CN1711696B - 传输级 - Google Patents

Abstract

一种在极性环技术的传输级包括一种振幅调整装置(16)、相位调整装置(17)、VCO(14)及反馈路径(19)。在该反馈路径提供一种可变化放大器(19b)，另实施该振幅调整装置(16)以依据在该放大器输出信号的功率变化的要求由控制装置(22)控制以相对应地变更该功率放大器(13)的振幅控制信号。同时，实施该控制装置(22)以相对应地控制该可变化反馈路径放大器使得该可变化反馈路径放大器的该输出信号的振幅维持在窄的限制预定范围。于是，在操作于非线性区域的该放大器的该输出信号的功率变化保持为远离该锁相回路，使得该相位调整装置可在低成本实施并任何方式可靠地操作。

Description

传输级

技术领域

本发明是关于传输级及特别是关于包含振幅锁定回路及锁相回路的传输级以经由非线性功率放大器放大经振幅及经相位调制的信号及，若适合，经由无线传输信道传输该信号。

背景技术

对移动式通信服务，仅有限数目的频带存在。在数据传输的所需信道频宽及可能数据率为特征化传输系统有效性的决定性因素。因而，在该频宽内，目标在于得到最大数据率，存在不同促使在相同信道频宽允许更高数据率的方法及由此使更有效信息流可进行。

近年，在移动式通信的领域，GSM(全球行动通讯系统)标准变为确立的。于此，使用GMSK(高斯最小移频键控)调制，GMSK在一般称的CPM(连续相位调制)调制方法中计数，其为具固定振幅及连续相位的非线性数字调制方法。

信息流的增加可由调制方法的变更作动，于此，使用GSM EDGE(GSM的增强数据率)标准的3π/8-8PSK(相移键控)调制或UTMS(通用移动电信系统)标准的QPSK(四相移键控)调制取代GMSK调制。该3π/8-8PSK调制及QPSK调制除了相位调制亦包含振幅成分。藉由此，增加数据率的额外信息的传输可使用相同信道频宽。

在移动式终端装置的一个重要点为RF传输放大器关于要传输用于EDGE及UMTS标准的RF信号的传输性能。与GMSK调制相反，在该3π/8-8PSK调制及该QPSK调制，相位及振幅被调制，结果分别为非线性功率放大器之后的输出信号的光谱加宽或传输信号的明显扭曲，此造成具相同接收场强度的位错误率(BER)的增加。

为最小化这些扭曲，事实上需要线性功率放大器的使用，然而，与达到超过50％至60％的效率的非线性功率放大器相较，约35％的线性放大器的效率明显较差。

因组件的低效率所导致的该系统的高能量消耗与达到尽可能长的移动站操作时间的目的相反。

信号重建技术如极性环使得亦可使用非线性功率放大器于EDGE标准及UMTS标准。

一般称的极性环传输电路是叙述于如美国专利第4,481,672，WO02/47249A2，美国专利第4,630,315或GB 2368214A。

欧洲专利1211801A2亦揭示一种合适用于另移动无线电系统的极性环传输电路，此移动无线电系统包括相位及振幅调制且其亦可用于根据该GSM标准的先前系统。该极性环传输电路包括自在输入侧的VCO接收信号的功率放大器，VCO的控制信号是由做为标称信号的传输信号的振幅限制及由实际信号的振幅限制、受限信号的后续相位比较及之后的低通过滤而增益。

可控制非线性功率放大器的振幅控制信号是由修正做为标称信号的传输信号、修正实际信号、藉由差动放大器的后续差异形成及后续低通过滤而产生。

实际信号是自该非线性功率放大器的输出分出以用于振幅调整及用于相位调整，馈送至可程序放大器及接着降混频至中间频率、供应至跳升可控制放大器及接着一方面馈送至振幅调整的整流器及另一方面馈送至相位调整的限制器。

在可程序放大器的控制端点，自输出分出的反馈信号主要馈入于此，使用控制信号，在极性环传输电路输出的功率位准可被调整，由此，可程序放大器为一种线性放大器，其线性减弱要在其输入供应的信号，然而，在其输出所提供的高频率信号的电压不为线性的依要在控制端点提供的调整信号而定及为2分贝每调整信号的最低有效位变化。

揭示于欧洲专利1211801A2的典型极性环传输电路合适用于根据GSM标准的蜂巢式无线电话及合适用于必须进行相位及振幅调制的替代调制方法。

此种蜂巢式移动无线系统具自动放大调整做为另组件使得在基站及/或在移动部件实施场强度测量以接着向上调控移动电话的及/或基站的传输功率当其是基于低接收场强度(目前存在的传输信道不满足)而决定。因为电流消耗仅对移动部件为关键性的，功率消耗调节常仅在该移动部件实施。

