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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf Sendestufen und insbesondere auf Sendestufen, die eine
Amplitudenregelschleife und eine Phasenregelschleife umfassen, um
ein Amplituden- und Phasen-moduliertes Signal über einen nichtlinearen Leistungsverstärker zu
verstärken
und ggf. über
einen drahtlosen Übertragungskanal
auszusenden.
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Für
mobile Kommunikationsdienste existiert nur eine begrenzte Anzahl
an Frequenzbändern.
Die erforderliche Kanalbandbreite bei der Datenübertragung und die mögliche Datenrate
sind entscheidende Faktoren, welche die Effektivität eines Übertragungssystems
charakterisieren. Dabei wird innerhalb eines Frequenzbandes eine
maximale Datenrate angestrebt. Es existieren verschiedene Verfahren,
die es gestatten, bei gleicher Kanalbandbreite eine höhere Datenrate
zu erlauben und dadurch einen effizienteren Nachrichtenfluß zu ermöglichen.
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In den letzten Jahren hat sich im
Bereich der mobilen Kommunikation der GSM-(Global System for Mobile
Communication)Standard etabliert. Dabei wird eine GMSK-(Gaussian
Minimum Shift Keying) Modulation verwendet. Die GMSK zählt zu den
sogenannten CPM-(Continuous Phase Modulation) Modulationsverfahren.
Dabei handelt es sich um ein nichtlineares digitales Modulationsverfahren
mit konstanter Amplitude und stetiger Phase.
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Die Erhöhung des Nachrichtenflusses
kann durch Änderung
des Modulationsverfahrens erfolgen. Dabei wird anstatt einer GMSK-Modulation
eine 3π/8-8PSK-(Phase
Shift Keying)Modulation für
den GSM-EDGE-(Enhancement Data Ratio for GSM Evaluation) Standard
oder eine QPSK-(Quadrature Phase Shift Keying) Modulation für UMTS-(Universal Mobile
Tele communications System)Standard verwendet. Die 3π/8-8PSK-Modulation und die QPSK-Modulation
enthalten neben der Phasenmodulation auch eine Amplitudenkomponente.
Dadurch ist eine Übertragung
von zusätzlichen
Informationen zur Erhöhung
der Datenrate bei der gleichen Kanalbandbreite möglich.
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Ein kritischer Punkt in dem mobilen
Endgerät ist
das Übertragungsverhalten
des HF-Sendeverstärkers
in Bezug auf die zu übertragenden
HF-Signale für
den EDGE und UMTS-Standard. Im Gegensatz zur GMSK-Modulation werden
bei der 3π/8-8PSK-Modulation und QPSK-Modulation
die Phase und die Amplitude moduliert. Das Ergebnis ist eine spektrale
Verbreiterung des Ausgangssignales nach dem nichtlinearen Leistungsverstärker bzw. eine
deutliche Verzerrung des Sendesignals. Dies führt zu einer Erhöhung der
Bitfehlerrate (BER) bei gleicher Empfangsfeldstärke.
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Um diese Verzerrungen zu minimieren,
wäre eigentlich
der Einsatz eines linearen Leistungsverstärkers erforderlich. Der Wirkungsgrad
linearer Verstärker
ist aber mit ca. [35% deutlich schlechter im Vergleich zu nichtlinearen
Leistungsverstärkern,
welche einen Wirkungsgrad von über
50% bis 60% erreichen.
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Die hohe Energieaufnahme des Systems durch
den niedrigeren Wirkungsgrad der Komponenten steht im Gegensatz
zu dem Bestreben, möglichst lange
Betriebszeiten der mobilen Station zu erreichen.
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Signal-Rekonstruktionstechniken wie
Polar-Loop ermöglichen
den Einsatz nichtlinearer Leistungsverstärker auch für den EDGE-Standard und UMTS-Standard.
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Sogenannte Polar-Loop-Sendeschaltungen sind
beispielsweise in dem U.S-Patent Nr. 4,481,672, der WO 02/47249
A2, dem U.S.-Patent Nr. 4,630,315 oder der
GB 2368214 A beschrieben.
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Auch die
EP 1211801 A2 offenbart
eine Polar-Loop-Sendeschaltung,
die für
zukünftige
Mobilfunksysteme, welche eine Phasen- und Amplitudenmodulation aufweisen,
geeignet ist und auch für
bekannte Systeme nach dem GSM-Standard verwendet werden kann. Die
Polar-Loop-Sendeschaltung umfaßt
einen Leistungsverstärker,
der eingangsseitig ein Signal von einem VCO empfängt. Das Steuersignal für den VCO
wird durch Amplituden-Begrenzen des Sendesignals als Sollsignal
und durch Amplituden-Begrenzen eines Ist-Signals, einen anschließenden Phasenvergleich
der begrenzten Signale und eine nachfolgende Tiefpaßfilterung
gewonnen.
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Das Amplitudensteuersignal für den steuerbaren
nichtlinearen Leistungsverstärker
wird durch Gleichrichten des Sendesignals als Soll-Signal, Gleichrichten
eines Ist-Signals, eine nachfolgende Differenzbildung mittels eines
Differenzverstärkers und
eine anschließende
Tiefpaßfilterung
erzeugt.
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Das Ist-Signal für die Amplitudenregelung sowie
für die
Phasenregelung wird vom Ausgang des nichtlinearen Leistungsverstärkers abgezweigt,
einem programmierbaren Verstärker
zugeführt,
dann auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt, einem rampenartig
steuerbaren Verstärker
zugeführt
und dann einerseits in den Gleichrichter zur Amplitudenregelung
und andererseits in den Begrenzer zur Phasenregelung eingespeist.
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Am Steueranschluß des programmierbaren Verstärkers, in
den ein vom Ausgang abgezweigtes Rückkopplungssignal zunächst eingespeist
wird, kann mit einem Steuersignal der Leistungspegel am Ausgang
der Polar-Loop-Sendeschaltung geregelt werden. Hierbei ist der programmierbare
Verstärker ein
linearer Verstärker,
der das an seinem Eingang zuführbare
Signal linear dämpft.
Die Spannung des an seinem Ausgang bereitgestellten Hochfrequenz-Signals
hingegen hängt
nicht linear von einem an dem Steueranschluß zuführbaren Stell signal ab und
beträgt
z. B. 2 dB pro Least-Significant-Bit-Änderung
des Stellsignals.
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Typische Polar-Loop-Sendeschaltungen,
wie sie in der
EP 1211801
A2 offenbart sind, eignen sich für zellulare Funktelefone gemäß dem GSM-Standard
sowie für
alternative Modulationsverfahren, bei denen eine Phasen- und eine
Amplitudenmodulation stattzufinden hat.
