DE2331146A1

DE2331146A1 - Einseitenband-nachrichtenuebertragungseinrichtung

Info

Publication number: DE2331146A1
Application number: DE2331146A
Authority: DE
Inventors: Harold William Gosling
Original assignee: National Research Development Corp UK
Current assignee: National Research Development Corp UK
Priority date: 1972-06-20
Filing date: 1973-06-19
Publication date: 1974-01-10
Also published as: JPS4958707A; GB1433334A; US3969675A

Description

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NATIONAL RESEARCH DEVELOPMENT CORPORATION, London, England Einseitenband-Nachrichtenübertragungseinrichtung

Die Erfindung betrifft eine Einseitenband-Nachrichtenübertragungseinrichtung, insbesondere Funknachrichtenübertragungseinrichtung, Fernsprechsender, Empfänger und Feinabstimmschaltungen.

Die zunehmende Besetzung des für Funk benutzten Frequenzspektrums hat zu einer weit verbreiteten Anwendung des Einsei tenbandverfahrens im HF-Bereich geführt, und man ist intensiv bemüht, die zahlreichen Schwierigkeiten zu überwinden, die sich der Ausdehnung dieses Verfahrens auf den UKW- und den Rundfunkübertragungsbereich entgegenstellen. So bei derzeitigen Einseitenband-HF-Empfängern die Schwieri auf, daß die Frequenz des im Empfänger erzeugten Träge abgestimmt werden muß, wenn sich durch das Mischen pfangenen Spektrums mit dem im Empfänger erzeugten demoduliertes Signal ergeben soll, dessen Frequenz nicht rend von dem des ursprünglichen Audiosignals abweicht Einstellvorrichtung ist ein von Hand betätigbarer Regler, subjektiv in Abhängigkeit von der Sprachwiedergabequalität eingestellt wird. Bei einigen ^.SB-Einrichtungen (ESB seitenband) wird eine Trägerkomponente beibehalten und zu 4 sem Zweck der empfangsseitige Träger phasenstarr synchroni*

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siert, so daß eine Frequenzdrift vermieden wird. Eine andere Lösung ist die übertragung eines oberhalb des Hörfrequenzbereichs liegenden Tons, der ebenfalls eine Frequenzregeleinrichtung betätigen kann. Beide Lösungen sind unbefriedigend, da bei beiden die Übertragung einer hochfrequenten Energie erforderlich ist, die außerhalb des Spektrums des ESB-Signals liegt. Die Folge ist eine Vergrößerung der Bandbreite der Einrichtung. Diese Verfahren lassen auch den Grundsatz außer acht, das elektromagnetische Spektrum freizuhalten, d.h. da die gesamte abgestrahlte Energie Störungen verursachen kann, nur mit der mindestens zur Herstellung einer gewünschten Nachrichtenverbindung erforderlichen Energie zu senden.

Nach der Erfindung enthält eine elektrische Nachrichtenübertragungseinrichtung einen Sender, der eine Vorrichtung zur Modifizierung von Signalen in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der zu übertragenden Signale aufweist, und einen Empfänger, dessen korrekter Betrieb von der Ausbildung eines ersten Signals im Empfänger abhängt, dessen Frequenz in einer vorbestimmten Beziehung zur Frequenz eines zweiten Signals im Sender steht, wobei der Empfänger eine frequenzempfindliche Vorrichtung zum Feststellen eines solchen Teils der Ausgangssignale des Empfängers aufweist, der dem vorbestimmten Teil entspricht, und eine Regelvorrichtung zum Regeln der Frequenz des ersten Signals in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal der frequenzempfindlichen Vorrichtung.

Weiter enthält nach der Erfindung eine Einseitenband-Nachrichtenübertragungseinrichtung einen Sender, der eine Filtervorrichtung zum Dämpfen mindestens derjenigen Signale, deren Frequenz in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der Eingangssignale des Senders liegt, und eine Vorrichtung zum Aussenden eines Einseitenbandsignals aufweist, das in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Filtervorrichtung moduliert ist,

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und einen Empfänger mit einer Demodulationsvorrichtung «um Demodulieren des empfangenen Signals, eine frequenzempfindliche Vorrichtung zum Feststellen yon Fehlern in der i*§ge im Frequenzspektru» bei demjenigen Teil der Ausgangssignale der Demodulation»vorrichtung, dor dom erwähnten vorbestimmten 'IVl I mit Miu'lrhl., und oino itogolyorrichtung, die den Betrieb vier Poraodulntionsvorrichtung derart in Abhängigkeit yoa Ausgangssignal der frequenzempfindlichen Vorrichtung ändert, daß ein derartiger Fehler verringert wird.

Bei der Einseitenbandübertragung nach der Erfindung werden %u einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der zu übertragenden Signale liegende Signale modifiziert, wird ein ginsei·* tenbandsignal gesendet, das in Abhängigkeit von den zu übertragenden Signalen, einschließlich der modifizierten, moduliert ist, werden die übertragenen Signale empfangen und demo* duliert, wird ein Regelsignal in Abhängigkeit von einem Fehler in der Lage im Frequenzspektrum bei demjenigen Teil der dem«·? dulierten Signale gebildet, die in dem vorbestimmten Teil lie-» genden Signalen entsprechen, und wird der DemodulationsVorgang in Abhängigkeit von dem Regelsignal derart korrigiert, daß ein derartiger Fehler verringert wird.

Es ist bekannt, daß die Unterdrückung eines schmalen Bandes in einem Sprachspektrum nur einen geringen Einfluß auf die Verständlichkeit hat. So weiß man, daß bei einer Spraqhüber-=· tragung über einen Kanal mit einer Bandbreite von 230 bis Hz (und einem hohen Störabstand) die statistische Silbenver-* ständlichkeit bei 92 % liegt, jedoch auf 90 % abfällt» wenn zwischen 1 und 2 kHz ein Sperrbereich mit einer Breite von 200 Hz liegt oder eingeschaltet wird.

So kann ein. Sperrbereich oder Sperrband unter geringen Ver-, lusten in das übertragene Spektrua eingefügt werden,

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im Empfänger Schaltungen vorgesehen sein können, die dessen Lage im Frequenzspektrum nach der Demodulation feststellen und ein Fehlersignal erzeugen, wenn es verschoben ist.

Nach der Erfindung ergibt sich dann der Vorteil, daß die Frequenz des empfangsseitig erzeugten Trägers, der den empfangenen Signalen vor der Demodulation zugesetzt werden muß, im Empfänger abgestimmt werden kann, ohne daß ein Träger- oder Restträgersignal oder irgendein zusätzliches außerhalb des Seitenbandes oder selbst innerhalb des Seitenbandes liegendes Signal übertragen wird.

Ferner wird nach der Erfindung eine Einrichtung zur Übertragung elektrischer Signale per Funk oder Fernsprechleitungen geschaffen, die eine Filtervorrichtung zum Dämpfen mindestens derjenigen Signale, die in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der zu übertragenden Eingangssignale liegen, und eine Vorrichtung zum Aussenden eines Einseitenbandsignals, das in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Filtervorrichtung moduliert ist, aufweist.

Außerdem ist nach der Erfindung ein Empfänger zum Empfang von Signalen, die von einer Einrichtung entsprechend der zuletzt erwähnten Art gesendet wurden, mit einer Empfangsvorrichtung zum Empfangen modulierter Einseitenbandsignale, einer Demodulationsvorrichtung zum Demodulieren der empfangenen Signale, mit einer frequenzempfindlichen Vorrichtung zum Feststellen von Fehlern in der Lage im Frequenzspektrum bei demjenigen Teil der Ausgangssignale der Demodulationsvorrichtung, der dem erwähnten vorbestimmten Teil entspricht, und mit einer Regelvorrichtung versehen, die den Betrieb der Demodulationsvorrichtung in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der frequenzempfindlichen Vorrichtung derart ändert, daß ein derartiger Fehler verringert wird.

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In der vorliegenden Beschreibung bedeutet "Loch" denjenigen Teil des Frequenzspektrums, in dem alle Signale gedämpft oder im wesentlichen unterdrückt wurden.