所以希望在一方面为了低位错误率而因而自动地使用非常高传输功率做为在该接收器的信号/噪声比及因而该位错误率减少。另一方面，高传输功率为不欲的因为自用户的增加阻抗。而且，高传输功率使得小区仅能以相当粗网状组织的方式建构或是载波频率可能不为尽可能常“重新使用”于小区格栅的事实，以使得在有限频带能够有高数目的用户。

特别是当使用非线性放大器，高传输功率包括侧信道干扰可能增加的问题，亦即实际上指定用于载波频率的传送器因为其非线性亦送出功率至侧信道，于此其应实际上不传送任何量或是低于极限值。当一般称的侧信道发射高于某规格，此种传输装置未依据调整。故对所提及的EDGE标准需要在相关于载波频率+/-200千赫的档案频率的无线装置的输出信号的光谱是在少于-54dBc，及另在相关于载波频率+/-300千赫的偏频频率的无线装置的输出信号的光谱是少于-60dBc。

UMTS标准需要输出信号的光谱在整个邻近信道的-45dBc为佳。

所有这些标准似乎显示移动电话的信号功率必须尽可能低，亦即如此小使得刚好约略满足所需底线位错误率。

此外，对移动电话存在必须为便宜的的特殊要求，因为该移动电话市场已发展为极端竞争的市场，其中已为小的节省使得系统能够存活，亦即其为市场所接受，但其它系统不为市场所接受。

对移动电话，于是使用尽可能敏感的传输功率调整，其在良好传输信道的情况下尽可能快速及尽可能多的减少传输功率，然而，在主要仅普遍差的信道其亦能够非常快速地及特别是非常强地增加传输功率。因而极性环传输电路必须在一方面以相当高的功率放大器的动态范围操作及另一方面处理相关于振幅锁定回路及相位锁相回路(其一起形成极性环)的非常高动态范围。

欧洲专利1211801A2所揭示观念的缺点为输出功率的设定是经由在反馈分支的可程序放大器的程序化实施。可程序及下游跳升操作放大器因而必须提供一种具高动态的输出信号，在一个情况下，亦即具最大输出传输功率，其为非常小的，且在另一个情况下，亦即具最小输出功率，其为非常高的及于是特别接近该传输信号产生器的输出信号的振幅。

已发现在反馈路径具过高动态的信号造成决定实际信号振幅的整流器检测器必须非常昂贵地进行的事实，甚至更严重的是产生实际信号相位所需的限幅器亦必须非常昂贵地进行，因为，当输入信号在其内变得非常小时，其需要非常高的放大以达到振幅限制以提供实际信号相位，然而，此在任何情况必须被确保，因为一旦产生实际信号相位的限幅器不再提供任何经定义的输出信号，该极性环的锁相回路发生锁相，其造成数据传输的完全遗失，换言的，该极性环的锁相回路的失效造成信息连接被立即中断及必须等待新的同步化的事实，此等待为累赘的及不可容忍的，因为其可容易地被看见。

发明内容

本发明目的为提供一种安全及可靠地操作的经改良传输观念及其中某些组件的同时需求减少使得传送器可以低成本制造。

此目的可藉由下述的传输级达到。

本发明是基于可不实施传输功率调整使得极性环电路的锁相回路过强地被影响的发现。而是，根据本发明，实际信号(实际信号相位由此得到)是维持在有限范围，此范围较佳为相当小的，使得实际信号(实际信号相位由此得到)与放大器的输出功率为不相依的及实质上为固定的。放大调整而是藉由相对应地改良用于振幅调整的实际信号或是较佳为用于振幅调整的标称信号以得到具较高功率位准的信号或是在功率放大器的输出具较低功率位准的信号的事实而达到。换言的，此表示在反馈路径的本发明极性环电路可控制放大器是提供为操作的使得其输出信号是在预定范围及较佳为实质上为固定的，且可实施形成本发明极性环电路的振幅调整回路一部份的振幅调整装置以相对应地变化在该振幅调整装置的实际信号及/或在该振幅调整装置的标称信号使得在输出侧，亦即在功率放大器的信号输出，存在具相对应经变化功率位准的信号。

本发明的一个优点为馈送进入该相位调整装置的实际信号存在于良好定义的动态范围(其较佳为相当小的)及在特佳具体实施例中退减至实质上为固定的值，因而其确保锁相回路不会发生锁相于强的位准变化，而是容易地保持操作以藉由功率放大器印制信号中的相位数据于要传输至经放大信号输出。

本发明的另优点为锁相回路的可靠功能性的安全性要求可容易地由相位调整装置的部件，及特别是自实际信号产生实际信号相位的限幅器可以一种简单方式进行的事实而满足。因为在相位-频率检测器前的限制器的输入信号是位于良好定义未强烈变化的动态范围，于此可提供产生极性环传输电路的总成本降低的合理限制器，其中此总成本降低完全不会引起任何品质降低而是产生该观念的可靠性增加。