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Solche zellularen Mobilfunksysteme
haben als weitere Komponente eine automatische Verstärkungsregelung
dahin gehend, daß in
der Basisstation und/oder im Mobilteil eine Feldstärkemessung
durchgeführt
wird, um dann, wenn aufgrund einer geringen Empfangsfeldstärke festgestellt
wird, daß der
gerade herrschende Übertragungskanal
nicht zufriedenstellend ist, die Sendeleistung des Mobiltelefons und/oder
der Basisstation hochzuregeln. Nachdem der Stromverbrauch lediglich
für die
Mobilteile kritisch ist, wird oftmals lediglich eine Sendeleistungsregelung
im Mobilteil vorgenommen.
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So ist es einerseits im Interesse
einer geringen Bitfehlerrate wünschenswert,
eine sehr hohe Sendeleistung zu verwenden, da damit automatisch das
Signal/Rausch-Verhältnis
am Empfänger
und damit die Bitfehlerrate fällt.
Andererseits ist eine hohe Sendeleistung aufgrund der zunehmenden
Widerstände
aus der Bevölkerung
unerwünscht.
Des weiteren führt
eine hohe Sendeleistung dazu, daß die Zellen nur relativ grobmaschig
ausgelegt werden können
bzw., daß eine
Trägerfrequenz
nicht möglichst
oft in einem Zellenraster „wiederverwendet" werden können, um
eine hohe Teilnehmerzahl in dem begrenzten Frequenzband zu erlauben.
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Eine hohe Sendeleistung hat insbesondere bei
der Verwendung von nichtlinearen Verstärkern das Problem, daß Nebenkanalstörungen zunehmen können, d.
h., daß ein
Sender, der eigentlich für
eine Trägerfrequenz
spezifiziert ist, in einen Nebenkanal, in dem er eigentlich nichts
oder nur unterhalb einer Schwelle senden dürfte, aufgrund seiner Nichtlinearität ebenfalls
Leistung aussendet. Ein solches Sendegerät ist dann nicht vorschriftsmäßig, wenn
die sogenannte Nebenkanalaussendung oberhalb einer bestimmten Spezifikation
liegt. So ist beispielsweise für den
erwähnten
EDGE-Standard gefordert,
daß das Spektrum
des Ausgangssignals des Funkgeräts
bei einer Ablagefrequenz von +/– 200
kHz bezüglich
einer Trägerfrequenz
kleiner als –54
dBc ist, und ferner bei einer Ablagefrequenz von +/–300 kHz
bezüglich des
Trägers
unter –60
dBc liegt.
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Für
den UMTS-Standard wird gefordert, daß das Spektrum des Ausgangssignals
im gesamten Nachbarkanal besser als –45 dBc ist.
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Alle diese Anforderungen sprechen
dafür, daß die Sendeleistung
des Mobiltelefons so gering als möglich sein muß, d. h.
so klein, daß eine
geforderte untere Bitfehlerrate gerade noch erfüllt wird.
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Darüber hinaus existiert für Handys
im speziellen die Anforderung, daß sie preisgünstig sein
müssen,
da der Handy-Markt
sich zu einem außerordentlich
wettbewerbsintensiven Markt entwickelt hat, in dem bereits kleine
Preisvorteile dazu geführt
haben, daß das
eine System überlebensfähig war,
also vom Markt akzeptiert worden ist, während das andere System sich
auf dem Markt nicht durchgesetzt hatte.
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Für
Mobiltelefone wird daher eine möglichst empfindliche
Sendeleistungsregelung eingesetzt, die im Falle eines guten Übertragungskanals
die Sendeleistung sehr schnell und so weit als möglich reduziert, die jedoch
auch in der Lage ist, im Falle eines meist nur vorübergehend
schlechten Kanals die Sendeleistung sehr schnell und insbesondere
sehr stark hochzufahren. Eine Polar-Loop-Sendeschaltung muß daher
einerseits in einem sehr hohen Dynamikbereich des Leistungsverstärkers arbeiten
und andererseits einen sehr hohen Dynamikbereich hinsichtlich der
Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife, die zusammen
die Polar-Loop bilden, verkraften.
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Nachteile an dem in der
EP 1211801 A2 offenbarten
Konzept besteht darin, daß die
Einstellung der Ausgangsleistung über die Programmierung des programmierbaren
Verstärkers
im Rückkopplungszweig
erfolgt. Der programmierbare und der nachgeschaltete rampenartig
betreibbare Verstärker
müssen
daher ein Ausgangssignal mit einer hohen Dynamik liefern, das in
einem Fall, nämlich
bei maximaler Ausgangssendeleistung sehr klein ist, und das im anderen
Fall, nämlich
bei minimaler Ausgangsleistung, sehr groß ist und hierbei insbesondere
in die Nähe der
Amplitude des Ausgangssignals vom Sendesignalgenerator kommt.
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Es wurde herausgefunden, daß ein Signal mit
zu großer
Dynamik im Rückkopplungspfad
dazu führt,
daß der
Gleichrichterdetektor zur Ermittlung des Amplituden-Ist-Signals
sehr aufwendig und teuer ausgeführt
werden muß.
Noch gravierender ist die Tatsache, daß der Amplituden-Begrenzer
(Limiter), der zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals benötigt wird,
ebenfalls sehr teuer ausgeführt
sein muß,
da er, wenn das Eingangssignal in denselben sehr klein wird, eine
außerordentlich
hohe Verstärkung
benötigt,
um noch eine Amplitudenbegrenzung zu erreichen, um ein Phasen-Ist-Signal
zu liefern. Dies muß jedoch
auf jeden Fall sichergestellt werden, da in dem Moment, in dem der
Amplitudenbegrenzer zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals kein definiertes Ausgangssignal
mehr liefert, die Phasenregelschleife der Polar-Loop ausrastet,
was zu einem Totalverlust der Datenübertragung führt. In
anderen Worten gesprochen, führt
ein Ausfall der Phasenregelschleife der Polar-Loop dazu, daß die Nachrichtenverbindung sofort
unterbrochen wird, und daß bis
zu einer Neusynchronisation gewartet werden muß, was, wie es unschwer zu
erkennen ist, lästig
und nicht tolerabel ist.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung
besteht darin, ein verbessertes Sendekonzept zu schaffen, das sicher
und zu verlässig
arbeitet, und bei dem gleichzeitig Anforderungen an bestimmte Elemente reduziert
sind, so daß ein
Sender preisgünstiger
hergestellt werden kann.
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Diese Aufgabe wird durch eine Sendestufe nach
Patentanspruch 1 gelöst.