Vorzugsweise enthält die frequenzempfindliche Vorrichtung zwei Bandpaßfilter. Die obere Grenzfrequenz des Durchlaßbereiches des einen Filters kann unmittelbar unter der unteren Grenzfrequenz des Loches angeordnet sein, wenn dieses sich in der richtigen Lage befindet, und die untere Grenzfrequenz des Durchlaßbereichs des anderen Filters ist dann unmittelbar oberhalb der oberen Grenzfrequenz des Loches angeordnet, wenn sich dieses in der richtigen Lage befindet. Die Bandbreiten der Filter sind dann gleich der Bandbreite des "Loches". Eine Differenzbildungsöder Vergleichsschaltung ist dann zur Bildung eines Regelsignals in Abhängigkeit von der Differenz der Leistung der Ausgangssignale der Filter vorgesehen.

Um Fehler aufgrund der Kennlinien des Spektrums der übertragenen Signale zu verringern, kann die Bandbreite jedes Filters stattdessen gleich der halben Bandbreite des "Loches" sein, so daß die untere Grenzfrequenz des Durchlaßbereiches des einen Filters mit der unteren Grenzfrequenz des "Loches" und die obere Grenzfrequenz des Durchlaßbereiches des anderen Filters mit der oberen Grenzfrequenz des "Loches" zusammenfällt»

Wenn ein breiter Fang- oder Mitnahmebereich und das Auftreten eines sehr kleinen Trägerfrequenzfehlers erforderlich ist, können vier Bandpaßfilter verwendet werden. Der Durchlaßbereich der Filter des ersten Filterpaares ist dann jeweils gleich der halben Bandbreite des "Loches", doch zusammen gleich dem Frequenzbereich des "Loches" (wenn sich dieses in der richtigen Lage befindet), während die Durchlaßbereiche der Filter des zweiten Paares gleich der Bandbreite des "Loches" sind, jedoch zum einen unmittelbar oberhalb und zum anderen unmittelbar unterhalb des Loches (wenn sich dieses in der richtigen Lage befindet) liegen.

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Mit vier Filtern wird eine Überlagerungs- oder Mischschaltung für Signale, die die Ausgangsleistung der von den Filtern durchgelassenen Signale darstellen, derart gebildet, daß, während sich die tatsächliche oder Ist-Lage des "Loches" im Frequenzspektrum hauptsächlich im Bereich der Durchlaßbereiche der Filter des ersten Paares befindet, ein die Differenz zwischen der Ausgangsleistung der von dem ersten Filterpaar durchgelassenen Signale darstellendes Signal bei der Bildung eines Regelsignals zur Korrektur der vom Empfänger durchgeführten Demodulation vorherrscht, und während sich die tatsächliche Lage des "Loches" hauptsächlich im Bereich des Durchlaßbereiches eines der Filter des zweiten Paares befindet, ein die Differenz zwischen der Ausgangsleistung der vom zweiten Filterpaar durchgelassenen Signale darstellendes Signal bei der Bildung des Regelsignals vorherrscht.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden im folgenden anhand von Zeichnungen bevorzugter Ausführungsbeispiele näher beschrieben.

Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild eines ESB-Senders nach der Erfindung dar.

Fig. 2 stellt ein Blockschaltbild eines ESP-Empfängers nach der Erfindung dar.

Fig. 3(a) ist eine idealisierte graphische Darstellung eines Teils der Spektralverteilung der Leistung von Sprachsignalen vor der Modulation oder nach der fehlerfreien Demodulation bei einer Einrichtung nach der Erfindung.

Die Fig. 3(b) und 3(c) stellen idealisierte Durchlaßbereiche von Filtern in der Schaltung nach Fig. 1 in bezug zu Fig. 3(a) dar.

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Fig. 4(a) stellt die Leistung dar, die durch die Filter der Schaltung nach Fig. 1 übertragen würde, wenn die Spektralverteilung nach Fig. 3(a) um verschiedene Beträge in der Frequenz versetzt werden sollte .

Fig. 4(b) zeigt den Wert einer Spannung, die durch die Schaltung nach Fig. 1 gebildet würde, wenn die Spektralverteilung nach Fig. 3(a) um verschiedene Beträge in der Frequenz versetzt werden sollte.

Fig. 5(a) ist eine idealisierte graphische Darstellung der Spektralverteilung der Leistung von Sprachsignalen vor der Modulation oder nach einer fehlerfreien Demodulation in einer Einrichtung nach der Erfindung.

Die Fig. 5(b) und 5(c) stellen die iedealisierten Durchlaßbereiche von Filtern bei einer anderen Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 1 im Vergleich zu der nach Fig. 5 (a) dar.

Fig. 6 zeigt die Leistung, die durch die Filter der Schaltung nach Fig. 1 übertragen würde, wenn die Spektralverteilung nach Fig. 5(a) um verschiedene Frequenzbeträge versetzt würde.

Fig. 7 zeigt den Wert einer Spannung, die von der Schaltung nach Fig. 2 abgegeben würde, wenn die Spektralverteilung nach Fig. 4(a) um verschiedene Frequenzbeträge versetzt würde.

Fig. 8 zeigt den Kurvenverlauf, der sich in der Praxis bei einem Teil der Spektralverteilung der Leistung von Sprachsignalen vor der Modulation oder nach einer fehlerfreien Demodulation bei einer Einrichtung nach der Erfindung in der Praxis ergibt, und den Kurvenverlauf, der sich für die Durchlaßbereiche der Filter in der Schaltung nach Fig. 1 in der Praxis ergibt.

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Die Fig. 9 und 10 stellen Schaltbilder eines Filters dar, das für den Sender nach Fig. 1 geeignet ist.

Fig. 11 ist ein Schaltbild einer Feinabstimmvorrichtung nach Fig. 2.

Die Fig. 12 und 13 stellen Schaltbilder von Abtast- und Haltekreisen dar, die anstelle des Integrators nach den Fig. 2 und 11 verwendet werden können.

Fig. 14 stellt ein Blockschaltbild einer anderen Feinabstimmschaltung nach der Erfindung dar.

Fig. 15 zeigt den Kurvenverlauf, der sich in der Praxis für die Durchlaßbereiche der Filter in der Schaltung nach Fig. ergibt.

Fig. 16 stellt ein Blockschaltbild eines weiteren ESB-Empfängers nach der Erfindung dar.

Fig. 17 stellt ein Blockschaltbild eines Senders für eine entsprechende Einrichtung nach der Erfindung dar und

Fig. 18 stellt ein Blockschaltbild eines Empfängers dar, der zusammen mit dem Sender nach Fig. 17 verwendbar ist.

Bei einigen herkömmlichen ESB-Einrichtungen werden die zu übertragenden Signale moduliert und die sich ergebenden Signale durch ein Filter geleitet, um den Träger und das eine Seitenband zu unterdrücken. Der Träger kann dann teilweise wieder hergestellt werden, bevor eine oder mehrere Frequenzumsetzstufen für die erforderliche Übertragungsfrequenz sor-' gen. Das Ausgangssignal wird vor der Übertragung verstärkt. Auf der Empfangsseite wird das Signal durch eine oder mehrere Zwischenfrequenzstufen geleitet und dann demoduliert,

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der im Sender entfernte oder unterdrückte Träger unmittelbar vor der Demodulation zugesetzt oder wiederhergestellt oder auf andere Weise bei der Demodulation verwendet. Wenn der Träger nicht übertragen wird, muß die Frequenz des vor der Demodulation zugesetzten oder auf andere Weise verwendeten Trägers ständig von Hand abgestimmt werden,und wenn der Träger teilweise übertragen wird, wird er abgetrennt und zur Regelung der Frequenz des zugesetzten Trägers verwendet.

Nach der Erfindung wird ein herkömmlicher ESB-Sender 1 durch Hinzufügen eines Bandsperrfilters 2 zwischen den Audiokreisen, die in Fig. 1 als Mikrofon 3 und Audioverstärker 4 dargestellt sind, und dem Sender abgewandelt. Das Filter 2 verhindert, daß Audiosignale in einem sehr engen Frequenzbereich den Modulator erreichen. Wenn der Sender normalerweise den Träger sendet,, wird ein weiteres (nicht dargestelltes) Filter hinzugefügt, um den Träger zu unterdrücken.