本发明的另优点为为进行功率变化仅必须提供一个另可控制放大器以放大该实际信号或放大该标称信号，其中此放大器的要求亦不为严苛的。若一种放大器是提供用于放大进入该振幅调整装置的实际信号，则进入此放大器的输入动态范围为熟知，因为其存在于预定范围及较佳为甚至是固定的。较佳的，该预定范围包括以为该反馈路径放大器后的信号流的信号振幅的标称值的偏差，对任何功率位准变化而言，是在+/-10％的变化频宽内。

如此，可使用特别发展用于此目的的放大器，其不必要关于其动态及特别是关于强烈变化输入信号而设计的。除此之外，此放大器仅需要为音频放大器，若本发明极性环电路包括混频器于反馈分支以转换具传输频率f₂的反馈信号为易于控制的IF频率f₁，因为放大器设计可容易地进行。

然而，若为在本发明一个较佳具体实施例中功率放大器的输出线路的功率调整是使用在该振幅调整装置的标称信号以场强度测量装置的相对应要求实施，则没有任何进入锁相回路本身的介入必须被实施，而是，该传输装置，其振幅比值及平均功率位准为已知或是可任意调整的，的标称信号可容易地被改善，使的对该一个或两个另放大器分别操作于与在反馈分支的放大器为“一致的”，没有任何实质成本需要预期。

附图说明

下文中，本发明较佳具体实施例参考相关图式详细解释，其中：

图1显示本发明传输级的方块图；

图2显示根据一个较佳具体实施例的本发明传输级的方块图；

图3显示在振幅调整装置的不同较佳使用的放大器的控制的列表总览；

图4A显示用于标称信号改良的前馈分支的某放大的放大器控制信号的相依性的方程式的说明；

图4B显示用于实际信号改良的前馈分支的某放大V的方程式相关连接的示例说明；

图5A显示在最适化该极性环前EDGE光谱及极性环光谱的比较；及

图5B显示在使用在振幅调整装置的不同放大器的放大最适化该极性环后EDGE光谱及极性环光谱的比较。

具体实施方式

图1显示本发明传输级以提供输入信号于在图1以10表示的放大器输入的方块图。该放大器另包括放大器输出11及控制输入12，放大器本身在图1以13表示。

该放大器较佳为以非线性操作操作的放大器，若该放大器为双极晶体管，则该放大控制是经由供应电压操作，在此情况下施用于该放大控制输入的放大控制信号会引起供应电压差异。然而，若该放大器为场效晶体管放大器，则较佳为经由该操作点控制该放大器的放大，所以该控制输入12为可操作的以根据依据表列的实例或亦藉由反馈变化在特性曲线的源极-漏极电压或是栅极-源极电压或二者。

该传输级包括在图1以VCO表示的可控制振荡器。较佳为，电压控制振荡器为优先的。或者，当然亦可使用如电流控制振荡器。在电流控制振荡器的情况下，在控制输入15馈入该振荡器14的控制信号为电流，然而当该VCO 14为电压控制的，馈入该VCO 14的控制信号为电压。

如往常对极性环电路，另提供振幅调整装置16及相位调整装置17。当该相位调整装置17耦合至在输出侧的该可控制振荡器14的控制输入15，该振幅调整装置16是耦合至在输出侧的该放大器13的放大控制输入。该相位调整装置17及该振幅调整装置16皆接收施用于反馈路径19的输出的实际信号18。该反馈路径19包括分支装置19a，经由此一部份输入信号在放大器输出11分支。对RF应用，亦即当该放大器11的输出信号包括在RF范围的频率，由此可使用如以条带形式的相对应实施方向耦合器。

该反馈路径19另包括可经由控制输入控制的变化反馈路径放大器19b，亦即使用放大控制信号GS1。在该反馈路径放大器19b的输出，经放大反馈信号存在，其为在预定范围的振幅，如同在下文所叙述。选择性地，在该反馈路径19提供另频率转化装置19c以在中频范围分别操作该相位调整装置17或该振幅调整装置16。在此情况下，该放大器19b的输出信号的频率，其为如f₂，转换为较低中频f₁，为达此目的，在区块19c可使用正常混频器/本地震荡器组合。

与该频率转化装置19c是否存在于该反馈路径19无关，在该反馈路径19的输出，亦即在该反馈路径放大器19b的信号流下游，实际信号施用，此实际信号一方面馈入该相位调整装置17及另一方面馈入该振幅调整装置16。如在下文所进行，该实际信号加工为在该相位调整装置的实际信号。类似于此，该实际信号18处理为在该振幅调整装置16的实际振幅信号。

该振幅调整装置16及该相位调整装置17皆另接收施用于信号输入21(提供用于接收要被传输信号)的标称信号20。该标称信号20在该相位调整装置17处理以得到标称相位信号。相对应地，该标称信号20是在该振幅调整装置16处理以得到标称振幅信号。