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Der vorliegenden Erfindung liegt
die Erkenntnis zugrunde, daß die
Sendeleistungsregelung nicht derart durchgeführt werden darf, daß die Phasenregelschleife
einer Polar-Loop-Schaltung
zu stark beeinträchtigt
wird. Statt dessen wird erfindungsgemäß das Ist-Signal, von dem das
Phasen-Ist-Signal
abgeleitet wird, in einem begrenzten Bereich gehalten, der vorzugsweise
relativ klein ist, derart, daß das
Ist-Signal, von dem das Phasen-Ist-Signal abgeleitet wird, unabhängig von
einer Ausgangsleistung des Verstärkers
im wesentlichen konstant ist. Die Verstärkungsregelung wird statt dessen
dadurch erreicht, daß entweder
das Ist-Signal, das zur Amplitudenregelung verwendet wird, oder
vorzugsweise das Soll-Signal, das zur Amplitudenregelung verwendet
wird, entsprechend modifiziert werden, um am Ausgang des Leistungsverstärkers ein
Signal mit höheren
Leistungspegel oder ein Signal mit niedrigerem Leistungspegel zu
erhalten. In anderen Worten bedeutet dies, daß in einer erfindungsgemäßen Polar-Loop-Schaltung
im Rückkopplungspfad
ein steuerbarer Verstärker
vorgesehen ist, der derart betrieben wird, daß sein Ausgangssignal in einem
vorbestimmten Bereich liegt, und vorzugsweise im wesentlichen konstant
ist, während
die Amplitudenregelungseinrichtung, die Teil der Amplitudenregelschleife
der erfindungsgemäßen Polar-Loop-Schaltung bildet,
ausgebildet ist, um entweder das Ist-Signal in die Amplitudenregelungseinrichtung
und/oder das Soll-Signal in die Amplitudenregelungseinrichtung entsprechend
zu variieren, damit ausgangsseitig, also am Signalausgang des Leistungsverstärkers ein Signal
mit entsprechend variiertem Leistungspegel vorliegt.
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Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung
besteht darin, daß das
Ist-Signal, das in die Phasenregelungseinrichtung eingespeist wird,
in einem wohl definierten Dynamikbereich liegt, der vorzugsweise sehr
klein ist und bei einem besonders bevorzugtem Ausführungsbeispiel
zu einem im wesentlichen konstanten Wert degeneriert. Damit wird
sichergestellt, daß die
Phasenregelschleife bei einer starken Pegeländerung nicht ausrastet, sondern
ohne weiteres weiterarbeitet, um die Phaseninformationen im zu sendenden
Signal dem vom Leistungsverstärker ausgegebenen
verstärkten
Signal aufzuprägen.
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Ein weiterer Vorteil der vorliegenden
Erfindung besteht darin, daß die
Sicherheitsanforderungen nach einer zuverlässigen Funktionalität der Phasenregelschleife
dadurch einfach erfüllt
werden können,
daß Teile
der Phasenregelungseinrichtung, und insbesondere ein Amplitudenbegrenzer
zur Erzeugung des Phasen-Ist-Signals aus dem Ist-Signal einfach
ausgelegt werden kann. Nachdem das Eingangssignal in den Begrenzer
vor dem Phasen/Frequenz-Detektor in einem wohl definierten nicht
stark variierenden Dynamikbereich liegt, kann hier ein preisgünstiger
Begrenzer vorgesehen werden, der zu einer Reduzierung der Gesamtkosten
der Polar-Loop-Sendeschaltung führt,
wobei diese Reduzierung der Gesamtkosten zu keinerlei Qualitätsminderungen
führt,
sondern insgesamt zu einer Zuverlässigkeitserhöhung des
Konzepts führt.
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Ein weiterer Vorteil der vorliegenden
Erfindung besteht darin, daß zur
Leistungsvariation lediglich ein weiterer steuerbarer Verstärker entweder zum
Verstärken
des Ist-Signals
oder zum Verstärken des
Soll-Signals vorgesehen werden muß, wobei die Anforderungen
an diesen Verstärker
ebenfalls nicht schlimm sind. Wird ein Verstärker zum Verstärken des
Ist-Signals in die Amplitudenregelungseinrichtung vorgesehen, so
ist der Eingangsdynamikbereich in diesen Verstärker wohl bekannt, da er ja
in einem vorbestimmten Bereich liegt und vorzugsweise sogar konstant
ist. Es kann also ein genau für
diesen Zweck entwickelter Verstärker
verwendet werden, der nicht hinsichtlich seiner Dynamik und insbesondere
hinsichtlich eines stark variierenden Eingangssignals entworfen
zu werden braucht. Darüber
hinaus muß dieser
Verstärker
lediglich ein NF-Verstärker
sein, wenn die erfindungsgemäße Polar-Loop-Schaltung einen
Mischer im Rückkopplungszweig
umfaßt,
um das Rückkopplungssignal
mit einer Sendefrequenz f2 auf eine leicht
beherrschbare ZF-Frequenz f1 umzusetzen,
für die
ein Verstärkerentwurf
ohne weiteres durchführbar
ist.
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Wird dagegen, wie es bei einem bevorzugtem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung der Fall ist, eine Leistungsregelung
der Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers bei einer entsprechenden
Anforderung einer Feldstärkemeßeinrichtung
anhand des Soll-Signals in die Amplitudenregelungseinrichtung vorgenommen,
so muß überhaupt kein
Eingriff in eine Regelschleife selber vorgenommen werden. Statt
dessen kann ohne weiteres das Soll-Signal von der Sendeeinrichtung,
dessen Amplitudenverhältnisse
und mittlere Leistungspegel bekannt bzw. beliebig konditionierbar
sind, modifiziert werden, so daß für den einen
bzw. die zwei weiteren Verstärker,
die „im
Konzert" mit dem
Verstärker
im Rückkopplungszweig
arbeiten, keine erheblichen Kosten zu erwarten sind.
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Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden
Zeichnungen detailliert erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe;
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2 ein
Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Sendestufe gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel;
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3 eine
tabellarische Übersicht
der Ansteuerung der verschiedenen vorzugsweise verwendbaren Verstärker in
der Amplitudenregelungseinrichtung;
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4a eine
gleichungsmäßige Darstellung der
Abhängigkeiten
der Verstärkersteuerungssignale für eine bestimmte
Verstärkung
im Vorwärtszweig
für eine
Soll-Signal-Modifikation;
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4b eine
beispielhafte Darstellung der gleichungsmäßigen Zusammenhänge für eine bestimmte
Verstärkung
V im Vorwärtszweig
für eine Ist-Signal-Modifikation;
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5a eine
Gegenüberstellung
eines EDGE-Spektrums und eines Polar-Loop-Spektrums vor einer Optimierung
der Polar-Loop; und
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5b eine
Gegenüberstellung
des EDGE-Spektrums und des Polar-Loop-Spektrums nach einer Optimierung
der Polar-Loop unter Verwendung der Verstärkung des Differenzverstärkers in der
Amplitudenregelungseinrichtung.
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1 zeigt
ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sendestufe zum Liefern
eines Eingangssignals in einen Verstärkereingang, der in 1 mit 10 bezeichnet
ist. Der Verstärker
umfaßt ferner
einen Verstärkerausgang 11 sowie
einen Steuereingang 12. Der Verstärker selbst ist in 1 mit 13 bezeichnet.
