JP4634428B2 - Ｉｑ変調システム並びに個別的な位相パス及び信号パスを使用する方法 - Google Patents

Description

本発明は、変調システム及び方法に関し、特にＩＱ変調システム及び方法に関する。

変調システム及び方法は、送信機において搬送波上に音声及び／又はデータを含む情報を変調するために広く使用されている。この搬送波は、最終的な搬送波または中間の搬送波であり得る。搬送周波数はＵＨＦ、ＶＨＦ、ＲＦ、マイクロ波又は他の任意の周波数帯域であり得る。これらの変調器は、更に「ミクサ」または「乗算器」と呼ばれている。例えば、移動無線電話のようなワイヤレス通信端末では、無線電話送信機用の変調器を使用することができる。

図１は、従来のＩＱ変調器を示す。図１に示すように、「４相変調器」又は「直交変調器」と更に呼ばれるＩＱ変調器１１０は、９０°位相器として更に知られている直交スプリッタ１２０、及びこの直交スプリッタに接続された一対の乗算器１１６ａ、１１６ｂを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）のような制御発振器１１５は、直交スプリッタ１２０に接続されて９０°移送された発振器信号を発生する。同相（Ｉ）データ１１１ａ及び直交位相（Ｑ）データ１１１ｂは、それぞれの乗算器即ちミクサ１１６ａ、１１６ｂに接続されている。ディジタル入力データは、Ｉディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）１１４ａ及びＱ ＤＡＣ１１４ｂによってそれぞれアナログ・データに変換される。各ＤＡＣ１１４ａ及び１１４ｂの出力は、それぞれのロー・パス・フィルタ１１２ａ及び１１２ｂに供給されてそれぞれＩ及びＱデータ入力１１１ａ及び１１１ｂを得る。変調器１１０は、加算ノード１１８において乗算器１１６ａ、１１６ｂの出力を加算することにより、搬送波上の入力データを変調する。被変調搬送波１１３は、電力増幅器１２２により増幅され、アンテナ１２４を介して送信される。

最新のワイヤレス通信において、移動無線電話のようなワイヤレス通信端末は、サイズ、コスト及び／又は電力消費が減少し続けている。これらの目的を達成するために、ＩＱ変調システムと、大電力変調を可能とし、同時に消費されるバッテリ電力量を減少させる方法とを得ることが一般的に望まれる。残念ながらＩＱ変調器の電力増幅器１２２は、その効率限界のために余分な電力を消費する恐れがある。特に、線形Ａ級又はＡＢ級の電力増幅器１２２は、３０パーセント程度の低効率となり得ることが知られている。従って、多量のバッテリ電力が熱として消耗され得る。更に、従来のＩＱ変調器の雑音指数は、高過ぎて高コストの表面音響波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ（ＳＡＷ））フィルタを使用せざるを得なくなる。

図２は、従来の他の変調システムを示す。図２に示すように、Ｉデータ及びＱデータとＩＦ電圧制御発振器２０２の出力とをＩＱ変調器２０４に供給することにより、Ｉデータ及びＱデータが電圧制御発振器２０２のような制御発振器によって、供給される中間周波数（ＩＦ）上で変調される。次に、変調器の出力は、ＩＦバンドパス・フィルタ２０６により帯域ろ波される。ローカル発振器２１２及びアップ・コンバージョン・ミクサ２１４は、バンドパス・フィルタ２０６の出力を所望の無線周波数へアップ・コンバージョンするために使用される。アップ・コンバージョン・ミクサ２１４の出力は、無線周波数バンドパス・フィルタ２１６によりバンドパス・フィルタ処理されて雑音及びスプリアス・レベルを低下させる。次に、ろ波された信号は、可変ゲイン増幅器２２２を使用して増幅され、電力増幅器２２６に適当な信号レベルを供給し、電力増幅器２２６は信号をデュープレックス・フィルタ２３４を介してアンテナ２３２に送出する。可変ゲイン増幅器２２２と電力増幅器２２６との間に追加的なＲＦバンドパス・フィルタリング２２４を使用してもよい。