如在该技艺中已知，该振幅调整装置16及该相位调整装置17皆操作使得在分别与该VCO 14或该放大器13连接时，在该标称信号20及该实际信号18之间的差分别变为更小的或是在理想情况下变为零。在此情况下，该VCO 14印制要在输入21传送的信号的相位特征于在该放大器11的输出的输出信号。类似于此，该放大器13印制要传送信号的振幅特征于在该放大器输出11的输出信号，然而，一方面，使用另一个频率，亦即RF传输频率，及除此之外使用实质上更高振幅，亦即RF传输振幅(其典型上远高于施用于该输入21要传输信号的振幅)。

本发明传输级另包括控制装置22，当控制装置22经由接收请求输入23接收变更输出位准的要求时，控制装置被进行以经由反馈路径控制放大器控制输出24控制该反馈路径放大器19b及经由振幅调整装置输入25控制该振幅调整装置16。为达此目的，一方面该放大控制信号GS1经由输出24输出，另一方面，经由输出25放大控制信号GS2及/或放大控制信号GS3馈送进入该振幅调整装置16。

在该振幅调整装置16的该标称信号20及该实际信号18之间的差最终负责在该振幅调整装置16输出的“误差信号”有多大，此信号是藉由该控制输入12供应至该放大器。根据本发明，在该振幅调整装置16内的该标称信号20及该实际信号18之间的差是依据由该请求输入23所得到的值变化，故该相位调整装置17可说是未使用其标称信号20及其实际信号18“注意”此经变更要求，该相位调整装置17操作于是未受经变更输出位准的要求影响及总是显示正确性能至未超过其极限“扰乱”的程度及若可应用发生锁相。由该相位调整装置17、该VCO 14及该反馈路径19所形成的该锁相回路的发生锁相无可避免地造成传送器及接收器之间的通讯中断。

故此未发生，实施该控制装置22以控制在该放大器13的信号输出11的信号的平均功率位准，藉由依据平均功率位准变更的要求23控制该振幅调整装置16以改变在该振幅调整装置16内的该实际信号18及/或该标称信号20及同时改变该反馈路径放大器19b的放大(GS1)，使得该放大器19b的输出信号的振幅，亦即在该反馈路径19的信号的振幅维持在该反馈路径放大器19b的信号流下游于预定范围。应注意的是若不存在任何频率转换，该放大器19b的输出信号是直接等于该实际信号18，但在频率转换19c存在的情况下，该实际信号18是由该放大器19b的输出信号得到。

若在该要求输入23的要求是使得在该放大器的信号输出11的输出信号接受更高平均功率位准，则该放大器19b较少地放大自该分支装置19a分支的信号，使得在该放大器19b的输出振幅再次是在预定范围，此范围较佳为“退”至一固定值或是置在习知信号震荡内的非常小范围。为实际上获得该放大增量于该放大器13的信号输出11，该控制装置22是经由输出25控制该振幅调整装置16使得在该振幅调整装置的输出的差分信号增加，对熟知本技艺者为明显的是该方向，亦即朝向负或正方向，是依据该放大器13的特征曲线，亦即放大器控制信号与该放大器13的实际放大V之间的连接，如何形成而定。

在该振幅调整装置16输出的差可藉由如当与该实际信号18相较增加在该振幅调整装置16内的该标称信号20或是藉由当与该标称信号20相较减少在该振幅调整装置16内的该实际信号18或是藉由增加该标称信号及减少该实际信号而增加。

然而，若在该控制装置22的输入23的要求为使得在该放大器13的输出的信号位准被减少，此为如当移动电话决定至基站的良好连接的情况，则控制在该反馈路径19的放大器19b以增加其放大，且该振幅调整装置16是经由该控制装置22的输出25控制以减少在该输出的误差信号，此可实施当与该实际信号相较减少该标称信号20时，当与该标称信号20相较增加该实际信号时或是当两个信号相反地变化时类似于先前情况。

此时要注意的是以在该反馈路径19的放大器19b及于下文所讨论的在该振幅调整装置16内的放大装置亦可实施做为衰减组件，其中在此情况下负放大对应于衰减。仅基于表示清楚的原因，放大于下文提及，其中放大亦包括负放大，亦即衰减。

除此之外要注意的是于图1所说明区块的输出信号是“操作地耦合”至图1所示下列区块，此表示未实际做为实体组件，如同如该VCO 14的输出，是直接耦合至在该放大器13内的晶体管输入且没有任何另电路存在于期间。“操作地耦合”而是表示，在该VCO输出及该放大器输出间可提供以阻抗转换电路形式的匹配电路，其不改变有关该经传输信号的信息内容的任何内容，然而，其的确良好改变如该VCO 14“护送”的该放大器13的输入阻抗。相对应地，在装置16及17的输出仍可提供另放大器、倒反器或其它信号处理电路，然而，其使得信号改良不会改变关于事实的任何东西，例如该振幅调整装置16的输出是“操作地耦合”至该放大器13的振幅控制输入12。