Der Empfänger entspricht ebenfalls einem herkömmlichen ESB-Erapfanger, mit der Ausnahme, daß er - bei einem ersten Ausführungsbeispiel - zwei Bandpaßfilter in seiner Feinabstimmschaltung und eine Vorrichtung zum Ändern der Empfängeroszillatorfrequenz für die Demodulatorschaltung in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Feinabstimmschaltung enthält.

Die Erfindung ist bei jedem ESB-Sender und -Empfänger anwendbar, der Audiosignale senden und empfangen kann. So ist die Erfindung beispielsweise anwendbar bei RACAL-Sender-Empfängern vom Typ TRA 906 "Squadcal". Einzelheiten von ESB-Einrichtungen, ESB-Sendern und -Empfängern können dem Buch "Single Sideband Principles and Circuits" von Pappenfus, Bruens und Schöenike, Verlag McGraw Hill entnommen werden.

Nach Fig. 2 ist der Audio-Ausgang eines ESB-Empfängers 5 mit einem Feinabstimmer, bestehend aus Filtern 11 und 12, Gleich-

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richterschaltungen 13 und 14, einem Differenzverstärker 15 und einem Integrator 16, verbunden. Die Audiosignale werden zwei parallelen Schaltungen zugeführt, die die Bandpaßfilter 11 und 12 und die Gleichrichterschaltungen 13 und 14 enthalten. Die Bandpaßfilter haben jeweils einen Durchlaßbereich, der gleich oder kleiner als der Sperrbereich des Filters im Sender ist. Die Ausgänge der Gleichrichterschaltungen sind mit dem Differenzverstärker 15 verbunden, und dessen Ausgang ist wiederum mit dem Integrator 16 verbunden, der eine Spannung für eine automatische Frequenznachstimmung (AFN), auch Schubspannung oder AFN-Spannung genannt, dem ESB-Empfänger 5 zuführt, um die Frequenz des vor der Demodulation zugesetzten Trägers zu ändern.

Im Sender ist das vom Bandsperrfilter 2 im Audio-Frequenzspektrum bewirkte "Loch" etwa 100 Hz breit und vorzugsweise in der Mitte zwischen 1 und 2 kHz angeordnet. Es kann jedoch auch irgendwo im Audiospektrum liegen, Wie bereits erwähnt wurde, verringert dieses Loch, wenn überhaupt, kaum die Sprachverständlichkeit.

Ein Teil des empfangenen und demodulierten Audiospektrums ist in Fig. 3(a) dargestellt, und es sei zunächst angenommen, daß das Loch 17 richtig im Frequenzspektrum liegt. Die Lage der Durchlaßbänder der Filter 11 und 12 in bezug zur Lage des "Loches" sind jeweils in den Fig. 3(b) und 3(c) dargestellt. Man sieht daher, daß, wenn innerhalb eines Fang- oder Mitnahmebereichs das Loch 17 den falschen Frequenzbereich abdeckt, das eine Filter mehr Leistung als das andere durchläßt und eine AFN-Spannung erzeugt wird. Ein derartiger Fehler in der Lage des "Loches" tritt auf, wenn der im Empfänger erzeugte Träger, der vor oder während der Demodulation zugesetzt wird, nicht die richtige Frequenz aufweist. Das AFN-Signal wird dem empfangsseitigen Trägerfrequenzoszillator (der nicht dargestellt ist) mit einer derartigen Polarität unter Verwendung bekannter

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Schaltungen zugeführt, daß der Fehler verringert wird.

Da die spektrale Dichte der Sprache bei Frequenzen oberhalb von 500 Hz abfällt, wird das Ausgangssignal des Filters 11 gedämpft, um es - im Mittel - an das des Filters 12 anzugleichen, wenn die Einrichtungsfrequenzen richtig abgestimmt sind. Wenn das Audiospektrum um eine Frequenzänderung f versetzt wird, erhält man für die vom Filter 11 übertragene Leistung P mit guter Annäherung die Beziehungen:

P₁ - a bei f <-2B und 0<f

- -a (| + 1) bei -2B < f <-B

- +a (| + 1) bei -B<f <0

In diesen Beziehungen ist a ein Verstärkungsfaktor und B die Bandbreite sowohl des Audiospektrum-"Loches" als auch der Band-* paßfilter. Eine ähnliche Beziehung gilt für P , die vom Filter 12 übertragene Leistung, und in Fig. 4(a) ist die Abhängigkeit der Leistungen P und P von f dargestellt. Es sei angenommen, daß die Gleichrichterschaltungen 13 und 14 Ausgangsspannungen E und E erzeugen, die jeweils proportional der Hälfte von P und P sind, dann läßt sich die Fehlerspannung E (=■ E - EgI leicht berechnen, und in Fig. 3(b) ist diese Spannung in Abhängigkeit von der Versetzung f dargestellt. Die Schaltung erzeugt E , die zur AFN über einen Bereich von + 2B verwendet werden kann. Bei einem 100 Hz breiten "Loch", wie angenommen, ist daher ein Fang- oder Mitnahmebereich von + 200 Hz möglich.

Die soweit beschriebene Einrichtung hat zwei Nachteile.

Erstens: Selbst wenn die Einrichtung völlig abgeglichen ist, unterscheidet sich das Verhältnis der von den Filtern 11 und 12 übertragenen Leistungen bei verschiedenen Lautsprechern.

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Die Abnahme der Spektraldichte bei höheren Frequenzen kann eine Steigung von 8 und 12 db pro Oktave für verschiedene Lautsprecher aufweisen, so daß der Frequenzgang der Filter nicht für alle gleich sein kann. Bei einer "Loch"-Mittenfrequenz zwischen 1 und 2 kHz und einer Breite von 100 Hz für den Senderfilter 2, sind die Erapfängerfilter-Mittenfrequenzen um etwa ein Fünftel einer Oktave getrennt. Die Gesamtänderung der relativen Frequenzgänge der beiden Filter liegt daher nur bei einigen db. Unter der Annahme, daß P sich um ± — db ändern kann, läßt sich aus Fig. 3 ableiten, daß der sich ergebende Frequenzeinstellungsfehler bei + 0,1 B oder etwa + 10 Hz bei B =■ 100 Hz liegt. Dieser Einstellfehler wäre zwar wahrnehmbar, würde jedoch die Sprachverständlichkeit nicht verringern.

Zweitens: Obwohl der Mittelwert der Spannungen mit dem berechneten übereinstimmt, sind die Augenblickswerte der Ausgangsspannungen der Filter doch stark unterschiedlich. Die gleichgerichteten Spannungen können gemittelt oder integriert (geglättet) werden, doch hat dies den Nachteil, daß die dabei auftretenden Zeitkonstanten unerwünscht lang sind. Welche Konstanten genau erforderlich sind, hängt von dem Lautsprecher und dem Teil des Sprachspektrums ab, in dem die Einrichtung betrieben wird, doch liegen die erforderlichen Werte in jedem Falle zwischen 0,25 Sekunden und 10 Sekunden.

Eine wirksame Möglichkeit zur Vermeidung dieser Nachteile besteht darin, die Sprachsignale vor der Übertragung weiter zu verarbeiten. Ein geregeltes Dämpfungsglied wird in den Audiokanal des Senders eingeschaltet. Das Dämpfungsglied hat eine selektive Charakteristik, derart, daß diejenigen Frequenzen, die vom Filter 11 durchgelassen werden, gedämpft und diejenigen, die vom Filter 12 durchgelassen werden, nicht beeinflußt werden. Eine einfache Regeleinrichtung dient dann dazu, die Ausgangsleistungen der Filter 11 und 12 weitgehend gleich zu

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halten. Obwohl durch eine derartige Einrichtung keine exakte Gleichheit erreicht werden kann, erleichtert sie doch die Glättung.

Die beiden erwähnten Nachteile lassen sich auch zumindest teilweise durch Verwendung eines Empfängers vermeiden, in dem Filter 11 und 12 mit Durchlaßbereichen verwendet werden, die sich über verschiedene Hälften des "Loches" erstrecken, wenn es seine Soll-Lage einnimmt. In Fig. 5(a) ist das Sprachspektrum nach Fig. 2(a) nochmals dargestellt, und die Fig. 5(b) und 5(c) zeigen im Vergleich dazu die Lage der Durchlaßbereiche der Filter 11 und 12. Wenn das "Loch¹' eine Bandbreite B aufweist, haben die Filter 11 und 12 dann in den dargestellten Spektrallagen eine Bandbreite von B/2.

