein Phasendetektor PD. Der Mischer Λ/wird von einem spannungsgesteuerten Pumposzillator VCO gespeist, der gleichzeitig über einen Frequenzteiler Γ mit einem zweiten Eingang des Phasendetektors PD verbunden ist Der Ausgang dieses Phasendetektors PD führt über einen Tiefpaß TP, an dem die Niederfrequenz Shf abgreifbar ist Der Tiefpaß TP ist mit dem I mgang des Phasendetektors FDverbunden.

Grundlage für das gesamte Klemmenverhalten ist die Berechnung der Kleinsignalkonversionsmatrix des Mischers für den Fall, daß die Pumposzillatorfrequenz ungefähr gleich dem Doppelten der Zwischenfrequenz ist (sog. quasidegenerierter Fall nach Abb. Ib). Der degenerierte bzw. phasenkohärente Fall wird hieraus abgeleitet.

Im degenerierten Fall, d.h. p=2z, p+z=3z ist die Phasenregelschleife eingerastet, und das 5-Frequenzsystem der Fig. Ib geht in das 3-Frequenzsystem der Fig. Ic über. Die Auswertung der Konversionsmatrix ■ zeigt, daß aufgrund des Abschlusses bei der Spiegelfrequenz, die im degenerierten Fall gleich der Zwischenfrequenz ist, mit dem Eingangswiderstnd des anchfolgenden ZF-Verstärkers (vgl. DE-PS 22 30 536) eine Entdämpfung des Zwischenfrequenzkreises erfolgt, die · eine verfügbare Leistungsverstärkung größer als eins ermöglicht Die Größe dieser Verstärkung hängt von der Phasenlage zwischen Pumpfrequenz und Zwischenfrequenz ab. Bei ftesonanzabstimmung der Kreise gilt die Beziehung

yQ„ ,.-)

Leistungsverstärkung nimmt ihren Maximalwert an. Dieser beträgt im verlustfreien Fall

ι,)²

m +

Dabei bedeuten:

m = Rp+zZRo Verhältnis von transformiertem Generatorwiderstand zum Verlustwiderstand der Reaktanzdiode.

yQp+z Dynamische Güte der Reaktanzdiode

bei der Signalfrequenz

φ Phasendifferenz zwischen Pumposzilla

tor und Zwischenfrequenz.

Bei Quadratursteuerung durch das Phasenregelsystem ist der Fehlwinkel φ ·*= 0, und die verfügbare p+z \ - a

a beschreibt dabei die Größe der wirksamen Entdämpfung und hat einen Wert in der Nähe von eins, muß aber aus Stabilitätsgründen kleiner als eins bleiben.

Für die Berechnung der Gesamtrauschzahl ist neben der verfügbaren Leistungsverstärkung auch der Signal-Übertragungsgewinn im degenerierten Fall erforderlich. Man erhält ihn aus der Konversionsmatrix unter Einbeziehung der Quell- und Lastwiderstände A₅ und R, zu:

■4 RJ

k ist dabei eine Konstante, die von den Kreisverlusten und dem Anpassungszustand an den ZF-Verstärker abhängt und im verlustfreien und angepaßten Zustand den Wert eins annimmt.

Die Größe b hat ähnlich wie a einen Wert in der Nähe von eins und beschreibt die Wirkung der Entdämpfung unter Berücksichtigung des Abschlusses durch den ZF-Verstärker. Aus Stabilitätsgründen ist zu beachten, daß die Relation

b < a < 1

erfüllt sein muß.

Das Konversionsverhalten des Mischers gegenüber deterministischen Signalen, für die zwischen Signal-, Pump- und Zwischenfrequenz keine feste Frequenz- und Phasenbeziehung besteht, wird beschrieben durch die Konversionsmatrix für den 5-Frequenzen-Fal! der Fig. Ib.

Der Misch Vorgang ist in diesem Fall erheblich komplizierter als beim degenerierten Mischer. Die Eingangsfrequenz bei p+z wird über ρ abgemischt auf z. Der Anteil bei ζ bildet mit ρ ein Mischprodukt in Kehrlage bei ρ—ζ, welches wegen ρ 2z in der Nähe von ζ liegt. Schließlich ist noch ein Anteil bei 2p—2 zu berücksichtigen, der aus dem Mischvorgang von p—z mit ρ resultiert.