下文中，参考图2，详细解释本发明较佳具体实施例。该相位调整装置17包括第一限制器171以限制在图2以S_in(t)表示的该标称信号20。而且，提供第二限制器装置172，其是实施以限制该实际信号18。所以在装置171的输出存在标称相位信号，且实际相位信号施用于装置172的输出，这两个信号馈入相位/频率检测器173，其在某时间点t将该实际信号差馈入亦表示为该技艺的回路滤波器及在图2以174表示的低通滤波器。由该低通滤波器174滤波的差示相位信号接着表示在该VCO 14的控制信号。

在图2所示具体实施例中，该振幅调整装置16包括具可变放大的标称信号放大器161，其中该标称信号放大器161的放大控制信号是以GS3表示。类似于此，图2的该振幅调整装置16包括以可变衰减装置绘出的实际信号放大器162且其为可使用放大控制信号GS2控制的。在该标称信号放大器161输出的经放大标称信号馈入标称振幅解调器163。相对应地，在该实际信号放大器162输出的经放大实际信号亦馈入实际振幅解调器164。该振幅解调器163及164亦实施做为整流器二极管电路或是亦可以任何其它方式进行以得到施用于其的输入信号的振幅包络。

标称振幅信号施用于标称信号的该振幅解调器163的输出，标称振幅信号是馈入该差动放大器165的非反相输入。施用于该振幅解调器164的输出的振幅实际信号是馈入该差动放大器165的反相输入，施用于该差动放大器165的输出的经放大差示信号接着馈入在该振幅调整装置16内的低通滤波器166。该低通滤波器166接着提供放大控制信号于馈送至该功率放大器13的放大控制输入12的输出侧。在本发明一个较佳具体实施例中，较佳为该差动放大器165亦包括可设定放大，其中该差动放大器165的放大是为可由放大控制信号GS4控制的。

在图2所示较佳具体实施例中，在该反馈路径19提供频率转化装置19c为包括如同在该技艺中已知方式所进行的混频器M1及本地震荡器LO以向下混频具RF频率f2的信号为中频f1。

在图2所示本发明较佳具体实施例中，在该输入21连接由EDGE或UTMS调制器211及IQ调制器212所组成的信号产生器，其中实施该IQ调制器212以转换由该EDGE或UTMS调制器211所产生的信号成分，亦即I信号及Q信号，为在该中频f1的复数交替信号。

在图2所示电路中是根据极性环信号再造方法的观念操作，于此，使用PLL(锁相回路)及ALL(振幅锁定回路)。EDGE或UTMS信号源的I/Q信号向上调制为在该IQ调制器212的载波频率f1。高频经调制信号S_in(t)的振幅信息于该限制器171消除，此使得在该限制器171之后信号仅包括相位信息。在该相位频率检测器PFD 173进行在该限制器171输出的输入信号及在该限制器172输出的输出信号的反馈部份之间的相位比较。在图2由T表示的相对应误差信号经由包括低带通字符的该回路滤波器174馈至该VCO(电压控制振荡器)，于是该VCO使用中央频率f2同步化为自外界供应的相位。

在图2所示本发明较佳具体实施例中，在该反馈路径19在转换器13输出的输出信号的频率于该混频器M1自f2转换为f1，其中在本发明一个较佳具体实施例中该信号在该混频器前由该反馈路径放大器19b分别相对应地放大或减弱。或者，该放大器19b亦可排列于该混频器之后。

在于该限制器172的反馈输出信号的振幅信息消除之后，该信号供应至该相位频率检测器173的第二输入。

具该相位调整装置17及该反馈路径19的PLL回路因而使得该相位差因在该功率放大器13的AM/PM扭曲的结果而连续修正。

结果为使用非线性RF功率放大器13，其为如在等级C操作的功率放大器，没有引起在该功率放大器13的输出11的输入信号的光谱加宽。

藉由该ALL回路，其是由该振幅调整装置16及该反馈路径19，该经调制输入信号S_in(t)的包络对应至该输出信号S_out(t)。在该输入信号的振幅信息及在该两个振幅解调器163及164的反馈输出信号的检测之后，差值被形成及于该操作放大器165放大，亦即根据此差动放大器165的放大控制信号GS4。结果，该经放大信号经由具低带通字符的该回路滤波器166供应至该非线性RF功率放大器13做为振幅控制信号(RS)。

该可控制衰减组件/放大组件161、162是用于该非线性RF功率放大器的功率变化且该PLL回路本身不受影响，故该PLL回路不受该非线性RF功率放大器13的功率变化影响而操作，该反馈路径放大器19b是提供于该反馈路径19。以可控制衰减组件实施的该放大器19b的衰减，亦即负放大，因而随该输出信号S_out(t)的信号位准愈高而愈大。