Die Abhängigkeiten der Leistungen P₁ und P_ von f sind in Fig. 6 dargestellt, während in Fig. 7 die ungefähre Abhängigkeit der Spannung E dargestellt ist.

Da beide Filter keine Leistung im richtig abgeglichenen Zustand durchlassen, tritt in der Einrichtung kein Null-Einstellungsfehler als eine Folge von Sprachspektrumsanderungen auf. Da das Fehlersignal stets das richtige Vorzeichen haben muß (jedoch in der Amplitude in Abhängigkeit von der Sprachintensität schwanken kann) ist im Prinzip keine Glättung von E erforderlich, so daß die Einrichtung sehr viel schneller als die zuvor beschriebene anspricht. Ihr einziger Nachteil ist der, daß der Fang- oder Mitnahmebereich nunmehr nur eine Breite von + B anstelle von + 2B aufweist.

Da beide Einrichtungen auf ein ähnliches übertragenes Signal einwirken, vereinigen entsprechend ausgelegte Empfänger beide Signale derart, daß sich ein großer Fang- oder Mitnahmebereich mit kleinem Fehler in abgeglichenem Zustand ergibt.

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Bislang wurde der Einfachheit halber angenommen, daß die Filter rechteckförmige Frequenzgangkurven und das übertragene Spektrum in ähnlicher Weise ein rechteckförmiges "Loch" aufweist. Die Filterkennlinien und "Loch"-Form, die in der Praxis auftreten, sind in Fig. 8 dargestellt, in der das übertragene und nominal empfangene Audiospektrum mit 18 bezeichnet ist und die Kennlinien der Filter 11 und 12 jeweils mit 19 und 20 bezeichnet sind.

Die Auswirkung der in der Praxis auftretenden Kurvenformen besteht zum einen in einer geringfügigen Vergrößerung des Fang- ,- bzw. Mitnahmebereichs der Einrichtung, und zwar wegen der Empfindlichkeit an den erweiterten Flanken der Filterkurve, und zum anderen in einem geringen Einstellungsrestfehler, weil selbst dann, wenn die Einrichtung richtig abgeglichen ist, die glockenförmig aufgeweiteten Flanken der Filterkurven sich über den Rand des "Loches" hinwegerstrecken und das NF-Spektrum auf beiden Seiten überlappen. Wenn das Spektrum nicht völlig gleichförmig ist, werden die Filter geringfügig unterschiedlich beeinflußt, was einen Frequenzverschiebungsfehler bewirkt. Die Wirkung läßt sich durch entsprechende Wahl der Filterkennlinie und dadurch gering halten, daß man das "Loch" im NF-Spektrum schmal hält. Aus diesem Grunde ist es wahrscheinlicher, daß die Teile des Spektrums zu beiden Seiten des "Loches" ziemlich genau gleich sind.

Der Fang- oder Mitnahmebereich der Einrichtung ist proportional der Breite des "Loches" im NF-Spektrum. Wenn das "Loch", wie erwähnt, 100 Hz breit gewählt wird, ergibt sich ein Fang- oder Mitnahmebereich mit einer Breite von + 100 Hz oder etwas mehr in Abhängigkeit von den Filterbandbreiten und den eingestellten Sollwerten. Ein derart schmales "Loch" wie dieses hat einen vernachlässigbaren Einfluß auf die Verständlichkeit, selbst der kritischste Zuhörer wird es nicht wahrnehmen. Es

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kann vielmehr ein viel breiteres "Loch" verwendet werden. So wird in einer veröffentlichten theoretischen Arbeit die Ansicht vertreten, daß ein 1000 Hz breites Loch die Satzverständlichkeit von 100 % auf 90 % verringern würde. Dies könnte eine zu hohe Verringerung sein, um als zulässig angesehen werden zu können, doch könnte ein 500 Hz breites Loch zulässig sein, das dann einen Fang- oder Mitnahmebereich mit einer Breite von + 500 Hz oder mehr ergäbe. Bei einem Nachrichtenübertragungskanal mit einer Durchlaßbandbreite von 250 bis 3255 Hz fällt die Satzverständlichkeit von 98 % ohne Loch auf 97,5 % mit einem 200 Hz Loch und auf 93,5 % mit einem 500 Hz Loch ab.

Die Einrichtung nach den Fig. 1 und 2 wird im folgenden ausführlicher in bezug auf die Filter, Parameter und Werte der Bauelemente beschrieben, bei denen sich eine einwandfreie Funktion der Einrichtung ergeben hat. Die Filter haben Kennlinien, die denen nach Fig. 14 insofern entsprechen, als die empfangsseitigen Filter 11 und 12 ein sehr viel schmaleres' Sperrband als das sendeseitige Filter 2 aufweisen.

Das Schaltbild des Filters 2 ist in den Fig. 9 und 10 dargestellt. Ein Eingangsanschluß 40 ist über einen ohmschen Widerstand 41 von 220 Ohm mit einem Ausgangsanschluß 42 verbunden. Der Querzweig des Filters enthält einen Kondensator 43 von 0,22LiF in Reihe mit einem ohmschen Widerstand 44 von 12 Ohm und einen positiven Impedanzwandler 44 mit Anschlüssen A, B, C und D. Ein Potentiometer 45 von 10 Ohm zur Einstellung der Mittenfrequenz des Filters ist mit den Anschlüssen D und C verbunden.

Das Schaltbild des Wandlers 44 ist in Fig. 10 dargestellt. Er enthält drei ohmsche Widerstände 46, 47 und 48 von jeweils 300 Ohm, 6,2 Kiloohm und 10 Kiloohm in Reihe mit einem Kondensator 49 von 0,01/iF. Differenzverstärker 51 und 52 (vom

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Typ 741) sind wie dargestellt angeschlossen.

Aufbau und Auslegung des Filters 2 , bei dem es sich um ein aktives Filter handelt, und anderer geeigneter Sender- und
Empfänger-Filter ergeben sich aus dem Aufsatz "The design of an audio frequency active RC band pass filter for a specific engineering requirement" von D.G. Haigh und R. Jeffers in der Zeitschrift "Radio and Electronic Engineer", Vol. 42, No. 8, 1972.

Das Filter nach den Fig. 9 und 10 hat einen 300 Hz breiten
Sperrbereich zwischen -3 db Punkten bei einer Mittenfrequenz von 1,6 kHz und einer maximalen Dämpfung von bis zu 20 db.

Fig. 11 ist ein Schaltbild des Feinabstimmers nach Fig. 2. Ein als Trennverstärker wirkender Rechenverstärker 53 vom Typ ist am Eingangskanal 10 angeschlossen und mit den Filtern 11 und 12, die durch gestrichelte Linien dargestellt sind, verbunden. Die Filter 11 und 12 haben einen gemeinsamen Kondensator 54 von 0,22^uF und einen gemeinsamen positiven Impedanzwandler 55, bei dem es sich um den gleichen wie den in Fig. dargestellten handelt. Der Rest des Filters 11 umfaßt einen
Längskondensator 56 von 2,7 nF und einen Querzweig mit einem Kondensator 57 von 0,22^uF parallel zu einem positiven Impedanzwandler 58. Das Filter 12 weist einen gleichen Längskondensator 60 und einen gleichen Querkondensator 61 sowie einen positiven Impedanzwandler 62 auf. An den Anschlüssen C und D der drei Impedanzwandler 55, 58 und 62 liegt jeweils ein Potentiometer von 10 Kiloohm. Diese Potentiometer sind so eingestellt, daß sich die gewünschten Mittenfrequenzen der Durchlaßbereiche ergeben. Die Auslegung der Filter 11 und 12, bei denen es sich um zweipolige, gestaffelt abgestimmte aktive
Filter handelt, ergibt sich ebenfalls aus dem oben erwähnten Aufsatz von Haigh und Jeffers.

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Die Durchlaßbereiche der Filter 11 und 12 haben jeweils eine Hittenfrequenz von 1,65 kHz und 1,55 kHz und + 20 Hz bei -3 db und + 100 Hz bei 40 db.