図３は、従来の他の変調システムのブロック図であり、図２と同一の要素が同一の番号により表示されている。図３に示すアプローチは、まずＩＦ信号をＲＦ帯域へアップ・コンバージョンをし、次にＩＱ変調器２０４において変調を行うことを除き、図２のものと同一である。

残念ながら、図２又は図３の従来アプローチのいずれにおいても、ＩＱ変調器２０４、アップ・コンバージョン・ミクサ２１４及び／又は可変ゲイン増幅器２２２は、その信号が電力増幅器２２６に達する前にろ波しなければならない相当量の付加的な雑音及びスプリアス・レベルを発生させる恐れがある。図２及び図３のシステムは、更に高い電流消費が避けられず、所望の出力スプリアス・レベル及び所望の雑音レベルに適合するために余分な数のフィルタを必要とする。

アールシータ（ｒＴｈｅｔａ）技術を使用して入力信号の振幅及び位相を個別的に変調することも知られている。アールシータ技術では、位相が発振器において変調され、かつ振幅が電力増幅器段において変調される。残念ながら、アールシータ技術は、位相変調帯域幅を確保するために発振器フェーズ・ロックド・ルーが必要となり得る。ＴＤＭＡ及びＣＤＭＡのような広帯域無線電話信号に従って、発振器フェーズ・ロックド・ループにおける所要帯域幅を得るのは、ますます困難となるであろう。

本発明の実施例は、個別的な位相信号パス及び振幅信号パスを有する変調システム及び方法を提供する。特に、本発明の実施例によれば、ディジタル信号プロセッサが１つのベースバンド信号から同相信号、直交位相信号及び振幅信号を発生する。変調器がこれらの同相信号及び直交位相信号を変調して１つの被変調信号を発生する。フェーズ・ロックド・ループがこの被変調信号に対して応答する。このフェーズ・ロックド・ループは、制御発振器入力を有する制御発振器を含む。増幅器が信号入力、振幅即ちゲイン制御入力、及び出力を有する。この信号入力は制御発振器出力に対して応答し、また振幅制御入力は振幅信号に対して応答する。

本発明による他の実施例において、これらの同相信号及び直交位相信号は、正規化された同相信号及び直交位相信号である。これらの実施例において、ディジタル信号は、それぞれ角度θの正弦又は余弦として正規化された同相信号を発生し、またそれぞれ角度θの余弦又は正弦として正規化された直交位相信号を発生する。ただし、θは角度であり、その正接が同相信号により割算された直交位相信号である。更に、振幅信号は、正規化され、かつ２乗した同相信号と２乗した直交位相信号との和の平方根として、発生される。

他の実施例において、変調器は第１の変調器であり、かつ被変調信号は第１の被変調信号である。これらの実施例は、制御発振器出力に応答して第２の被変調信号を発生する第２の変調器を更に備え、またフェーズ・ロックド・ループは第２の被変調信号に対して応答する。その上、他の実施例では、電力制御信号が更に供給され、かつ振幅制御入力が振幅信号及び電力制御信号に対して応答する。

更に他の実施例において、被変調信号に応答するフェーズ・ロックド・ループは、制御発振器出力を有する制御発振器と、制御発振器入力と制御発振器出力との間のフィードバック・ループとを含む。このフィードバック・ループは、ローカル発振器に応答するミクサを含む。これらの実施例において、変調器は、フェーズ・ロックド・ループに配置されてもよい。いくつかの実施例において、変調器は、制御発振器出力とミクサとの間、ローカル発振器とミクサとの間、又はミクサと制御発振器入力に位置されてもよい。従って、変調は、フェーズ・ロックド・ループの前で実行する代わりに、又は実行するのに加えて、フェーズ・ロックド・ループ内で実行してもよい。