根据本发明，因而自该信号产生器的振幅信息是由由该振幅调整装置16及该反馈路径19所形成的ALL回路藉由如实施该非线性RF功率放大器13的操作点变化所再造。

除此之外，该输出信号振幅，亦即在整体传输级输出的信号S_out(t)的平均功率位准是由可控制衰减组件，亦即藉由该反馈路径放大器19b，分别调节为较佳固定值或预定范围，其可被选择使得该限制器172总是安全地操作及确保所欲限制以提供经定义的输出信号至该相位/频率检测器173使得该锁相回路不会以强的功率变化发生锁相，如此，由该相位调整装置17及该反馈路径19所形成的该PLL回路维持为不受该RF传输放大器13的功率变化(例如因为移动电话电子装置的要求)影响的以达到因变更的自由空间传播信道而产生的传输功率的增加/减少。

除此之外，在图2所示本发明较佳具体实施例中，该传输放大器的信号位准由放大装置161及162变化，于是，该PLL回路持续维持为不受影响的且不会随信号位准的变化发生锁相。

在本发明较佳具体实施例中该两个回路的传输特征被设定使得它们的频宽，亦即该低通166及174的截止频率被选择使得EDGE信号及UMTS信号的传输可无困难地进行，此是由该频宽为如此大以致于因为该锁相回路没有任何信息损失发生。考虑用于UMTS及EDGE的有用频宽为2百万赫兹。

该差动放大器165的放大较佳为被设定使得产生该振幅信息于该输出信号的完全对应。

为达此目的，参考图5A及图5B。图5A显示在最适化前说明于图2的极性环光谱，该光谱是以50a表示于图5A，为比较目的，在图5A示出根据该EDGE标准的另光谱，以50b表示。由图5A可见，该两个光谱仅在该中央频率附近的窄范围“位于彼此顶部”，然而，该极性环尚未足够最适化，当较高偏频频率，亦即自该中央频率的频率距离使用于900百万赫兹。图5B显示在最适化后的状态，其中与图5A比较于图2该差动放大器165的放大倍增加。与图5A的最适化起始值相较图5B的放大因子GS4的增加造成该极性光谱50a可以说“覆盖”于该EDGE光谱50b，亦即制约100dBc的范围。此时要注意的是过高的GS4值引起振幅锁定回路的回路放大的连续增加，故，如同锁定回路所普遍知道，该震荡倾向持续增加。所以较佳为使该差动放大器165的增加足够高使得该极性环为足够选择性的以满足所要求的侧信道规格，然而，该差动放大器165的放大若没有力量无法另增加，故该振幅锁定回路安全地操作及因为该高回路放大不会开始震荡。

在下文，参考图3所示表格，其说明当更高或更低功率P_out的要求发生时个别放大因子必须如何变化。此处要注意的是在图3的表格考虑三种情况，亦即在该振幅调整装置仅该放大器162经由GS2变化(行300)、在图2的该振幅调整装置16仅该放大器161变化(行310)、或是该放大器162(GS2)及该放大器161(GS3)皆变化(行320)。如已于上文所讨论，较佳为使用说明于行310的情况，因为在此情况不必涉及该实际信号18，而是仅涉及在该电路输入21的标称信号。

若自图2的控制装置22得到输出功率增加的要求，首先该反馈路径放大器19b的放大必须被减少，若情况300存在，则在此情况下该放大器162的放大亦必须被减少。然而，若情况310存在，则该放大器161的放大必须被减少，然而，若情况320存在，则GS2必须被减少且GS3必须被增加。

在输出功率减少的要求的情况下，该反馈路径放大器19b的放大必须被增加。在行300的情况下，GS2被增加，在行310的情况下，GS3被减少，在行320的情况下，GS2被增加且GS3被减少。

于是依据该传输放大器的输出功率设定控制值GS1，例如，随着该传输放大器的输出功率的增加如5dB(由GS2及/或GS3)，在该可控制衰减组件的信号GS1必须减少约5dB，此提供在该可控制衰减组件GS1之后信号总是具相同功率位准，亦即维持稳定化及固定的。控制值GS2及/或GS3(依据实施而定)负责根据该EDGE及该UMTS标准(3GRP)的该传输放大器功率变化，藉由此，在该输入信号及该反馈输出信号之间于该操作放大器的差示距是依据该传输放大器的输出功率的要求变化，该操作放大器的控制值较佳为对该EDGE标准或该UMTS标准设定为固定的。在稳定状态情况下，因系统非线性所引起的于该ALL回路的所得误差信号由控制值GS4于该操作放大器放大使得在+/-200千赫及+/-300千赫的EDGE标准的输出信号的光谱分别较-54dBc或-60dBc为佳，如同关于第5a及5b图所说明。