Die Gleichrichterschaltungen 13 und 14 in Fig. 11 sind identisch (und daher die Bezugszahlen der Bauelemente des Filters

14 mit einem Beistrich versehen) und enthalten jeweils einen Rechenverstärker 63 vom Typ 741 mit einem ohmschen Rückführwiderstand 64 von 10 Kiloohm und einem eingangsseitigen Querwiderstand 65 von 1 Kiloohm. Der Ausgang des Verstärkers 63 ist mit zwei gegensinnig gepolten kleinen Siliciumgleichrichterdioden 66 und 67 über einen Kondensator 68 von O₁I^lF verbunden, wobei die Enden der Dioden über einen weiteren Kondensator 69 von 0,IuF verbunden sind.

Die Ausgänge der Gleichrichterschaltungen 13 und 14 sind mit dem Differenzverstärker 15 verbunden, der aus zwei Eingangswiderständen 71 und 72 von jeweils 100 Kiloohm und gleich bemessenen RUckführ- und Quer- bzw. Ableitwiderständen 73 und sowie einem Rechenverstärker 75 vom Typ 741 besteht, an dem diese Widerstände angeschlossen sind. Der Integrator 16 enthält wieder einen Rechenverstärker 76 vom Typ 741 mit einem Eingangswiderstand 77 von 10 Kiloohm und einen Rückführkondensator 78 von 6 μ.¥.

Der Integrator 16 nach den Fig. 2 und 11, der zur Glättung von Schwankungen des Ausgangssignals des Differenzverstärkers

15 dient, die durch Pausen, z.B. zwischen Wörtern, in Signalen entstehen, die den Filtern 11 und 12 zugeführt werden, kann durch die Abtast- und Haltekreise nach den Fig. 12 und 13 ersetzt werden.

Nach Fig. 12 ist der Ausgang des Differenzverstärkers 15 mit der Senke eines Feldeffekttransistors (FET) 87 verbunden, der

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die Eigenschaft hat, daß er praktisch nicht eher leitend wird, als bis seinem Steueranschluß eine geeignete Spannung zugeführt wird. Die Gleichrichterschaltungen 13 und 14 sind mit einer Summierschaltung 88 verbunden, die einen Rechenverstärker 89 enthält. Der Ausgang der Summierschaltung ist mit dem Steueranschluß des FET 87 verbunden, so daß, wenn das eine oder das andere Filter ein merkliches Ausgangssignal hat, der FET leitend wird und sich ein Kondensator 89 über einen ohmschen Widerstand 90 auflädt. Der Kondensator 89 hält mithin zwischen Wörtern in einem zugeführten Sprachsignal eine Spannung auf einem Wert fest, der proportional zu dem zuletzt erforderlichen AFN-Signal ist, während zu anderen Zeiten das am Kondensator gebildete AFN-Signal korrigiert wird.

Nach Fig. 13 ist der Ausgang der Gleichrichterschaltung 14 mit einem Relais 91 verbunden, dessen Kontakt 91' im geschlossenen Zustand einen Kondensator 92 von 1^lF anschließt, um ihn durch das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 15 über einen ohmschen Widerstand 93 von 10 Kiloohm aufzuladen. Wie bei Fig. 12 wird der Kondensator 92, wenn am Ausgang der Gleichrichterschaltung 14 ein Signal erscheint, zur Bildung der AFN-Spannung aufgeladen, während der Kondensator 92 zu anderen Zeiten die zuletzt erzeugte AFN-Spannung festhält.

Wenn ein noch breiterer Fang- bzw. Mitnahmebereich gefordert wird, als er mit Hilfe eines Feinabstimmers nach Fig. 2 erreicht werden kann, kann der Feinabstimmer nach Fig. 14 verwendet werden. Hier sind vier Filter 22 bis 25 vorgesehen, denen jeweils eine der Gleichrichterschaltungen 26 bis 29 nachgeschaltet ist. Die Kennlinien dieser Filter sind in Fig. 15 dargestellt, wobei gleiche mit einem Beistrich versehene Bezugszahlen auf die mit den gleichen Bezugszahlen bezeichneten Filter nach Fig. 14 hinweisen. Die Filter entsprechen denen nach Fig. 11, mit der Ausnahme, daß die Mittenfrequenz des

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Filters 22 unmittelbar unterhalb, die Mittenfrequenz des Filters 23 unmittelbar oberhalb, die Mittenfrequenz des Filters 24 weit unterhalb und die Mittenfrequenz des Filters 25 weit , oberhalb der Mittenfrequenz des Sender-Filters liegt.

Wenn das "Loch" im empfangenen Audiosignal außerhalb der Durchlaßbereiche der Filter 22 und 23 liegt, d.h. außerhalb des durch diese Filter bestimmten Fang- bzw. Mitnahmebereichs, erzeugen die Filter 24 und 25 und eine Differenzschaltung 31 ein Fehlersignal E„ - E , wobei die Ausgangsspannungen der Gleichrichterschaltungen 28 und 29 jeweils E und E. sind. Diese Span-

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nung wird einem Multiplizierer 32 zugeführt, wo sie mit der Summe der Ausgangsspannungen E- und E₃ der Gleichrichterschaltungen 26 und 27, die von der Summierschaltung 33 geliefert wird, multipliziert wird. Dies hat zur Folge, daß das Ausgangssignal des Multiplizierers klein wird, wenn das "Loch" die Durchlaßbereiche des einen oder beider Filter 22 und 23 überlappt, d.h. wenn es in ihrem Fang- bzw. Mitnahmebereich liegt.

Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 32 wird der Summier· schaltung 34 zugeführt, wo es zur Ausgangsspannung der Differenzschaltung 35 addiert wird, die die Differenz der Spannungen E und E bildet. Auch diese Spannung hat einen kleinen Wert, wenn das "Loch" außerhalb des Fang- bzw. Mitnahmebereichs der Filter 22 und 23 liegt. Die AFN-Spannung hängt mithin hauptsächlich vom Ausgangssignal der Filter 24 und 25 ab.

Sobald die Frequenzlage des Loches teilweise korrigiert ist_K-so daß sie den Durchlaßbereich des einen der Filter 22 und 23 überlappt, wird das Ausgangssignal der Differenzschaltung 35 verhältnismäßig groß und steuert die von der Schaltung 34 abgegebene AFN-Spannung.

Die Filter 24 und 25 erzeugen mithin bei verhältnismäßig großen:

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Frequenzabweichungen eine Korrekturspannung, wenn die Differenzausgangsspannung der Filter 22 und 23 auf null abgenommen hat. Die Filter 22 und 23 vergrößern den Fang- oder. Mitnahmebereich; da ihre Wirkung jedoch auf einem Vergleich von Teilen des NF-Spektrums beruht, die weit von dem "Loch¹¹ weg liegen und möglicherweise um bis zu 1 kHz getrennt sind, hat die von diesen Filtern abgegebene korrigierende AFN-Spannung wahrscheinlich einen verhältnismäßig großen Fehler, wenn der Empfänger richtig auf die Sendefrequenz abgestimmt ist. Die Anordnung und Wirkungsweise der Filter 22 und 23 ist mithin die gleiche wie die der Filter nach den Fig. 5, 6 und 7, wobei dafür gesorgt ist, daß die AFN-Spannung grundsätzlich von diesen Filtern geliefert wird, wenn die Einrichtung richtig abgeglichen bzw. abgestimmt ist.

Einrichtungen dieser Art haben daher einen Fang- oder Mitnahmebereich vom mehr als Vierfachen der Lochbreite bei vernachlässigbarem zusätzlichem Einstellfehler. Bei dieser Einrichtung wäre es jedoch unbefriedigend, den Fang- bzw. Mitnahmebereich weit über + 600 oder 800 Hz hinaus auszudehnen, weil die Fehlerkorrekturspannungen unregelmäßig auftreten und schwer zu glätten wären, wenn sie aus verschiedenen Teilen des Spektrums abgeleitet werden.