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Der Verstärker ist vorzugsweise ein Verstärker, der
im nichtlinearen Betrieb arbeitet. Ist der Verstärker ein Bipolartransistor,
so wird die Verstärkungssteuerung über die
Versorgungsspannung betrieben. Das Verstärkungssteuerungssignal, das
an dem Verstärkungssteuerungseingang 12 anliegt, wird
in diesem Fall eine Versorgungsspannungsvariation bewirken. Ist
der Verstärker
dagegen ein Feldeffekt transistor-Verstärker, so wird es bevorzugt,
die Verstärkung
des Verstärkers über den
Arbeitspunkt desselben zu steuern. Der Steuereingang 12 ist
daher wirksam, um eine Drain-Source-Spannung oder eine Gate-Source-Spannung
oder beide im Kennlinienfeld dem Beispiel gemäß entsprechend der Tabellen
oder auch rückkopplungsmäßig zu variieren.
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Die Sendestufe umfaßt einen
steuerbaren Oszillator 14, der in 1 mit VCO bezeichnet ist. Vorzugsweise
werden spannungsgesteuerte Oszillatoren bevorzugt. Alternativ können natürlich auch beispielsweise
stromgesteuerte Oszillatoren verwendet werden. Im Falle von stromgesteuerten
Oszillatoren ist das Steuersignal, das an einem Steuereingang 15 in
den Oszillator 14 eingespeist wird, ein Strom, während, wenn
der VCO 14 spannungsgesteuert ist, das Steuersignal in
den Steuereingang 15 des VCO 14 eine Spannung
ist.
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Wie es für Polar-Loop-Schaltungen üblich ist,
ist ferner eine Amplitudenregelungseinrichtung 16 sowie
eine Phasenregelungseinrichtung 17 vorgesehen. Während die
Phasenregelungseinrichtung 17 mit dem Steuereingang 15 des
steuerbaren Oszillators 14 ausgangsseitig gekoppelt ist,
ist die Amplitudenregelungseinrichtung 16 mit dem Verstärkungssteuerungseingang 12 des
Verstärkers 13 ausgangsseitig
gekoppelt. Sowohl die Phasenregelungseinrichtung 17 als
auch die Amplitudenregelungseinrichtung 16 erhalten ein
Ist-Signal 18, das am Ausgang eines Rückkopplungspfades 19 anliegt.
Der Rückkopplungspfad 19 umfaßt eine
Abzweigungseinrichtung 19a, über die ein Teil des Ausgangssignals
am Verstärkerausgang 11 abgezweigt
wird. Für
HF-Anwendungen, also wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 11 eine
Frequenz im HF-Bereich
hat, kann hierbei ein entsprechend gearteter Richtkoppler z. B. in
Streifenleitungstechnik verwendet werden.
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Der Rückkopplungspfad 19 umfaßt ferner
einen variablen Rückkopplungspfad-Verstärker 19b, der über einen
Steuerungseingang steuerbar ist, und zwar unter Verwendung eines
Verstärkungssteuerungssignals
GS1. Am Ausgang des Rückkopp lungspfad-Verstärkers 19b liegt
ein verstärktes
Rückkopplungssignal
vor, das eine Amplitude in einem vorbestimmten Bereich ist, wie
es nachfolgend ausgeführt wird.
Optional ist im Rückkopplungspfad 19 ferner eine
Frequenzumsetzungseinrichtung 19c vorgesehen, um die Phasenregelungseinrichtung 17 bzw.
die Amplitudenregelungseinrichtung 16 in einem Zwischenfrequenzbereich
zu betreiben. In diesem Fall wird die Frequenz des Ausgangssignals
des Verstärkers 19b,
die beispielsweise f2 ist, auf eine niedrigere Zwischenfrequenz
f1 umgesetzt. Hierzu kann eine normale Mischer/Lokaloszillator-Kombination
in dem Block 19c zum Einsatz kommen.
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Unabhängig davon, ob im Rückkopplungspfad 19 die
Frequenzumsetzungseinrichtung 19c vorhanden ist oder nicht,
liegt an einem Ausgang des Rückkopplungspfads 19,
also signalflußmäßig hinter dem
Rückkopplungspfad-Verstärker 19b,
das Ist-Signal an, das in die Phasenregelungseinrichtung 17 einerseits
und in die Amplitudenregelungseinrichtung 16 andererseits
eingespeist wird. Wie es nachfolgend ausgeführt werden wird, wird das Ist-Signal
in der Phasenregelungseinrichtung in ein Ist-Phasensignal verarbeitet.
Analog hierzu wird das Ist-Signal 18 in der Amplitudenregelungseinrichtung 16 in
ein Ist-Amplitudensignal verarbeitet.
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Sowohl die Amplitudenregelungseinrichtung 16 als
auch die Phasenregelungseinrichtung 17 erhalten ferner
ein Soll-Signal 20,
das an einem Signaleingang 21 anliegt, der zum Erhalten
eines zu sendenden Signals vorgesehen ist. Das Soll-Signal 20 wird
in der Phasenregelungseinrichtung 17 verarbeitet, um ein
Soll-Phasensignal zu erhalten. Entsprechend wird das Soll-Signal 20 in
der Amplitudenregelungseinrichtung 16 verarbeitet, um ein
Soll-Amplitudensignal zu erhalten.
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Wie es in der Technik bekannt ist,
arbeiten sowohl die Amplitudenregelungseinrichtung 16 als auch
die Phasenrege lungseinrichtung 17 dahingehend, daß in Verbindung
mit dem VCO 14 bzw. dem Verstärker 13 die Differenz
zwischen dem Soll-Signal 20 und dem Ist-Signal 18 kleiner
wird bzw. im Idealfall zu Null wird. In diesem Fall prägt der VCO 14 dem Ausgangssignal
am Ausgang des Verstärkers 11 den Phasenverlauf
des zu sendenden Signals am Eingang 21 auf. Analog hierzu
prägt der
Verstärker 13 dem
Ausgangssignal am Verstärkerausgang 11 den Amplitudenverlauf
des zu sendenden Signals 21 auf, jedoch einerseits mit
einer anderen Frequenz, nämlich
der HF-Sendefrequenz, und darüber
hinaus mit einer wesentlichen höheren
Amplitude, nämlich
der HF-Sendeamplitude,
die typischerweise um vieles höher
ist als die Amplitude des an dem Eingang 21 anliegenden
zu sendenden Signals.
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Die erfindungsgemäße Sendestufe umfaßt ferner
eine Steuerungseinrichtung 22, die ausgebildet ist, um,
wenn sie über
einen Anforderungseingang 23 eine Anforderung nach einem
veränderten Ausgangspegel
erhält,
sowohl den Rückkopplungspfad-Verstärker 19b über einen
Rückkopplungspfad-Verstärker-Steuerausgang 24 ansteuert,
und gleichzeitig die Amplitudenregelungseinrichtung 16 über einen
Amplitudenregelungseinrichtungseingang 25 ansteuert. Hierzu
wird einerseits über
den Eingang 24 das Verstärkungs-Steuerungssignal GS1 ausgegeben.