Mischprodukte höherer Ordnung können, wenn die Reaktionsdiode in Stromsteuerung betrieben wird, vernachlässigbar werden.

Die Berechnung des Übertragungsgewinns aus der quasidegenerierten Konversionsmatrix ergibt:

p + z

also einen Wert, der kleiner ist als der Übertragungsgewinn im generierten Fall. Der Mischer verarbeitet somit kohärente und inkohärente Signale mit unterschiedlichen Übertragungsgewinnen. Das Verhältnis aus beiden Gewinnen, der sogenannte quasidegenerierte Vcrbesserungsfaktor beträgt daher:

und seht, wenn b gegen eins strebt, gegen den Wert 4 6 dB. Diese Aussagen gelten wiederum für Resonanz und optimale Phasenbeziehungen. Im allgemeinen ist b nicht reell, sondern eine komplexe

frequenz- und phasenabhängige Funktion.

Die Berechnung der Rauscheigenschaften gliedert sich in zwei Teilprobleme: erstens die Berechnung der zusätzlichen Rauschanzahl des Mischers, die durch die Konversionseigenschaften, die inneren Verluste und die Rauscheigenschaften des ZF-Verstärkers bestimmt wird, zum zweiten die Berechnung des Übertragungsgewinns für Rauschsignale, der zur Ermittlung des tatsächlichen Verbesserungsfaktors erforderlich ist und der sich vom Übertragungsgewinn für deterministische Signale im quasidegenerierten Fall unterscheidet.

Denkt man sich als Eingangssignal ein bandbegrenztes weißes Rauschsignal, welches als Überlagerung vieler inkohärenter harmonischer Signale behandelt werden kann, so läßt sich zeigen, daß jede spektrale

quasidegenerierten Übertragungsgewinn verstärkt wird.

Eine genauere Behandlung zeigt jedoch, daß aufgrund der zwei möglichen Eingangsfrequenzen p+z und 2p—ζ jeder Spektralanteil auf der Zwischenfrequenzseite aus zwei Anteilen des Eingangsrauschens zusammengesetzt ist. Diese Zweiseitenbandbetrachtung ergibt im zeitlichen Mittel für den Rauschsignal-Übertragungsgewinn:

-4 R, K, k

1 + b'
(1 - h-)

so daß der Verbesserungsfaktor jetzt lautet:

(1 +ft)²

1 + b-

welcher für £> = 1 den Wert 2 = 3 dB annimmt.

Beide Verbesserungsfaktoren haben eine anschauliche Bedeutung. Der quasidegenerierte Verbesserungsfaktor ν,_Μ5, beschreibt die Störträgerunterdrückung des Empfangssystems:

Signale, die nicht zur Rastung des anchfolgenden Phase-locked-Loop führen, werden gegenüber gerasteten Signalen um 6 dB abgeschwächt. Der eigentliche Verbesserungsfaktor V beschreibt bei rauschfrei gedachtem Mischer die Verbesserung des Signal-Rauschabstandes vom Eingang zum Ausgang; sie kann somit maximal 3 dB betragen.

Ist der Mischer nicht rauschfrei, so lautet nach DE-PS 21 53 244 die Gesamtrauschzahl:

/ ι

V ist dabei der o. a. Verbesserungsfaktor, F, die zusätzliche Rauschzahl des Mischers.

Bei ihrer Berechnung muß der besonderen Frequenzsituation nach Fig. Ib besondere Beachtung geschenkt werden. Da am Ausgang des Mischers Zwischenfrequenz und Spiegelfrequenz zusammenfallen, da ZF-Klemmenpaar also sowohl Eingangs- als auch Ausgangsklemmenpaar darstellt, geht das Rauschen des ZF-Verstärkers nicht nur in die Kettenrauschzahl Mischer-ZF-Verstärker, sondern auch schon in die Zusatzrauschzahl des Mischers allein eia

In der Konversionsgleichungen werden alle Signalquellen zu Null gesetzt und nur Einflüsse aus inneren Rauschquellen berücksichtigt Das Rauschen des ZF-Verstärkers ist durch eine Ersatzrauschquelle an seinem Eingang dargestellt Zwischen Mischer und ZF-Verstärker wird ein Übertrager geschaltet, dessen Übersetzungsverhältnis so gewählt ist, daß der gegebene Mischerausgangswiderstand auf den optimalen Rauschwiderstand des ZF-Verstärkers transformiert wird. Unter diesen Voraussetzungen besitzt der Mischer eine Zusatzrauschzahl:

T₁ R₁, . ..