Ein Ausführungsbeispiel eines nach der Erfindung ausgebildeten Empfängers, der in seiner Grundform einen Bandpaßfilter aufweist, ist in Fig. 16 dargestellt. Ein bis auf die Art der Bildung seines AFN-Signals herkömmlicher ESB-Empfänger 80 ist mit den üblichen (nicht dargestellten) Audioschaltungen über einen Kanal 81 verbunden. Das Ausgangssignal des Empfängers 80 gelangt ferner über zwei Kanäle, von denen der eine ein Bandpaßfilter 82 und der andere ein Phasenverschiebungsnetzwerk 83 ' enthält, zu einem analogen Multiplizierer 84. Im allgemeinen bewirken Bandpaßfilter unterhalb des Durchlaßbereiches eine Phasenverschiebung von 90° oder mehr in der einen Richtung und

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oberhalb des Durchlaßbereiches eine Phasenverschiebung von 90 oder mehr in der entgegengesetzten Richtung, wobei sich die Phasenverschiebung allmählich über den Bereich der Bandbreite ändert und bei der Mittenfrequenz null ist. Das Phasenverschiebungsnetzwerk 83 bewirkt im wesentlichen eine Phasenverschiebung von 90° re
bei allen Audiofrequenzen.

senverschiebung von 90° relativ zur Mitte des Durchlaßbereiches

Wenn das "Loch" mit dem Durchlaßbereich des Filters zusammenfällt, ist das Ausgangssignal des Filters sehr gering, und dies hat zur Folge, daß auch das Ausgangssignal des Multiplizierers gering ist. Wenn das "Loch", dann in der Frequenz nach oben oder unten driftet, nimmt das Filterausgangssignal zu, während die Phasenlage des Ausgangssignals von der Richtung der Drift abhängt. Durch die Multiplikation in der Schaltung 84 werden zunächst alle Komponenten im Multipliziererausgangssignal zum Verschwinden gebracht, die nicht im Durchlaßbereich des Filters liegen, da der Pegel dieser Komponenten, die dem Multiplizierer vom Filter zugeführt werden, vernachlässigbar klein ist, und außerdem ein Ausgangssignal gebildet, das eine Gleichspannungskomponente mit einem Betrag und Vorzeichen enthält, die vom Betrag und der Richtung der Drift des "Loches" abhängen. Diese Gleichspannungskomponente wird praktisch durch eine Integratorschaltung 85 extrahiert und dem Empfänger 80 als das AFN-Signal zugeführt. Um die Wirkung zu verbessern, kann ein (nicht dargestelltes) zusätzliches Bandpaßfilter an der Stelle 86 eingefügt sein.

Im folgenden werden einige Beispiele für die Wahl der Anordnungen bei verschiedenen Einrichtungen gegeben:

a) Im HF-(Kurzwellen-)-Band für Nachrichtenübertragungen zwischen ortsfesten Stationen - für diesen Anwendungsfall wäre ein Fang- bzw. Mitnahmebereich von + 200 Hz ausreichend - würde die Einrichtung nach Fig. 2 und ein "Loch" mit einer Breite von 200 oder 300 Hz verwendet.

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b) Für Nachrichtenübertragungen zwischen Flugzeugen im HF-Bereich wäre aufgrund des Dopplereffekts ein Fang- bzw. Mitnahmebereich von + 500 Hz erforderlich. Ferner wäre ein "Loch" von 200 oder 300 Hz und die Vierfiltereinrichtung nach Fig. 14 geeignet.

c) Für Rundfunkübertragungen im MF-Bereich (Mittelwellenbereich) würde ein sehr kleines "Loch" von etwa 100 Hz verwendet, um eine Verfälschung von Musik zu vermeiden, und ein sehr bescheidener Fang- bzw, Mitnahmebereich ausreichen.

d) Für Funkübertragungen im UKW-Bereich für Fahrzeuge (Autoradio) ist ein Fang- bzw. Mitnahmebereich von ± 500 Hz günstig und würde die Vierfiltereinrichtung verwendet werden.

Obwohl mehrere Feinabstimmerschaltungen beschrieben wurden, sind noch zahlreiche andere Anordnungen zur Ausführung der Erfindung möglich. So kann anstelle von zwei oder mehr Filtern, wie bei den meisten beschriebenen Ausführungsbeispielen, ein einziges Filter verwendet werden, wenn es sich um ein Filter handelt, bei dem die Mittenfrequenz des Durchlaßbereiches zyklisch über einen schmalen Frequenzbereich abgestimmt werden kann. Das Ausgangssignal dieses Filters kann dann zu verschiedenen Zeiten abgetastet und einer Schaltung zur Bildung der erforderlichen AFN-Spannung zugeführt werden.

Bei ESB-Rundfunkübertragungen ist eine gute Sprach- und Musikwiedergabequalität erwünscht. Für diesen Fall können die in dem "Loch" auftretenden Signale gedämpft werden, statt bis praktisch auf null verringert zu werden. So kann die Erfindung auch dann angewandt werden, wenn die Amplitude im "Loch" im Verhältnis von 10 : 1 verringert wird, was eine Regenerierung der so gedämpften Signale im Empfänger und damit eine vollständige Beseitigung des "Loches" ermöglicht.

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Bei einer anderen möglichen ESB-Einrichtung könnte auch ein Restträger zur Bestimmung der Frequenz der empfangsseitig zu verwendenden Feinabstimmvorrichtung verwendet werden. Bei jeder ESB-Ubertragung verbleibt normalerweise stets ein geringer Restträger, so daß im Empfänger zur Synchronisierung mit dem Restträger ein sehr schmalbandiges Filter erforderlich wäre, um einen befriedigenden Störabstand zu erzielen. Ein derartiges Filter erschwert die Abstimmung des Empfängers auf den Träger. Diese Schwierigkeit läßt sich nach der Erfindung vermeiden, da hiernach der Empfänger zu Anfang abgestimmt und dann mit dem Restträger phasensynchronisiert werden kann.

Die Erfindung ist besonders für Funk- und Fernsprechübertragungen geeignet, kann jedoch auch überall dort angewandt werden, wo ein Signal mit einer Frequenz erforderlich ist, die von der Frequenz eines an einer entfernten Stelle erzeugten Signals abhängt, und ein schmaler Bereich von Eingangssignalen gedämpft oder aus einem Bereich bzw. Band dieser Signale entfernt werden kann, ohne daß die Verständlichkeit der empfangenen Information wesentlich beeinträchtigt wird.

Statt Signale in einem Teil des Eingangsbandes auf der Sendeseite zu dämpfen, können diese Signale auch auf andere Weise modifiziert werden. So kann die Lage des entsprechenden Teils im demodulierten Frequenzspektrum zur Demodulationskorrektur verwendet werden.

Die Modifizierung kann nicht nur die Dämpfung der Signale in einem Teil des Eingangsbandes, sondern auch das Einfügen eines Pilotsignals vorbestiramter Frequenz in das sich ergebende "Loch" umfassen. Im Empfänger wird das Pilotsignal abgetrennt und zur Bestimmung der Frequenz des Trägers verwendet, der vor der Demodulation zugesetzt oder bei der Demodulation verwendet wird.

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Eine Abwandlung der Erfindung kann auch zur Lösung des bekannten Problems verwendet werden, das bei der übertragung von Sprache und Musik auftritt, nämlich daß starke Tonintensitätsunterschiede zulässig sein müssen. Die Kosten eines Rundfunksenders sind eine Funktion der maximalen Energie des zu übertragenden Signals, so daß die Wirtschaftlichkeit erheblich beeinträchtigt wird, wenn, wie dies in der Regel bei Sprachübertragungen der Fall ist, die maximal übertragbare Sprachsignalleistung nur sehr selten auftritt und der mittlere Leistungspegel sehr viel niedriger ist. Aus diesem Grunde ist es üblich, den Lautstärkebereich eines Sprachsignals vor der übertragung zu komprimieren, d.h. leise Stellen lauter und laute Stellen leiser zu machen. Eine mäßige Kompression, wie sie von normalen Rundfunkanstalten angewandt wird, beeinträchtigt die Natürlichkeit oder Verständlichkeit der Sprache nicht wesentlich, steigert jedoch die Wirtschaftlichkeit bzw. den Wirkungsgrad ebenfalls nur unwesentlich. Es ist daher vorzuziehen, eine sehr starke Kompression, im Sender anzuwenden, so daß ein quasi konstantes Signal entsteht, doch geht in diesem Falle die Natürlichkeit und bis zu einem gewissen Grade die Verständlichkeit verloren, sofern nicht dafür gesorgt wird, daß das Signal im Empfänger wieder expandiert und sein ursprünglicher Kontrastbereich wieder hergestellt wird. Eine Kompression vor der Übertragung und empfangsseitige Expansion bezeichnet man auch als Kompandierung oder Dynamikregelung.