Andererseits wird über
den Ausgang 25 ein Verstärkungssteuerungssignal GS2
und/oder ein Verstärkungssteuerungssignal
GS3 in die Amplitudenregelungseinrichtung 16 eingespeist.
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Die Differenz zwischen dem Soll-Signal 20 und
dem Ist-Signal 18 in
der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 ist letztendlich
dafür verantwortlich, wie
groß das „Fehlersignal" am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 ist,
das dem Verstärker über dem
Steuerungseingang 12 zugeführt wird. Erfindungsgemäß wird die
Differenz zwischen dem Soll-Signal 20 und
dem Ist-Signal 18 innerhalb der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 je
nach einem von dem Anforderungseingang 23 erhaltenen Wert variiert,
so daß die
Phasenrege lungseinrichtung 17 von dieser veränderten
Anforderung anhand ihres Soll-Signals 20 und ihres Ist-Signals 18 gewissermaßen nichts „merkt". Die Phasenregelungseinrichtung 17 arbeitet
somit unbeeindruckt von einer Anforderung nach einem veränderten
Ausgangspegel und kann immer ein korrektes Verhalten zeigen, dahingehend,
daß sie
nicht über
ihre Grenze hinaus „bemüht" wird und gegebenenfalls
ausrastet. Ein Ausrasten der Phasenregelschleife, die durch die
Phasenregelungseinrichtung 17, den VCO 14 und
dem Rückkopplungspfad 19 gebildet
wird, würde
unweigerlich zu einem Kommunikations-Zusammenbruch zwischen einem
Sender und einem Empfänger
führen.
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Damit dies nicht passiert, ist die
Steuerungseinrichtung 22 ausgebildet, um einen mittleren
Leistungspegel eines Signals an dem Signalausgang 11 des
Verstärkers 13 zu
steuern, indem abhängig
von einer Anforderung 23 nach einer Veränderung des mittleren Leistungspegels
die Amplitudenregelungseinrichtung 16 angesteuert wird,
um das Ist-Signal 18 und/oder das Soll-Signal 20 innerhalb
der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 und
gleichzeitig eine Verstärkung
(GS1) des Rückkopplungspfad-Verstärkers 19b so
zu variieren, daß die
Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 19b, also die
Amplitude des Signals in dem Rückkopplungspfad 19 signalflußmäßig hinter
dem Rückkopplungspfad-Verstärker 19b in
einem vorbestimmten Bereich bleibt. Es sei darauf hingewiesen, daß das Ausgangssignal
des Verstärkers 19b,
wenn keine Frequenzumsetzungseinrichtung vorhanden ist, unmittelbar
gleich dem Ist-Signal 18 ist, während in dem Fall, in dem eine Frequenzumsetzung 19c vorhanden
ist, das Ist-Signal 18 von dem Ausgangssignal des Verstärkers 19b abgeleitet
ist.
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Lautet die Anforderung am Anforderungseingang 23 dahingehend,
daß das
Ausgangssignal am Signalausgang 11 des Verstärkers einen
größeren mittleren
Leistungspegel erhalten soll, so wird der Verstärker 19b das von der
Abzweigunseinrichtung 19a abgezweigte Signal weniger verstärken, damit am
Ausgang des Verstärkers 19b die
Amplitude wieder im vorbestimmten Bereich liegt, der vorzugsweise
zu einem konstanten Wert bzw. zu einem sehr kleinen Bereich innerhalb üblicher
Signalschwankungen „degeneriert". Um tatsächlich die
Verstärkungserhöhung am
Signalausgang 11 des Verstärkers 13 zu erhalten,
wird die Steuerungseinrichtung 22 über den Ausgang 25 die
Amplitudenregelungseinrichtung 16 derart ansteuern, daß das Differenzsignal
am Ausgang der Amplituden-Regelungseinrichtung größer wird,
wobei für
Fachleute offensichtlich ist, daß die Richtung, also hin zu
negativer oder positiver Richtung, davon abhängt, wie die Kennlinie des
Verstärkers 13 gestaltet
ist, also der Zusammenhang zwischen Verstärkungssteuerungssignal und
tatsächlicher
Verstärkung
V des Verstärkers 13.
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Die Differenz am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 kann
dadurch größer gemacht werden,
daß z.
B. das Soll-Signal 20 innerhalb
der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 im Vergleich zum
Ist-Signal 18 vergrößert wird,
oder daß das Ist-Signal 18 innerhalb
der Amplitudenregelungseinrichtung 16 im Vergleich zum
Soll-Signal 20 verkleinert wird, oder daß sowohl
das Soll-Signal vergrößert wird
als auch das Ist-Signal verkleinert wird.
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Lautet dagegen die Anforderung an
dem Eingang 23 in die Steuerungseinrichtung 22 dahingehend,
daß der
Signalpegel am Ausgang des Verstärkers 13 verringert
werden soll, was beispielsweise der Fall ist, wenn z. B. ein Handy
eine gute Verbindung mit einer Basisstation feststellt, so wird
der Verstärker 19b im
Rückkopplungspfad 19 angesteuert, um
seine Verstärkung
zu erhöhen,
während
die Amplitudenregelungseinrichtung 16 über den Ausgang 25 der
Steuerungseinrichtung 22 angesteuert wird, um das Fehlersignal
am Ausgang zu verringern. Dies kann entweder geschehen, wenn das
Soll-Signal 20 im
Vergleich zum Ist-Signal verkleinert wird, wenn das Ist-Signal 18 im
Vergleich zum Soll-Signal 20 vergrößert wird, oder wenn beide
Signale in Analogie zum vorherigen Fall gegenläufig verändert werden.
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An dieser Stelle sei darauf hingewiesen,
daß die
Verstärkungseinrichtungen
in Form des Verstärkers 19b im
Rückkopplungspfad 19 sowie
nachfolgend dargelegte Verstärkungseinrichtungen
innerhalb der Amplituden-Regelungseinrichtung 16 genauso
gut als Dämpfungsglieder
ausgelegt sein können,
wobei in diesem Fall eine negative Verstärkung einer Dämpfung entspricht.
Lediglich aufgrund der Übersichtlichkeit
der Darstellung wird im nachfolgenden von Verstärkung gesprochen, wobei Verstärkungen
auch negative Verstärkungen,
also Dämpfungen umfassen.
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Darüber hinaus sei darauf hingewiesen,
daß die
in 1 gezeigten Ausgangssignale
der dargestellten Blöcke
mit den in 1 gezeigten
nachfolgenden Blöcken „wirksam
gekoppelt" sind,
was bedeuten soll, daß nicht
tatsächlich
eine physische Komponente, wie z. B. der Ausgang des VCO 14 unmittelbar
mit einem Transistoreingang innerhalb des Verstärkers 13 gekoppelt
ist, ohne daß dazwischen irgendwelche
weiteren Schaltungen wären. „Wirksam
gekoppelt" bedeutet
stattdessen, daß z.