本発明の実施例による他の変調システム及び方法は、同相信号及び直交位相信号を変調して被変調信号を発生する直交変調器を含む。位相トラッキング・サブシステムは、直交変調器に応答して、その被変調信号における位相変化に応答し、かつ被変調信号における振幅変化から独立した位相信号を発生する。振幅トラッキング・サブシステムは、変調器に応答して、被変調信号における振幅変化に応答し、かつ被変調信号における位相変化から独立している振幅信号を発生する。増幅器が信号入力、振幅制御入力及び出力を有する。この信号入力は位相信号に応答し、また振幅制御入力は振幅信号に応答する。

他の実施例において、この位相トラッキング・サブシステムは、被変調信号に応答するフェーズ・ロックド・ループを備えている。このフェーズ・ロックド・ループは、制御発振器出力を有する制御発振器を備えており、位相信号を発生する。

他の実施例において、振幅トラッキング・サブシステムは、被変調信号に応答して振幅信号を発生する自動ゲイン制御サブシステムを備えている。いくつかの実施例において、この自動ゲイン制御サブシステムは、被変調信号に応答する第１のエンベロープ検出器と、フェーズ・ロックド・ループに応答する第２のエンベロープ検出器と、第１及び第２のエンベロープ検出器に応答して振幅信号を発生する比較器とを含む。更に他の実施例において、この自動ゲイン制御サブシステムは、被変調信号に応答する第１のエンベロープ検出器と、増幅器に応答する第２のエンベロープ検出器と、第１及び第２のエンベロープ検出器に応答して振幅信号に発生する比較器とを含む。更なる他の実施例において、この振幅トラッキング・サブシステムは、被変調信号に応答して振幅信号を発生するエンベロープ検出器を含む。

更なる他の実施例において、位相トラッキング・サブシステムは、被変調信号に応答するフェーズ・ロックド・ループを含む。このフェーズ・ロックド・ループは、制御発振器入力及び制御発振器出力を有し、位相信号を発生する制御発振器を含む。このフェーズ・ロックド・ループは、制御発振器入力と制御発振器出力との間にフィードバック・ループを更に含む。このフィードバック・ループは、ローカル発振器に応答するミクサを含む。変調器はフェーズ・ロックド・ループに配置される。いくつかの実施例において、変調器は、制御発振器出力とミクサとの間、ローカル発振器とミクサとの間、又はミクサと制御発振器入力との間のフェーズ・ロックド・ループに配置される。従って、変調は、フェーズ・ロックド・ループの前で実行されるのに加えて、フィードバック・ループ内でも実行されてもよい。

前述した実施例の全てにおいて、信号入力、振幅制御入力及び出力を有する増幅器の出力に応答する任意選択的な電力増幅器が備えられてもよい。代わって、電力増幅器それ自体が信号入力、振幅制御入力及び出力を有してもよい。送信アンテナは、増幅器及び電力増幅器に応答する。

更に、前述した実施例の全てにおいて、増幅器は、可変ゲイン増幅器及び／又は電力増幅器を備えてもよく、そのうちの少なくとも１つは、振幅信号に応答する振幅制御入力を含む。可変ゲイン増幅器及び電力増幅器を共に使用するときは、そのいずれが振幅制御入力を備えているのかに関係なく、可変ゲイン増幅器が電力増幅器に先行してもよく、又は電力増幅器が可変ゲイン増幅器に先行してもよい。更に、追加的な可変ゲイン増幅器及び／又は電力増幅器が増幅器に備えられてもよい。

最後に、無線電話のようなワイヤレス通信端末を得るために、ユーザ入力に応答してベースバンド信号、又は同相信号若しくは直交信号を発生するユーザ・インターフェースが設けられてもよい。

ここで、本発明の好ましい実施例を示す添付図面を参照して、本発明を更に詳細に説明する。しかしながら、本発明は、多くの異なる形式により実施されてもよく、ここで説明する実施例に限定されると解釈されるべきでない。むしろ、これらの実施例は、この開示が詳細かつ完全となるように、また当該技術分野に習熟する者に本発明の範囲を十分に伝えるように提供される。ある要素が他の要素「間」に存在すると呼ばれるときは、それが他の要素間に直接存在してよい、又は介在要素が更に存在してもよいと理解すべきである。対照的に、要素が他の要素「間に直接」存在していると云うときは、干渉する要素は存在しない。