K, _: + K₁,

T/i. M,„ Ki./i b¹ / _t R,,„_i: + R„\
T, H²R. 1 + Λ² I R₁,.. )

ρ + ζ

Es bedeuten:

Mischcrunigcbungstcmpcr:ilur
Antenncntcmpcralur

T/i „,„ minimale Rauschtemperatur /.!'-Ver

stärker

K, ,, . , Λ, -. Ki, Verluslwidcrsläiidc von Signalkrcis. Zl--Kreis und Diode

K₁, . Gencralorwidcrsland

K. Bedampfender Widerstand auf der/I-'-

Seitc

Das Einsetzen realer Werte für diese Größen zeigt, daß bei hinreichend rauscharmem ZF-Verstärker auch

γ. F₁ keine nennenswerte Verschlechterung der Gesamtrauschzahl verursacht.

Für den Fall frequenzmodulierter Eingangssignale 5 ist auch der Pumposzillator frequenzmoduliert. Dies macht zunächst eine verallgemeinerte Behandlung der

4Ii Konversionseigenschaften der Reaktanzdiode erforderlich. Es läßt sich jedoch zeigen, daß die Konversionsgleichungen bei mitlaufendem Pumposzillator in die stationären Gleichungen für eine Pumposzillator mit konstanter Frequenz zu überführen sind. Daraus folgert

j) man, daß bis auf vergrößerte Bandbreiteforderung zwischen monochromatischem und FM-Signalverhalten keine prinzipiellen Unterschiede bestehen.

Die besonderen Gegebenheiten des FM-Falles lassen jedoch eine weitere Verbesserung des Rauschverhal-

"i<p tens zu. Aufgrund der phasenstarr mitlaufenden Pumpe erfolgt eine Hubkompression von der HF- zur ZF-Ebene der Größe

Q₁ = Ω_ρ+, - Ω_ρ

ΐΐ Daraus folgt sofort, daß bei der Zwischenfrequenz die dem verminderten Modulationsindex entsprechende Carson-Bandbreite verringert werden kann, ohne daß eine Verzerrung des FM-Signals eintritt

Für den Fall idealer Filter ergibt sich entsprechend

Mi DE-PS 21 53 244

I =

L₁,

B₁₁

■ (ι +

wobei fizfdie ZF-Bandbreite und Bhf die HF-Bandbreite bezeichnet Bei Filtern mit realen Durchlaßkurven sind entsprechend die jeweiligen Rauschbandbreiten einzusetzen. Die weitere Verbesserung des Signal-Rau-

schabstandes geht multiplikativ ein, da Bandbreitekompression und unterschiedlicher Verstärkung von Signal und Rauschen unkorrelierte Vorgänge sind, also getrennt genutzt werden können.

Die Größe der erreichbaren Verbesserung hängt vom Modulationsindex, dem NF-Bandbreitebedarf und dem nachfolgenden Demodulator ab und kann maximal den Wert (p+z)/z - 3 =« 4,7 dB erreichen.

Die vorteilhaften Systemeigenschaften des vorgestellten phasenkohärenten Abwärtsmischers können als Grundlage zu eine:r Reihe von Empfangssystemen genutzt werden.