B. zwischen dem VCO-Ausgang und dem Verstärkereingang z. B. eine Anpassungsschaltung
in Form einer Impedanztransformationsschaltung vorgesehen sein kann,
die zwar am Informationsgehalt des übertragenen Signals nichts ändert, die
jedoch sehr wohl z. B. die Eingangsimpedanz des Verstärkers 13 verändert, die
der VCO 14 „sieht". Genauso können an
den Ausgängen
der Einrichtungen 16 und 17 noch Verstärker, Invertierer
oder sonstige Signalverarbeitungsschaltungen vorgesehen sein, die
Signalmodifikationen bewirken, die jedoch nichts daran ändern, daß beispielsweise
der Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 mit dem
Verstärkungssteuerungseingang 12 des
Verstärkers 13 „wirksam
gekoppelt" ist.
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Nachfolgend wird anhand von 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung näher
beschrieben. Die Phasenregelungseinrichtung 17 umfaßt einen
ersten Begrenzer 171 zum Begrenzen des Soll-Signals 20,
das in
2 mit Sin(t) bezeichnet ist. Ferner ist eine zweite
Begrenzereinrichtung 172 vorgesehen, die ausgebildet ist,
um das Ist-Signal 18 zu begrenzen. Am Ausgang der Einrichtung 71 liegt
somit ein Soll-Phasensignal vor, während am Ausgang der Einrichtung 172 ein Ist-Phasensignal
anliegt. Diese beiden Signale werden in einen Phasen/Frequenz-Detektor 173 eingespeist,
der die aktuelle Phasendifferenz zu einem bestimmten Zeitpunkt t
in ein Tiefpaßfilter,
das in der Technik auch als Schleifenfilter bezeichnet wird und in 2 mit 174 bezeichnet
ist, einspeist. Ein durch das Tiefpaßfilter 174 gefiltertes
Phasendifferenzsignal stellt dann das Steuersignal in den VCO 14 dar.
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Die Amplitudenregelungseinrichtung 16 umfaßt bei dem
in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel einen
Soll-Signal-Verstärker 161 mit
variabler Verstärkung,
wobei das Verstärkungssteuerungssignal für den Soll-Signalverstärker 161 mit
GS3 bezeichnet ist. Analog hierzu umfaßt die Amplitudenregelungseinrichtung 16 in 2 einen Ist-Signal-Verstärker 162,
der als variable Dämpfungseinrichtung
gezeichnet ist, und der mit einem Verstärkungssteuerungssignal GS2
steuerbar ist. Das verstärkte
Soll-Signal am Ausgang des Soll-Signalverstärkers 161 wird in
einen Soll-Amplitudendemodulator 163 eingespeist. Entsprechend
wird das verstärkte
Ist-Signal am Ausgang des Ist-Signalverstärkers 162 ebenfalls
in einen Ist-Amplitudendemodulator 164 eingespeist.
Die Amplitudendemodulatoren 163 und 164 können z.
B. als Gleichrichterdiodenschaltungen ausgebildet sein, oder aber
auf eine beliebige andere Art und Weise implementiert sein, um die
Amplituden-Hüllkurve
des an dieselben anliegenden Eingangssignals zu extrahieren.
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Am Ausgang des Amplitudendemodulators 163 für das Soll-Signal liegt dann
ein Soll-Amplitudensignal an, das in einen nicht-invertierenden
Eingang eines Differenzverstärkers 165 eingespeist wird.
Das am Ausgang des Amplitudendemodulators 164 anliegende
Amplituden-Ist-Signal wird in den in vertierenden Eingang des Differenzverstärkers 165 eingespeist.
Das am Ausgang des Differenzverstärkers 165 anliegende
verstärkte
Differenzsignal wird dann in ein Tiefpaßfilter 166 innerhalb
der Amplitudenregelungseinrichtung 16 eingespeist. Das
Tiefpaßfilter 166 liefert
ausgangsseitig dann das Verstärkungssteuerungssignal,
das in den Verstärkungssteuerungseingang 12 des
Leistungsverstärkers 13 eingespeist
wird. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird es bevorzugt, daß der Differenzverstärker 165 ebenfalls
eine einstellbare Verstärkung
hat, wobei die Verstärkung des
Differenzverstärkers 165 durch
ein Verstärkungssteuerungssignal
GS4 steuerbar ist.
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Bei dem in 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist im Rückkopplungspfad 19 ein
Frequenzumsetzer 19c vorgesehen, der einen Mischer M1 sowie einen Lokaloszillator LO aufweist, die
derart implementiert sind, wie es in der Technik bekannt ist, um
ein Signal mit einer HF-Frequenz f2 auf eine Zwischenfrequenz f1
herunterzumischen.
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Bei dem in 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist am Eingang 21 ein Signalgenerator
angeschlossen, der aus einem EDGE- oder UMTS-Modulator 211 sowie einem IQ-Modulator 212 besteht,
wobei der IQ-Modulator 212 ausgebildet ist, um von dem EDGE-
oder UMTS-Modulator 211 erzeugte Signalkomponenten, nämlich ein
I-Signal und ein Q-Signal, in ein komplexes Wechselsignal auf der
Zwischenfrequenz f1 umzusetzen.
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Die in 2 gezeigte
Schaltung arbeitet nach dem Konzept des Polar-Loop-Signalrekonstruktionsverfahrens.
Hierbei kommen PLL-(Phase Locked Loop) und ALL-(Amplitude Locked
Loop) Rückkoppelschleifen
zum Einsatz. Das I/Q-Signal einer EDGE- oder UMTS-Signalquelle wird
in dem IQ-Modulator 212 auf eine Trägerfrequenz f1 aufmoduliert. Die
Amplitudeninformation des hochfrequenzmodulierten Signals Sin(t) wird im Limiter 171 eliminiert. Dies
führt dazu,
daß das
Signal nach dem Limiter 171 nur noch die Phaseninformation
enthält.
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In dem Phasenfrequenzdetektor PFD 173 findet
ein Phasenvergleich zwischen dem Eingangssignal am Ausgang des Limiters 171 und
einem rückgeführten Teil
des Ausgangssignals am Ausgang des Limiters 172 statt.
Das entsprechende Fehlersignal, das in 2 mit T bezeichnet ist, wird über das Schleifenfilter 174,
das einen Tiefpaß-Charakter
hat, dem VCO (Voltage Controlled Oscillator) zugeführt. Damit
wird der VCO mit einer Mittenfrequenz von f2 auf eine von außen zugeführte Phase
synchronisiert.