本発明の実施例は、図２及び図３のシステムの潜在的な欠点が、実行される２つの混合（ヘテロダイン）処理に原因があると認識することによる。特に、周波数混合は、アップ・コンバージョン・ミクサ２１４において、２つの２重平衡ミクサを備えたものでもよいＩＱ変調器２０４において行われる。周波数混合は、高いスプリアス雑音レベル及び／又は雑音が本質的に発生する。更に、送信搬送波から遙かに離れたいくつかのスプリアス・レベルがフィルタ２０６、２１６及び２２４によって減衰されても、送信機の許容送信帯域内に他のレベルが存在し得て、ろ波できていないことである。更に、出力雑音及びスプリアス・レベルを減少させるフィルタリング量は、単一のＲＦフィルタリングで達成し得るものを超えている恐れがある。従って、変調器に多数のフィルタを配置することが必要となり得る。これは、更に、システムに対してコスト及び／又はスペースを付加することになり得る。最後に、被変調信号（情報プラス＋搬送波）の歪みを減少させて、送信音声品質の要求を満足させるために、アップ・コンバージョン・ミクサ２１４、ＩＱ変調器２０４及び可変ゲイン増幅器２２２は、高い電流レベルで動作することになり、これが動作時間をさせ、かつ携帯ワイヤレス通信端末に過度の熱を発生させる恐れがある。

本発明の実施例は、出力雑音及び／又はスプリアス・レベルを減少できるので、付加的なフィルタに対する必要性を減少させ、好ましくは、不要にすることができる。更に、ＩＱ変調器の電流消費を減少でき、なおかつ所望の線形性を満足させることがきる。

ここで図４を参照すると、本発明の実施例による変調システム及び方法を示す。図４に示すように、これら変調システム及び方法４００の実施例は、直交（ＩＱ）変調器４２０を含み、これはユーザ・コマンドに応答してユーザ・インターフェース４１０により発生されるＩデータ及びＱデータと呼ばれる同相信号及び直交位相信号を変調して、被変調信号４２２を発生する。位相トラッキング・サブシステム４３０は、直交変調器４２０に応答して、被変調信号４２２における位相変化に応答し、かつ被変調信号４２２における振幅変化から独立した位相信号４３２を発生する。更に、振幅トラッキング・サブシステム４４０は、直交変調器４２０に応答して、被変調信号における振幅変化に応答し、かつ被変調信号４２２における位相変化から独立した振幅信号４４２を発生する。増幅器４５０は、信号入力、振幅又はゲイン入力、及び出力を備えている。信号入力は、位相信号４３２に応答する。振幅制御入力は、振幅信号４４２に応答し、かつその出力は、任意選択的に電力増幅器４６０を介して、送信アンテナ４７０に供給される。代わって、増幅器４５０は、電力増幅器であってもよい。