Bei der nachstehend beschriebenen automatischen Kompandierungseinrichtung ist die Tiefe des "Loches" im empfangenen demodulierten Signal ein Maß für den Kompressionsgrad. Sie wird daher für eine entsprechende Expansion herangezogen.

Der Sender nach Fig. 17 kann wahlweise ein Bandpaßfilter 94 enthalten, das einen Durchlaßbereich aufweist, dessen Breite gleich der des Sperrbereichs des Filters 2 ist, wobei Rausch-

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signale aus einer Quelle 95 für weißes Rauschen mit Hilfe einer Summierschaltung 96 mit einem vorbestimmten Pegel in das Loch eingebracht wird. Das Spektrum am Ausgang der Summierschaltung 96 ist daher ähnlich dem des zugeführten Audiosignals, nur daß Komponenten innerhalb des "Loches" fehlen und die Rauschkomponenten im Loch unabhängig von Audiosignalschwankungen einen konstanten Pegel haben. Für diesen Fall sollte das Filter 2 eine Dämpfung von mindestens 40 db und vorzugsweise 60 db bewirken. Die Audiosignale werden dann durch eine herkömmliche Kompressionsschaltung 97 verarbeitet, bei der es sich beispielsweise um eine Schaltung handeln kann, wie sie in dem oben erwähnten Buch von Pappenfus, Bruens und Schoenike beschrieben ist.

Aufgrund der Wirkung der Kompressionsschaltungen ist die "Loch"-Signalkomponente nicht mehr konstant, da sie zusammen mit den Audiosignalen an schwachen Stellen (leisen Passagen) erheblich verstärkt, jedoch an starken (lauten) Stellen sehr klein gelassen wird.

Der Empfänger für eine automatische Expansion ist in Fig. 18 dargestellt und enthält einen Verstärker 98 mit veränderbarer Verstärkung zwischen dem Audioausgang des ESB-Empfängers 5 nach Fig. 2 und den Filtern 11 und 12. Die Ausgangssignale der Gleichrichterschaltungen 13 und 14, d.h. das Rauschsignal im "Loch", werden in einer Schaltung 99 summiert und einem Vergleicher 100 zugeführt, der außerdem an einer konstanten Bezugsspannung liegt. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird dem Verstärker 98 über eine Glättungsschaltung 101 als Verstärkungsregelsignal zugeführt. Die Polarität des zugeführten Verstärkungsregelsignals ist so gewählt, daß der Rauschpegel im "Loch" konstant gehalten wird und dadurch die Audiosignale um den gewünschten bzw, erforderlichen Betrag expandiert werden.

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Die anhand der Fig. x7 und 18 beschriebene Modifizierung bzw. Abwandlung kann bei allen Arten von Rundfunkübertragungssystemen und praktisch bei allen Nachrichtenübertragungseinrichtungen angewandt werden, bei denen eine Kompandiarung erfolgen soll, z.B. bei Fernsprecheinrichtungen oder Magnetbandaufzeichnungsgeräten. Bei derartigen Einrichtungen ist ein Filter, das mit dem Filter 2 identisch ist, im Sender zusammen mit einer Rauschquelle und einem Überlagerungsnetzwerk erforderlich, während im Empfänger ein Bandpaßfilter und eine Gleichrichterschaltung, anstelle der Feinabstimiivorrichtung, ein Verstärker mit veränderbarer Verstärkung, ein Vergleicher und eine Glättungsschaltung erforderlich sind.

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Claims

2331U6 Patentansprüche

1. Elektrische Informationsübertragungseinrichtung mit einem Sender und einem Empfänger, dessen korrekter Betrieb von der Ausbildung eines ersten Signals im Empfänger abhängt, dessen Frequenz eine vorbestimmte Beziehung zur Frequenz eines zweiten Signals im Empfänger aufweist, wobei der Empfänger eine Regelvorrichtung zur Regelung der Frequenz des ersten Signals in Übereinstimmung mit einem Regelsignal aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender eine Vorrichtung zur Modifizierung von Signalen aufweist, die in^ einem vorbestimmten Bereich des Frequenzbereiches der zu übertragenden Signale liegen, und der Empfänger eine frequenzempfindliche Vorrichtung zur Feststellung eines Teils der Ausgangssignale des Empfängers, der dem vorbestimmten Teil entspricht, und zur Bildung des Steuersignals in Abhängigkeit von der Lage dieses Teils der Ausgangssignale im Frequenzspektrum aufweist. '

2.j Einseitenband-Informationsübertragungseinrichtung mit einem Sender für Einseitenbandsignale und einem Empfänger, der eine Demodulationsvorrichtung zur Demodulierung der vom Sender empfangenen Signale und eine Regelvorrichtung für die Demodulationsvorrichtung aufweist, die die Frequenzen der Ausgangssignale der Demodulationsvorrichtung in Übereinstimmung mit einem Regelsignal ändert, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender eine Filtervorrichtung zum Dämpfen von Signalen aufweist, die in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der Eingangssignale des Senders liegen, und der Empfänger eine frequenzempfindliche Vorrichtung zum Feststellen von Fehlern hinsichtlich der Lage desjenigen Teils der Ausgangssignale der Demodulationsvorrichtung im Frequenzspektrum, der dem vorbestimmten Teil entspricht, und zur Bildung des Regel-

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signals in Abhängigkeit von dem erwähnten Fehler aufweist.

3. Einrichtung zur Übertragung elektrischer Signale per Funk oder Fernsprechleitung, gekennzeichnet durch die Einschaltung einer Filtervorrichtung zum Dämpfen von Signalen in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der zu übertragenden Eingangssignale.

4. Empfänger zum Empfangen der von einer Einrichtung nach Anspruch 3 ausgesendeten Signale, gekennzeichnet durch eine Empfangsvorrichtung zum Empfangen modulierter Einseitenbandsignale, eine Demodulationsvorrichtung zum Demodulieren des empfangenen Signals, eine frequenzempfindliche Vorrichtung zum Feststellen von Fehlern in der Lage desjenigen Teils der Ausgangssignale der Demodulationsvorrichtung im Frequenzspektrum, der dem erwähnten vorbestimmten Teil entspricht, und eine Regelvorrichtung zur Änderung des Betriebs der Demodulationsvorrichtung in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der frequenzempfindlichen Vorrichtung derart, daß ein derartiger Fehler verringert wird.

5. Feinabstimmeinrichtung für einen Einseitenbandempfänger, der zum Empfang von Signalen geeignet ist, die von einer Einrichtung nach Anspruch 3 gesendet werden, gekennzeichnet durch eine Demodulationsvorrichtung zum Deraodulieren empfangener Signale, eine Regelvorrichtung zur Änderung der Betriebsweise der Demodulationsvorrichtung derart, daß die Frequenzen der Ausgangssignale sich in Übereinstimmung mit Änderungen in einem Charakteristikum eines Regelsignals ändern, und durch eine frequenzempfindliche Vorrichtung zur Bildung eines Ausgangssignals, das ein Charakteristikum aufweist, das sich in Abhängigkeit von Fehlern in der Lage desjenigen Teils der Ausgangssignale der Demodulationsvorrichtung im Frequenzspektrum ändert, der dem erwähnten vorbestimmten Teil entspricht.

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6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2, 4 und 5, die für Einseitenbandsignale geeignet ist, die nach der Demodulation ein Frequenzspektrum aufweisen, das ein "Loch" aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzempfindliche Vorrichtung zumindest ein erstes und ein zweites Bandpaßfilter sowie eine Vorrichtung zur Verarbeitung der Ausgangssignale der Filter zur Bildung eines Signals aufweist, dessen Betrag und Vorzeichen ein Maß für einen Fehler in der Lage des Loches im Frequenzspektrum ist, und daß die Durchlaßbereiche der Filter in dem Frequenzspektrum im wesentlichen innerhalb des Loches angeordnet sind, wenn das Loch die richtige Lage aufweist, und im wesentlichen der gesamte Durchlaßbereich der Filter jeweils unterhalb und oberhalb der richtigen Mittenfrequenz des Loches liegt.