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Bei dem in 2 gezeigten bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird im Rückkopplungspfad 19 die
Frequenz des Ausgangssignals am Ausgang des Verstärkers 13 im Mischer
M1 von f2 auf f1 umgesetzt, wobei bei einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung das Signal vor dem Mischer durch den Rückkopplungspfad-Verstärker 19b entsprechen
verstärkt
bzw. gedämpft
wird. Alternativ könnte
der Verstärker 19b auch
nach dem Mischer angeordnet werden.
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Nach der Eliminierung der Amplitudeninformationen
des rückgekoppelten
Ausgangssignals im Limiter 172 wird das Signal dem zweiten
Eingang des Phasenfrequenzdetektors 173 zugeführt.
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Die PLL-Schleife mit der Phasenregelungseinrichtung 17 und
dem Rückkopplungspfad 19 sorgt somit
dafür,
daß die
Phasendifferenzen, die aufgrund von AM/PM-Verzerrungen im Leistungsverstärker 13 entstehen,
durchgehend immer wieder korrigiert werden.
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Die Folge davon ist, daß der Einsatz
des nichtlinearen HF-Leistungsverstärkers 13,
der beispielsweise ein Leistungsverstärker im Klasse-C-Betrieb ist,
keine spektrale Verbreiterung des Ausgangssignals am Ausgang 11 des
Leistungsverstärkers 13 bewirkt.
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Durch die ALL-Schleife, die durch
die Amplitudenregelungseinrichtung 16 und den Rückkopplungspfad 19 gebildet
wird, wird die Einhüllende
des modulierten Eingangssignals Si
n(t) auf das Ausgangssignal Sout(t)
abgebildet. Nach der Detektion der Amplitudeninformationen des Eingangssignals und
des rückgekoppelten
Ausgangssignals in den beiden Amplitudendemodulatoren 163 und 164 wird im
Operationsverstärker 165 die
Differenz gebildet und verstärkt,
und zwar gemäß dem Verstärkungs-Steuerungssignal
GS4 für
diesen Differenzverstärker 165.
Anschließend
wird das verstärkte
Signal über
ein Schleifenfilter 166 mit Tiefpaß-Charakter den nichtlinearen
HF-Leistungsverstärker 13 als Amplitudensteuersignal
(RS) zugeführt.
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Die regelbaren Dämpfungsglieder/Verstärkungsglieder 161, 162 werden
für die
Leistungsvariation des nicht-linearen HF-Leistungsverstärkers verwendet,
ohne daß die
PLL-Schleife selbst
beeinflußt wird.
Damit die PLL-Schleife unbeeinflußt von der Leistungsvariation
des nicht-linearen HF-Sendeverstärkers 13 arbeitet,
ist der Rückkopplungspfad-Verstärker 19b im
Rückkopplungspfad 19 vorgesehen. Die
Dämpfung,
d. h, negative Verstärkung,
des als steuerbaren Dämpfungsglieds
ausgeführten
Verstärkers 19b ist
dabei um so größer, je
höher der
Signalpegel des Ausgangssignals Sout(t)
ist.
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Erfindungsgemäß wird damit die Amplitudeninformation
aus dem Signalgenerator durch die ALL-Schleife, die durch die Amplitudenregelungseinrichtung 16 und
den Rückkopplungspfad 19 gebildet wird,
rekonstruiert, indem beispielsweise eine Arbeitspunktvariation des
nicht linearen HF-Leistungsverstärkers 13 vorgenommen
wird.
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Darüber hinaus wird die Ausgangssignal-Amplitude,
also der mittlere Leistungspegel des Signals Sout(t)
am Ausgang der gesamten Sendestufe durch das regelbare Dämpfungsglied,
also durch den Rückkopplungspfad-Verstärker 19b auf
einen vorzugsweise konstanten Wert bzw. auf einen vorbestimmten Bereich
geregelt, der z. B. derart gewählt werden
kann, daß der
Begrenzer 172 immer sicher arbeitet und eine erwünschte Begrenzung
sicherstellt, um ein definiertes Ausgangssignal zum Phasen/Frequenz-Detektor 173 zu
liefern, damit die Phasenregelschleife bei einer starken Leistungsvariation nicht
ausrastet. Dadurch bleibt die PLL-Schleife, die durch die Phasenregelungseinrichtung 17 und
den Rückkopplungspfad 19 gebildet
wird, unbeeinflußt von
einer Leistungsvariation des HF-Sendeverstärkers 13 beispielsweise
aufgrund einer Anforderung einer Handy-Elektronik, aufgrund eines
sich verändernden
Freiraumübertragungskanals
eine Erhöhung/Erniedrigung
der Sendeleistung zu erreichen.
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Darüber hinaus wird bei dem in 2 gezeigten bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung der Signalpegel des Sendeverstärkers durch
die Verstärkungseinrichtungen 161 und 162 variiert.
Dadurch kann die PLL-Schleife
unbeeinflußt
weiterarbeiten und rastet bei einer Variation des Signalpegels nicht
aus.
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Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung werden die Übertragungscharakteristika
der beiden Schleifen so eingestellt, daß ihre Bandbreiten, also die
Grenzfrequenzen der Tiefpässe 166 und 174 so
gewählt
werden, daß die Übertragung
des EDGE-Signals und des UMTS-Signals
problemlos möglich
sind. Dies wird dadurch erreicht, daß die Bandbreiten so groß sind, daß durch
die Regelschleifen kein Informationsverlust auftritt. Eine zu berücksichtigende
Nutzbandbreite bei UMTS und EDGE liegt bei 2 MHz.
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Die Verstärkung des Differenzverstärkers 165 wird
vorzugsweise gerade eingestellt, daß eine vollständige Abbildung
der Amplitudeninformation auf das Ausgangssignal erfolgt.
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Hierzu wird auf die 5a und 5b eingegangen. 5a zeigt ein Spektrum einer
in 2 dargestellten Polar-Loop vor einer Optimierung.
Das Spektrum ist in 5a mit 50a bezeichnet.
Zu Vergleichszwecken ist in 5a ferner
ein Spektrum gemäß der EDGE-Spezifikation
gezeigt, das mit 50b bezeichnet ist. Aus 5a ist ersichtlich, daß die beiden
Spektren lediglich in einem schmalen Bereich um die Mittenfrequenz
herum "übereinander
liegen", daß die Polar-Loop
jedoch noch nicht ausreichend optimiert ist, wenn zu größeren Ablagefrequenzen, also
Frequenzentfernungen von der Mittenfrequenz bei 900 MHz gegangen
wird. 5b zeigt einen
Zustand nach einer Optimierung, bei der im Vergleich zu 5a die Verstärkung des
Operationsverstärkers 165 in 2 erhöht worden ist. Die Erhöhung des Verstärkungsfaktors
GS4 in 5b gegenüber einem
Optimierungs-Startwert in 5a führt dazu, daß sich das
Polar-Loop-Spektrum 50a gewissermaßen auf
das EDGE-Spektrum 50b "legt", und zwar bis zu
einem Bereich von etwa 100 dBc. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen,
daß allzu
große
Werte von GS4 dazu führen,
daß die
Schleifenverstärkung
der Amplitudenregelschleife immer weiter ansteigt, so daß, wie es
für Regelschleifen
allgemein bekannt ist, die Schwingneigung immer weiter ansteigt.