ここで、図５を参照すると、本発明の実施例による他の変調システム及び方法が示されている。図６に示されているように、これらの変調システム及び方法５００は、ＩＱ変調器４２０’位相トラッキング・サブシステム４３０’、振幅トラッキング・サブシステム４４０’増幅器４５０、電力増幅器４６０及びアンテナ４７０を含む。送信機の搬送周波数は、示されているように、例えば４５ＭＨｚ離れたところで、−１６５ｄＢｃ／Ｈｚ程度の極めて高い信号対雑音比を有し得る電圧制御発振器５３２のように、基本的な無線周波数制御発振器を使用して発生される。出力信号レベルは、例えば飽和可変ゲイン増幅器のような増幅器４５０を使用して制御される。情報信号（Ｉデータ及びＱデータ）は、まず直交変調器４２０を使用してＩＦ信号上で変調される。ＩＦ信号は、電圧制御発振器５１０のような個別的な基本制御発振器により発生される。次に被変調信号は、それぞれ振幅トラッキング・ループ４４０’及び位相トラッキング・ループ４３０’の形式で個別的な振幅トラッキング・サブシステム及び位相トラッキング・サブシステムに供給される。変調ＩＦ信号４２２は、対応する２つのトラッキング・ループ４４０’及び４３０’における振幅比較器及び位相比較器用の基準として動作する。増幅器４５０からのＲＦ出力信号は、システム・ローカル発振器５３４を使用し、ＩＦ周波数へミックス・ダウンされる。ＶＣＯ５３２は、分周器５３５ａ、５３５ｂ、位相−周波数検出器又は位相検出器５３７、一対のロー・パス・フィルタ５３８ａ、及びリミッタ５３９を備えたフェーズ・ロックド・ループを使用して位相ロックされる。このフェーズ・ロックド・ループは、送信機用のチャネル・シンクロナイザとして動作する。ミクサ５３３の出力は、ロー・パス・フィルタ５３８ｂを介してロー・パスのろ波動作をし、被変調基準ＩＦ信号５３４と共にリミッタ５３９に供給される。

位相トラッキング・ループ４３０’において、任意選択的なＲＦ分周器５３５ａ及び５３５ｂは、それぞれＭ及びＮにより分周するために、位相及び周波数検出器５３７の基準アーム及び比較アームに配置される。高い周波数で位相及び周波数検出器を実施することは困難となり得るので、これは、比較周波数を低くすることを可能にし、かつ位相比較上で無視可能な影響となる。更に、分周器５３５ａ及び５３５ｂは、Ｍ＝Ｎ又はＭ＝Ｎ＝１のようにセットされても、又は省略されてもよいことを理解すべきである。

振幅トラッキング・ループ４４０’では、一対のエンベロープ一致検出器４４２ａ及び４４２ｂを使用してダウン・コンバージョンしたＩＦ信号又はフェーズ・ロックド・ループからの他の信号の振幅レベルを被変調信号４２２のものと比較する。２つのエンベロープ検出器４４２ａ及び４４２ｂ間でよく一致すると、ＡＭオフセットを減少させることができる。更に、振幅トラッキング・ループ４４０に調整可能な定遅延要素４４５を導入して振幅信号及び位相信号に対する総合群遅延を一致させてもよい。総合群遅延が一致しないときは、出力信号に所望の変調特性を持たせることができない。

送信機の出力電力レベルを増幅器４５０（ＶＧＡ１）により広いレンジにわたって制御するので、総合ループ・ゲインが振幅トラッキング・ループ及び位相トラッキング・ループについて変化し得る。振幅トラッキング・ループ４４０’において、増幅器４５０として逆ゲイン対制御電圧スロープを有する個別的な可変ゲイン増幅器４４６（ＶＧＡ２）を使用する間に、位相トラッキング・ループにおいて、リミッタ５３９及び／又は位相検出器５３７の制限動作が一定のループ・ゲインを保持できる。ＶＧＡ１ ４５０のゲインを低下させて出力信号レベルを低下させるに従って、ＶＧＡ２ ４４６のゲインを同一量だけ増加させることによりエンベロープ一致検出器４４２ａ、４４２ｂへの信号レベルをほぼ一定に保持できる。そうでなければ、エンベロープ検出器４４２ａ、４４２ｂは、入力において非常に大きな（＞５０ｄＢ）レンジにわたって良く一致する必要があり得る。このように広いダイナミック・レンジのエンベロープ検出器を実施することは、困難となり得る。図５の実施例の１つの付加的な潜在利点は、ＶＧＡ１ ４５０におけるＡＭ／ＰＭ歪みを位相トラッキング・ループ４３０’において補償することである。