Vor den degenerierten parametrischen Abwärtsmischer kann z.B. ein konventioneller Vorverstärker geschaltet werden. Hat der Vorverstärker eine ausreichende verfügbare Verstärkung und eine kleine Rauschzahl, so ist die Gesamtrauschzahl der Empfängereingangsschaltung gegeben durch

ρ =

Vorverstärker J

d. h. die Rauscheigenschaften bezüglich innerer Quellen werden vom Vorverstärker bestimmt, der Mischer behält seinen Verbesserungsfaktor bei, die Kettenschaltung ist also ein System F < 1. Diese Konfiguration hat den Vorteil, daß der Mischer nicht rauschoptimiert werden muß, was eine größere Zahl von Freiheitsgraden ergibt und z. B. zur Vergrößerung der Mischerbandbreite genutzt werden kann.

Im Mikrowellengebiet stehen ausreichend rauscharme Vorverstärker nicht zur Verfügung. Hier kann z. B. der in DE-PS 2230 536 beschriebene parametrische Abwärtsmischer mil: reellem Abschlußwiderstand bei

der Spiegelfrequenz als Vorstufe zur Verwendung kommen. Er besitzt eine verfügbare Leistungsverstärkung größer als eins und hat bei hohem Umsetzungsverhältnis eine Rauschtemperatur

a T₁₁, « Τ_ψ

T_n, =

Τ_ψ ist dabei die Rauschtemperatur des Abschlußwiderstandes bei der Spiegelfrequenz. Wird bei genügend hohem Umsetzungsverhältnis eines solchen Systems die Antenne als Abschlußwiderstand bei der Spiegelfrequenz mitbenutzt, so können bei hochstehender Antenne (7* ■= 50⁰K) sehr niedrige Rauschtemperaturen erreicht werden. Der nachfolgende Mischer kann somit seinen Verbesserungsfaktor voll nutzen.

Die erfindungsgemäße Empfängerschaltung zeichnet sich durch die folgenden Eigenschaften aus:

— Abwärtsmischer in Regellage mit niedriger Pumpfrequenz,

— verfügbare Leistungsverstärkung > 1,

— niedrige Eigenrauschzahl < 1,

— Verbesserung des Signal-Rauschabstandes, - FM-Tauglichkeit,

— obere Frequenzgrenze bestimmt durch Technologie der Varaktordioden.

Es lassen sich daher mit einiger Sicherheitsreserve Systemschwellwerte in der Nähe von OdB erwarten. Dies bedeutet gegenüber den zum jetzigen Zeitpunkt bestehenden Randdaten für Satelliten-Empfangssysteme eine entscheidende Verbesserung insbesondere im Hinblick auf Satellitensendeleistungen und maximal erreichbare Entfernungen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Empfängerschaltung, bestehend aus einem Zwischenfrequenz-Verstärker, einem Demodulator und einem parametrischen Abwärtsmischer in Frequenzen-Gleichlage, der bei der Spiegelfrequenz mit einem reellen Widerstand abgeschlossen ist, sowie aus einem Pumposzillator, dadurch gekennzeichnet, daß der Abwärtsmischer (M) mit dem in Frequenz und Phase über eine Regelschleife mitlaufenden Pumposzillator (VCO) verbunden ist, bei dem die Pumposzillatorfrequenz ρ und die Zwischenfrequenz ζ entsprechend

ρ = 2zund ρ + ζ = 3z ''

gewählt sind, daß die Regelschleife aus der Serienschailung des Abwärtsmischers (Mj, des Zwischenfrequenz-Verstärkers (V), eines Phasendedektors (PD) mit einem Tiefpaß (TP) besteht, der seinerseits mit dem Pumposzillator (VCO) verbunden ist und daß zum Betrieb des als Phasendetektor (PD) ausgebildeten Demodulators vom Pumposzillator (WO) mittels eines Teilers (T) diesem Demodulator ein Zwischenfrequenz-Referenzsignal zugeführt ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zwischenfrequenz-Verstärker (V) entsprechend der Hubkompression gegenüber der HF-Bandbreite eine verringerte Bandbreite aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 für Mikrowellen mit dem Abwärtsmischer vorgeschalteten Verstärker, dadurch gekennzeichnet, daß als Vorverstärker ein parametrischer Abwärtsmischer mit reellem Abschlußwiderstand bei der Signalfrequenz Verwendung findet, wobei der Pumposzillator (VCO) der Empfängerschaltung gleichzeitig als Pumpgenerator für den vorgeschalteten Abwärtsmischer dient.

2«