在此时要注意的是根据UMTS标准该放大器输出信号的光谱必须较在整个邻近信道的-45dBc为佳。

要另注意的是根据本发明较佳为设定该振幅锁定回路及该锁相回路的频宽使得该EDGE信号及(同时)该UMTS信号的传输为可能。

下文中，使用图4A及图4B，当在该方向耦合器19a输出的S_out(t)与在该限制器172输入的S_in(t)的比值假设为V，可得到个别值间的一致关是，图4A关联在图3行310的情况，且图4B关联在图3行300的情况。

虽然在上述具体实施例中显示该实际信号18及/或该标称信号20是根据至该控制22的变化要求由该放大装置161、162变化，要注意的是亦可根据该功率要求替代地变化该解调器163的输出信号及/或该解调器164的输出信号以产生经变更的放大控制信号于该振幅调整装置16的输出，只要在该振幅调整装置16输出的放大控制信号产生相对应变化的该放大器输出功率。同样地，该反馈路径放大器19b是根据经变更的放大反比控制以维持馈入该相位调整装置17的实际信号于预定范围，如已实施的，其可原则上制造的尽可能小及在理想情况退化至实质上固定值，无论该放大器13的实际放大。

Claims (17)

1.一种传输级，以提供输入信号至放大器(13)的放大器输入(10)，放大器另包括控制输入(12)及放大器输出(11)，该传输级包括：

一种信号输入(21)以接收要被传输的标称信号(20)；

一种可控制振荡器(14)具频率控制输入(15)及振荡器输出，其中该振荡器输出是操作地耦合至该放大器(13)的放大器输入(10)；

一种反馈路径(19)，具拥有可变放大(GS1)的反馈路径放大器(19b)，所述反馈路径(19)具有一信号流；

一种相位调整装置(17)以产生该可控制振荡器(14)的该频率控制输入(15)的频率控制信号，其中该相位调整装置(17)是操作地耦合至该反馈路径(19)以接收实际信号(18)，及其中该相位调整装置(17)是另操作地耦合至该信号输入(21)以接收该标称信号；

一种振幅调整装置(16)以产生该放大器(13)的该控制输入(12)的振幅控制信号，其中该振幅调整装置(16)是操作地耦合至该反馈路径(19)以接收该实际信号(18)，及其中该振幅调整装置(16)是耦合至该信号输入(21)以接收该标称信号(20)；及

一种控制装置(22)以控制在该放大器(13)的该放大器输出(11)的信号的平均功率位准，

其中该控制装置(22)被实施以依据该平均功率位准变更的要求(23)控制该振幅调整装置(16)，以便该振幅调整装置(16)使用该实际信号(18)及/或该标称信号(20)产生经变更的放大控制信号，该控制装置(22)更操作以同时改变(24)该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)，使得在该反馈路径(19)中且位于该反馈路径放大器(19b)后的信号流中的信号的振幅维持在预定范围，其中在该反馈路径(19)中且位于该反馈路径放大器(19b)后的信号流中的该信号是等于该实际信号(18)或是可得自该实际信号(18)，及

其中该控制装置(22)是另实施以在较高平均功率位准的要求(23)减少该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)，并控制(GS2、GS3)该振幅调整装置(16)，使得该放大控制信号引起该放大器(13)的放大增加，且其中该控制装置(22)更实施以在较低平均功率位准的要求(23)增加该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)并控制(GS2、GS3)该振幅调整装置(16)，使得该放大控制信号引起该放大器(13)的放大减少。

2.根据权利要求1所述的传输级，

其中该振幅调整装置包括该标称信号(20)的可变化标称放大器(161)，及

其中实施该控制装置(22)以增加该平均功率位准，减少该可变化反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)及接收该要求时增加该可变化标称放大器(161)的放大(GS3)，或是

其中实施该控制装置(22)以减少该平均功率位准，增加该可变化反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)及接收要求时减少该可变化标称放大器(161)的放大(GS3)。

3.根据权利要求1所述的传输级，

其中该振幅调整装置(16)包括放大该实际信号(18)的可变化实际放大器(162)，及

其中实施该控制装置(22)以增加该平均功率位准，减少该可变化反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)及接收该要求时减少该可变化实际放大器(162)的放大(GS2)，或是

其中实施该控制装置(22)以减少该平均功率位准，增加该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)及接收要求时增加该可变化实际放大器(162)的放大(GS2)。

4.根据权利要求1所述的传输级，其中该反馈路径放大器(19b)是实施为一种可变化衰减组件其为可控制的以实施在负dB范围的负放大。

5.根据权利要求1所述的传输级，

其中该振幅调整装置(16)包括一种差动放大器(165)及下游低通滤波器(166)，其中该低通滤波器(166)的输出信号是操作地耦合至该放大器(13)的控制输入(12)，