位相検出器及び増幅器検出器の出力信号は、ロー・パス・フィルタ５３８ａ、４４４を使用してろ波され、これらは、被変調信号（ベースバンド）を通過させるために十分広いが、しかし変調帯域幅外の雑音レベル及びスプリアス・レベルを抑圧するために十分狭い帯域幅を有していてもよい。実際に、振幅トラッキング・サブシステム４４０’及び位相トラッキング・サブシステム４３０’におけるロー・パス・フィルタ５３８ａ、５３８ｂ及び４４４は、非常に狭い帯域幅（即ち、非常に高いＱ）を有するＲＦ送信搬送波信号上でバンドパス・フィルタとして動作できる。例えば、３０ｋＨｚ変調帯域幅（ディジタル・ワイヤレス電話に共通）に対して、ロー・パス・フィルタの帯域幅は、１ＭＨｚ以下でよい。従って、ループにおけるロー・パス・フィルタは、送信周波数（例えば、８２５ＭＨｚ）を中心とし、１ＭＨｚ以下の帯域幅（Ｑ＞８２５）を有するバンドパス・フィルタと等価でよい。搬送波周辺の１ＭＨｚ帯域幅の雑音レベル及びスプリアス・レベルは、トラッキング・ループにおけるロー・パス・フィルタの減衰特性により減衰される。このようなロー・パス・フィルタは、抵抗及びコンデンサにより実施可能であり、従って例えば多重ＳＡＷフィルタを不要とすることができる。

電力増幅器（特にＤ級の飽和電力増幅器）の直接振幅変調は公知であろう。本発明のいくつかの実施例は、変調ループとアンテナとの間を電気絶縁する。例えば、図５の実施例はアンテナ４７０と送信変調器との間を電気絶縁する絶縁体として電力増幅器４６０を使用することができる。この場合、増幅器（ＶＧＡ１）４５０の効率は、総合電力消費にとってそれほど重要でないといえる。従って、ＶＧＡ１において同時的なＡＭ変調及び大電力制御レンジを容易に実施することができる。増幅器４５０は、ダイナミック・バイアス調整を必要とすることなく、固定した高効率リニア・モードにおいて動作するように設計されてもよい。代わって、他の実施例は電力増幅器そのものを振幅変調することができる。これは、飽和電力増幅器を使用して、その供給源の変調によるエンベロープ振幅を記憶することにより、線形マージンの拡大及び／又は効率の向上が得られる。

図６は、ＴＤＭＡのみのＩＳ−１３６端末又はＥＤＧＥ端末のような半二重システムにおける本発明の実施例を示す。この場合に、図５のデュプレックス・フィルタ４８０を送信パスにおける送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ５８０によって置換できるように、送信機の信号対雑音比を十分に高くすることができる。更に図６では、電力増幅器４６０それ自体が振幅変調される。

更に、図５及び図６において、当該技術分野に習熟する者は、図示されたようにミクサ５３３に対する入力が増幅器４５０の出力と電力増幅器４６０との間よりも、ＶＣＯ５３２と増幅器４５０との間から取り出されたものでもよいことを理解すべきである。

図７は、本発明による他の変調システム及び方法のブロック図である。これらの実施例において、振幅トラッキング・サブシステム４４０”は、直接変調又はオープン・ループとして実施される。これは、例えば線形電圧制御特性を有する増幅器４５０を使用すれば達成できる。このような回路は集積回路設計技術により実現可能である。図７の実施例において、フェーズ・ロックド・ループの割算比は、１にセットされるので、Ｍ及びＮは１にセットされる、又は割算器５３５ａ、５３５ｂは使用されない。ダウンコンバーティング・ミクサ５３３の後のＩＦ増幅器７４６は、可変ゲイン増幅器か又はＡＧＣ増幅器でよい。この増幅器７４６は、リミッタ５３９の入力動作レンジを減少させるために使用されてもよい。これによって、リミッタ５３９のＡＭ／ＰＭ歪みを減少させることができる。図７において、振幅トラッキング・サブシステム４４０”は、ダイオードのようなエンベロープ検出器７４２と、調整可能遅延４４５とを含む。