Es wird daher bevorzugt, die Verstärkung des Operationsverstärkers 165 so
hoch zu machen, daß die
Polar-Loop ausreichend selektiv ist, um geforderte Nebenkanalspezifikationen
zu erfüllen,
daß jedoch
die Verstärkung
des Differenzverstärkers 165 nicht
ohne Zwang weiter erhöht
wird, damit die Amplitudenregelschleife sicher arbeitet und nicht
aufgrund der hohen Schleifenverstärkung zu schwingen anfängt.
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Nachfolgend wird anhand der in 3 gezeigten Tabelle dargestellt,
wie die einzelnen Verstärkungsfaktoren
verändert
werden müssen,
wenn entsprechende Anforderungen nach höherer oder geringerer Ausgangsleistung
Pout stattfinden. An dieser Stelle sei darauf
hingewiesen, daß die
Tabelle in 3 drei Fälle behandelt,
nämlich
daß nur
der Verstärker 162 über GS2
in der Amplitudenregelungseinrichtung verändert wird (Spalte 300),
daß nur
der Verstärker 161 in
der Amplitudenregelungseinrichtung 16 von 2 verändert
wird (Spalte 310), oder daß sowohl der Verstärker 162 (GS2)
als auch der Verstärker 161 (GS3)
verändert
werden (Spalte 320). Wie bereits vorstehend ausgeführt, wird
es bevorzugt, den in Spalte 310 dargestellten Fall zu verwenden,
da in diesem Fall nicht das Ist-Signal 18 angetastet werden
muß, sondern
lediglich das Soll-Signal am Eingang 21 der Schaltung.
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Wird von der Steuerungseinrichtung 22 in 2 eine Anforderung nach
einer Erhöhung
der Ausgangsleistung erhalten, so muß zunächst die Verstärkung des
Rückkopplungspfad-Verstärkers 19b verringert
werden. Die Verstärkung
des Verstärkers 162 muß in diesem
Fall ebenfalls verringert werden, wenn der Fall 300 vorhanden
ist. Ist hingegen der Fall 310 vorhanden, so muß die Verstärkung des Verstärkers 161 erhöht werden.
Ist dagegen der Fall 320 vorhanden, so muß GS2 verringert
werden, und muß GS3
erhöht
werden.
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Im Falle einer Anforderung nach einem
Sinken der Ausgangsleistung muß die
Verstärkung
des Rückkopplungspfad-Verstärkers 19b erhöht werden. Im
Falle der Spalte 300 wird GS2 erhöht. Im Falle der Spalte 310 wird
GS3 erniedrigt. Im Falle der Spalte 320 wird GS2 erhöht und wird
GS3 erniedrigt.
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Die Steuergröße GS1 wird somit in Abhängigkeit
der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers eingestellt. Z. B. muß bei einer
Erhöhung
der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers um z. B. 5 dB (durch
GS2 und/oder GS3) das Signal im regelbaren Dämpfungsglied GS1 etwa um 5
dB gedämpft
werden. Dies sorgt dafür,
daß das
Signal nach dem regelbaren Dämpfungsglied
GS1 immer den gleichen Leistungspegel hat, d. h. stabilisiert und
konstant gehalten wird. Die Steuergrößen GS2 und/oder GS3 (je nach
Implementierung) sind für
die Leistungsvariation des Sendeverstärkers nach dem EDGE- und dem UMTS-Standard
(3GPP) zuständig.
Dadurch wird die Differenzspanne im Operationsverstärker zwischen dem
Eingangssignal und dem rückgeführten Ausgangssignal
je nach Bedarf der Ausgangsleistung des Sendeverstärkers variiert.
Die Steuergröße des Operationsverstärkers wird
für den
EDGE-Standard oder
den UMTS-Standard vorzugsweise fest eingestellt. Im eingeschwungenen
Zustand wird das resultierende Fehlersignal in der ALL-Schleife,
das durch die Nichtlinearität
des Systems verursacht wird, im Operationsverstärker durch die Steuergröße GS4 soweit
verstärkt,
daß das
Spektrum des Ausgangssignals für
den EDGE-Standard bei +/– 200
kHz und +/– 300
kHz besser als –54
dBc bzw. –60
dBc wird, wie es anhand der 5a und 5b dargestellt worden ist.
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An dieser Stelle sei darauf hingewiesen,
daß gemäß dem UMTS-Standard
das Spektrum des Ausgangssignals des Verstärkers in dem gesamten Nachbarkanal
besser als –45
dBc sein muß.
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Es sei ferner darauf hingewiesen,
daß es
erfindungsgemäß bevorzugt
wird, die Bandbreiten der Amplitudenregelschleife und der Phasenregelschleife
so einzustellen, daß eine Übertragung
des EDGE-Signals und (zugleich) des UMTS-Signals möglich ist.
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Nachfolgend wird anhand von 4a und 4b ein gleichmäßiger Zusammenhang für die einzelnen Werte
gegeben, wenn das Verhältnis
von Sout(t) am Ausgang des Richtkopplers 19a zu
Sin(t) am Eingang des Begrenzers 171 zu
V angenommen wird. 4a bezieht
sich auf den Fall der Spalte 310 in 3, während
sich 4b auf den Fall
der Spalte 300 in 3 bezieht.
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Obgleich in dem vorstehenden Ausführungsbeispiel
dargelegt worden ist, daß das
Ist-Signal 18 und/oder das Soll-Signal 20 durch
die Verstärkungseinrichtung 161, 162 gemäß den Variationsanforderungen
an die Steuerung 22 variiert werden, sei darauf hingewiesen,
daß alternativ
auch das Ausgangssignal des Demodulators 163 und/oder das
Ausgangssignal des Demodulators 164 variiert werden könnten, um
ein gemäß den Leistungsanforderungen verändertes
Verstärkungssteuerungssignal
am Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 zu erzeugen,
so lange das Verstärkungssteuerungssignal am
Ausgang der Amplitudenregelungseinrichtung 16 zu einer
entsprechend variierten Ausgangsleistung des Verstärkers führt. Gleichzeitig
wird entsprechend der veränderten
Verstärkung
der Rückkopplungspfad-Verstärker 19b entgegengesetzt
proportional mitgeführt,
um das Ist-Signal, das in die Phasenregelungseinrichtung 17 eingespeist
wird, in dem vorbestimmten Bereich zu halten, der, wie es ausgeführt worden
ist, prinzipiell beliebig klein gemacht werden kann und im Idealfall
zu einem im wesentlichen konstanten Wert unabhängig von der aktuellen Verstärkung des
Verstärkers 13 degeneriert.