7. Einrichtung nach jedem der Ansprüche 1-5, die für Einseitenbandsignale geeignet ist, die nach der Demodulation ein Frequenzspektrum aufweisen, das ein Loch enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzempfindliche Vorrichtung zumindest ein erstes und ein zweites Bandpaßfilter und eine Vorrichtung zur Verarbeitung der Ausgangssignale der Filter zur Bildung eines Signals aufweist, dessen Betrag und Vorzeichen ein Maß für einen Fehler in der Lage des Loches im Frequenzspektrum ist, und daß im wesentlichen der gesamte Durchlaßbereich des einen Filters im Frequenzspektrum unterhalb der richtigen Mittenfrequenz des Loches und im wesentlichen der gesamte Durchlaßbereich des anderen Filters im Frequenzspektrum oberhalb der richtigen Mittenfrequenz des Loches liegt.

8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß im wesentlichen der gesamte Durchlaßbereich der Filter im Frequenzspektrum außerhalb des Loches liegt, wenn das Loch die richtige Lage einnimmt.

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9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 6-8, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Verarbeitung der Filterausgangssignale zwei Gleichrichterschaltungen, die jeweils mit dem Ausgang eines der Filter verbunden sind, und eine Vorrichtung zum Subtrahieren der Ausgangssignale der Filter aufweist.

10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 6-9, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Vorrichtung zur Verarbeitung der Filterausgangssignale mit einer Glättungs- oder Integriervorrichtung verbunden ist.

11. Einrichtung nach einem der Ansprüche 6-9, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Vorrichtung zur Verarbeitung der Filterausgangssignale mit einer Abtast- und Haltevorrichtung verbunden ist, die das Ausgangssignal des einen oder beider Filter, wenn es nicht null ist, abtastet und den abgetasteten Wert festhält, während das Ausgangssignal des einen oder beider Filter null ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzempfindliche Vorrichtung ein drittes und viertes Bandpaßfilter, deren Durchlaßbereiche im Frequenzspektrum neben denen der ersten beiden Filter, jedoch jeweils unterhalb und oberhalb der Durchlaßbereiche der ersten beiden Filter liegen, und eine Überlagerungsschaltung aufweist, die mit den Filtern derart verbunden ist, daß, wenn sich die Ist-Lage des "Loches" im Frequenzspektrum hauptsächlich im Bereich der Durchlaßbereiche des ersten und zweiten Filters befindet, dann Signale, die die Differenz zwischen den Ausgangsleistungen von Signalen darstellen, die vom ersten und zweiten Filter durchgelassen werden, bei der Bildung eines Regelsignals zur Korrektur der vom Empfänger ausgeführten Demodulation vorherrschen, und wenn sich die Ist-Lage des Loches hauptsächlich

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im Bereich des dritten oder vierten Filters befindet, dann Signale, die die Differenz zwischen den Ausgangsleistungen von Signalen darstellen, die vom dritten und vierten Filter durchgelassen werden, bei der Bildung des Regelsignals vorherrschen.

13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Überlagerungsschaltung eine erste Summierschaltung und eine erste Subtrahierschaltung, die jeweils mit den Ausgängen des ersten und zweiten Filters verbunden sind, eine zweite Subtrahierschaltung, die mit den Ausgängen des dritten und vierten Filters verbunden ist, eine Vorrichtung zum Multiplizieren der Ausgangssignale der ersten Summierschaltung mit dem Ausgangssignal der zweiten Subtrahiersphaltung und eine zweite Summierschaltung aufweist, die mit den Ausgängen der ersten Subtrahierschaltung und der Multipliziervorrichtung verbunden ist.

14. Einrichtung nach jedem der Ansprüche 1-5 für Einseitenbandsignale, die nach der Demodulation ein Frequenzspektrum mit einem Loch aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzempfindliche Vorrichtung ein Bandpaßfilter, dessen Mittenfrequenz mit der richtigen Mittenfrequenz des Loches übereinstimmt und das so angeschlossen ist, daß es demodulierte Signale erhält, eine Phasenverschiebungsschaltung, die ebenfalls so angeschlossen ist, daß sie demodulierte Signale erhält, eine Multiplizierschaltung zum Multiplizieren der Ausgangssignale des Filters und der Phasenverschiebungsschaltung, und eine Glättungs- oder Integriervorrichtung aufweist, die mit dem Ausgang der Multiplizierschaltung verbunden ist.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebungsschaltung eine Phasenverschiebung von 90° + 10° bewirkt.

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OO

16. Einrichtung nach Anspruch 2 oder einem der Ansprüche 6

bis 15, rückbezogen auf Anspruch 2, gekennzeichnet d u r ch eine Vorrichtung zum Einstellen des Signalpegels in dem erwähnten Teil des Frequenzbereichs auf einen konstanten Wert, eine Vorrichtung zum Komprimieren der Amplituden der Signale über den gesamten Frequenzbereich der Eingangssignale, einschließlich des erwähnten Teils, vor der Übertragung, und eine Vorrichtung zum Expandieren der Amplituden der empfangenen Signale nach der Demodulation bis zu einem Grad, der vom Signalpegel in dem erwähnten Teil nach der Demodulation abhängt.

17. Einrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Dämpfen der Signale Signale in dem erwähnten Teil des Frequenzbereichs auf mindestens einen vorbestimmten Wert dämpft und die Einrichtung eine Vorrichtung zum Einfügen eines Signals mit konstantem, oberhalb des vorbestimmten Wertes in dem erwähnten Teil liegenden Pegels und eine Vorrichtung zum Komprimieren der Amplituden der Signale im gesaraten Frequenzbereich der Eingangssignale, einschließlich des erwähnten Teils, vor der Übertragung aufweist.

18. Einrichtung nach Anspruch 2 oder 4 oder einem der Ansprüche 6 bis 15, rückbezogen auf Anspruch 2 oder 4, gekennzeichnet durch einen Verstärker, dessen Verstärkung in Abhängigkeit von einem Verstärkungsregelsignal veränderbar ist und der am Ausgang der Demodulationsvorrichtung, im Übertragungspfad der Empfängerausgangssignale liegt, und eine Vorrichtung zum Vergleichen des Signalpegels in dem erwähnten Teil des Frequenzbereiches mit einem Bezugssignal zur Bildung des Verstärkungsregelsignals.

19. Einrichtung nach Anspruch 18, rückbezogen auf Anspruch 9 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß

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die Vergleichsvorrichtung eine Vorrichtung zum Summieren der Ausgangssignale der Gleichrichterschaltungen, die mit dem ersten und zweiten Filter verbunden sind, und eine Vorrichtung zum Vergleichen der summierten Ausgangssignale mit dem Bezugssignal aufweist.

20. Elektrische Informationsübertragungseinrichtung mit einem Sender, der eine Vorrichtung zum Komprimieren der Amplituden der Signale im gesamten Frequenzbereich der Eingangssignale des Senders aufweist, und mit einem Empfänger, der einen Verstärker aufweist, dessen Verstärkung in Abhängigkeit von einem Verstärkungsregelsignal veränderbar ist und der die Ausgangssignale des Empfängers durchläßt, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender eine Vorrichtung zum Einstellen des Signalpegels in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der Eingangssignale des Senders auf einen vorbestimmten Wert und der Empfänger ein Bandpaßfilter mit einem im wesentlichen innerhalb des erwähnten Teils liegenden Durchlaßbereich, das am Verstärkerausgang liegt, sowie eine Vorrichtung zum Vergleichen des Ausgangssignals des Filters mit einem Bezugssignal zur Bildung eines Verstärkungsregelsignals aufweist.

21. Verfahren zum Senden und Empfangen von Einseitenbandsignalen, dadurch gekennzeichnet, daß in einem vorbestimmten Teil des Frequenzbereichs der zu übertragenden Signale liegende Signale vor der Modulation und Übertragung modifiziert werden, ein Regelsignal in Abhängigkeit von einem Fehler in der Lage desjenigen Teils der empfangenen und demodulierten Signale im Frequenzspektrum, der Signalen in dem erwähnten vorbestimmten Teil entspricht, gebildet und der Demodulationsvorgang in Abhängigkeit vom Regelsignal zur Verringerung eines derartigen Fehlers korrigiert wird.

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