図８は、ＴＤＭＡのみのＩＳ−１３６端末又はＥＤＧＥ端末のような半二重システムにおける本発明の実施例を示す。図８において、送信機の信号対雑音比は十分に高くすることができるので、デュプレックス・フィルタ４８０は、受信器増幅器４９０に接続する送信パスにおける送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ５８０によって置換されてもよい。

低電流の標準集積回路解決法として位相及び周波数検出器５３７を実施するのが困難なときは、ギルバート（Ｇｉｌｂｅｒｔ）セル・ミクサのような標準的なアクティブ・アナログ位相検出器を使用できることを理解すべきである。そのときは、支援捕捉技術（Ａｓｓｉｓｔｅｄ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）を使用してＰＬＬ用に急速なロック時間が得られる。

図９は、本発明の他の実施例による変調システム及び方法のブロック図である。図９は、セルラ及びＰＣＳ信号を発生できるデュアル・モード変調システム及び方法９００を示す。図９に示すように、フェーズ・ロックド・ループは、位相周波数検出器又は移動検出器１１４０と、ロー・パス・フィルタ１１４４ａ、１１４４ｂと、各モード用にＶＣＯ１１４２ａ、１１４２ｂのような制御発振器とを含む。更に、メイン・ローカル発振器５３４及び一対のミクサ５３３ａ、５３３ｂも設けられる。更に、振幅トラッキング・サブシステム４４０”’は電力制御信号１１１０に応答してもよい。一対の可変ゲイン増幅器及び／又は電力増幅器１１５０ａ、１１５０ｂが設けられる。更に、変調器４２０と位相周波数検出器１１４０との間にリミッタ１１２０を設けてもよい。

要するに、図４〜９の実施例は、非常に高い信号対雑音比（例えば、４５ｍＨｚオフセット時に−１６５ｄＢｃ／Ｈｚ程度）により、振幅情報及び位相情報を共に含む低歪率複合変調信号を電力増幅器に送り出すことができる。これらの実施例は、従来のディジタル無線送信機アーキテクチャに伝統的に使用されているＳＡＷフィルタの必要性を減少又はなくすことができる。更に、これらは、従来のアップ・ミキシング送信機に比較して電力消費及びスプリアス積を減少させることができる。

ここで図１０を参照すると、本発明による変調システム及び方法の他の実施例のブロック図である。図１０に示すように、これらの変調システム及び方法１０００は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）９２０を含み、これは、ユーザ・インターフェース９１０により発生することができるベースバンド信号９１２から、それぞれ同相信号（Ｉ）９２２、直交位相信号（Ｑ）９２４及び振幅信号（Ａ）９２６を発生する。ＩＱ変調器９３０のような変調器は、それぞれ同相信号９２２、直交位相信号９２４を変調して被変調信号９３２を発生する。フェーズ・ロックド・ループ９４０は、被変調信号に応答する。フェーズ・ロックド・ループ９４０は、制御発振器出力９４４を有する制御発振器９４２を含む。増幅器９５０は、信号入力、振幅又はゲイン制御入力、及び出力を含む。この信号入力は制御発振器出力９４４に応答し、また振幅制御入力は振幅信号９２６に応答する。任意選択的な電力増幅器９６０は、増幅器９５０の出力に応答する。送信アンテナは、電力増幅器９６０及び／又は増幅器９５０に応答する。

図１１は、本発明の実施例による他の変調システム及び方法１１００を示す。図１１に示すように、ディジタル信号プロセッサ９２０’は、その入力９２１におけるベースバンド信号９１２からそれぞれ同相Ｉ信号９２３、直交位相Ｑ信号９２５を発生する。次いで、ディジタル信号プロセッサ９２０’内の発生器９２８は、正規化した同相（Ｉ’）信号９２２’、正規化した直交位相（Ｑ’）信号９２４’及び正規化した振幅信号９２６’を発生する。発生器９２８は、ディジタル信号プロセッサ９２０’におけるハードウェア及び／又はソフトウェア・モジュールとして実施されてもよく、また信号９２２’、９２４’及び９２６’は、中間信号９２３、９２５を発生させる必要性なしに、ベースバンド信号９１２から直接発生されてもよいことを理解すべきである。正規化した同相信号９２２’及び直交信号９２４’は、被変調信号９３６が一定振幅となるように、ＩＱ変調器９３０のような変調器に供給され、図９に関連して説明したように、フェーズ・ロックド・ループ９４０、増幅器９５０、任意選択的な電力増幅器９６０及びアンテナ９７０が続く。正規化された振幅信号Ａ’は増幅器９５０のゲイン制御入力に供給される。