其中该振幅调整装置另包括耦合至该差动放大器(165)的非反相输入的标称振幅解调器(163)，及

其中该振幅调整装置(16)另包括操作地耦合至该差动放大器(165)的反相输入的实际振幅解调器(164)。

6.根据权利要求1所述的传输级，

其中该相位调整装置(17)包括一种相位/频率检测器(173)及下游相位低通滤波器(174)，其中该相位低通滤波器的输出信号是操作地耦合至该可控制振荡器(14)的频率控制输入(15)，及

其中该相位调整装置(17)另包括耦合至该相位/频率检测器(173)的第一输入的标称相位检测器(171)，及

其中该相位调整装置(17)另包括操作地耦合至该相位/频率检测器(173)的第二输入的实际相位检测器(172)。

7.根据权利要求6所述的传输级，

其中该实际相位检测器(172)包括一种预定的输入动态范围，其中在该反馈路径放大器(19b)后的信号流产生的信号的预定范围是小于或等于该实际相位检测器(172)的预定输入动态范围。

8.根据权利要求7所述的传输级，其中该实际相位检测器是包括一种限制器电路。

9.根据权利要求1所述的传输级，

其中要传输的该信号包括第一载波频率f1及在该放大器(13)的放大器输出(11)的信号包括第二载波频率f2，其中另一种频率转化装置(19c)是提供于该反馈路径(19)以转换该第二载波频率为该第一载波频率。

10.根据权利要求9所述的传输级，其中该频率转化装置(19c)是提供于在该可变化反馈路径放大器(19b)后的信号流。

11.根据权利要求1所述的传输级，其中在该信号输入(21)的该信号是根据由全球移动通信系统用于全球移动通信系统演进的增强数据率标准所定义或由通用移动电信系统标准所定义的一调制方案被振幅调制及相位调制(211、212)。

12.根据权利要求1所述的传输级，

其中该控制装置(22)包括一种控制装置，其中做为输入值的功率变化及做为输出值的要产生用于该反馈路径放大器(19b)的放大值及在该振幅调整装置(16)内的放大装置(161、162)以变更该放大控制信号的放大值被提供。

13.根据权利要求1所述的传输级，其中实施该控制装置(22)以得到自蜂窝式无线传输/接收装置的场强度决定装置的平均功率电平变更的要求(23)。

14.根据权利要求5所述的传输级，其中该差动放大器(165)包括一种可设定放大(GS4)，其是为了满足有效用于传输级的无线规格的邻近信道规格而被选择，其中在该传输级操作中，该可设定放大GS4是维持于固定值。

15.根据权利要求1所述的传输级，其中该振幅调整装置及该相位调整装置的截止频率被定大小使得藉由该振幅调整装置及该相位调整装置没有任何信息遗失发生。

16.根据权利要求1所述的传输级，

其中实施该控制装置(22)以控制该可变化反馈路径放大器(19b)使得该预定范围小于由在该放大器(13)的该放大器输出(11)的信号的平均功率位准的最大变更的要求(23)所产生的动态范围。

17.一种提供输入信号至放大器(13)的放大器输入(10)的方法，该放大器另包括控制输入(12)及放大器输出(11)，该方法包括下列步骤：

经由信号输入(21)接受被传输的标称信号(20)；

通过相位调整装置(17)以产生可控制振荡器(14)的频率控制输入(15)的频率控制信号，该可控制振荡器(14)更具一振荡器输出，其中该振荡器输出是操作地耦合至该放大器(13)的放大器输入(10)；

将该相位调整装置(17)耦合至反馈路径(19)以接收实际信号(18)，该反馈路径(19)具有一信号流及拥有可变放大(GS1)的反馈路径放大器(19b)，且将该相位调整装置(17)耦合至该信号输入(21)以接收该标称信号；

以振幅调整装置(16)产生该放大器(13)的该控制输入(12)的振幅控制信号；

通过控制装置(22)使用下列步骤而控制在该放大器(13)的该放大器输出(11)的信号的平均功率位准：

依据该平均功率位准变更的要求(23)控制该振幅调整装置(16)，以便该振幅调整装置(16)使用该实际信号(18)及/或该标称信号(20)产生经变更的放大控制信号，且同时改变(24)该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)，使得在反馈路径(19)中且位于该反馈路径放大器(19b)后的信号流中的信号的振幅维持在预定范围，其中在反馈路径(19)中且位于该反馈路径放大器(19b)后的信号流中的该信号是等于该实际信号(18)或是可得自该实际信号，以及其中该控制步骤包括：

在较高平均功率位准之要求(23)中减少该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)，并控制(GS2、GS3)该振幅调整装置(16)，使得该放大控制信号引起该放大器(13)的放大增加；且

在较低平均功率位准的要求(23)中增加该反馈路径放大器(19b)的放大(GS1)，并控制(GS2、GS3)该振幅调整装置(16)，使得该放大控制信号引起该放大器(13)的放大减少。

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