引き続き図１１を参照すると、本発明の実施例において、ディジタル信号プロセッサ９２０’は、角度θの余弦として正規化した同相信号Ｉ’９２２を発生し、また角度θの正弦として正規化した直交位相信号Ｑ’９２４’を発生する。ただし、角度θは、正接が同相信号９２３で割算された直交位相信号９２５となる角度である。更に、正規化した振幅信号９２６’は、同相信号Ｉ９２３の２乗と直交位相信号Ｑ９２５の２乗との和の平方根として発生される。以上で説明したことから正弦関数及び余弦関数を入換えてもよいことを理解すべきである。

図１０及び図１１の実施例は、変調器における歪みを減少させるようにＩ、Ｑ及びＡを数学的に処理することができる。通常、Ｉ信号及びＱ信号は、送信されるべき音声及び／又はデータ信号を表す変調情報を搬送しているワイヤレス端末のベースバンド部から来る。更に、Ｉ信号及びＱ信号は、振幅信号及び位相信号としても表され得る。前述のように、従来の送信機は、Ｉ及びＱ情報によりＶＣＯを変調し、次にこの複合信号を増幅し、かつその周波数を送信周波数へアップコンバージョンする。対照的に、図１０及び図１１の実施例は、ベースバンドからＩ、Ｑ及びＡ信号を数量的に発生する。更に、図１１の実施例は、ベースバンドからそれぞれ正規化したＩ信号Ｉ’、Ｑ信号Ｑ’及びＡ信号Ａ’を発生する。これは、リミッタの必要性をなくしてアールシータ・アーキテクチャのフェーズ・ロックド・ループにこれらの信号を注入することができる。振幅信号Ａ’は、この信号のアナログ再構築にエンベロープ検出器を必要としないように、ベースバンドから数量的に発生されてもよい。更に、ベースバンドから直接的な振幅は、アールシータ・アーキテクチャの振幅波形と位相波形との間で柔軟性のある位相ずれを許容する。

特に、例えば図１、図２及び図３に示すように、従来の変調システムは、ＩＱ信号から振幅情報を発生するので、所望の変調仕様を満足させるためには残りの送信機チェーンが十分な線形性を必要とすることがある。対照的に、振幅を線形の代わりに飽和させてよいときは、電流消費を減少させることができる。更に、従来の変調システムは、与えられた電流消費に対して低レベルの線形性となることがある。これは、そのピーク対平均が基本的な限定とならない変調機構にとって特に真となり、その上、チャネル干渉レベル近傍で満足させるために更なるバック・オフが必要となることがある。

更に、図９の実施例は、ＩＱ変調器４２０で発生する歪みのために理想的とならない振幅制御信号４４２を発生し得る。更に、振幅トラッキング回路４４０”’も歪みを発生する恐れがある。リミッタ１１２０は、通常、望ましくない振幅情報を除去するためにＩＱ変調器４２０とフェーズ・ロックド・ループとの間に配置されることが望ましい。リミッタ１１２０は、位相信号４３２ａ、４３２ｂにＡＭ／ＰＭ歪みを発生させる恐れがあり、更に、振幅信号と位相信号とが駆動段１１５０ａ及び１１５０ｂにおいて組み合わせられたときは、これらの間に望ましくない遅延を発生させる恐れがある。

対して、図１０及び図１１の実施例は、振幅トラッキング・サブシステム４４０（図４）に対する所望の出力を計算することができ、かつこの出力を直接供給することができる。更に、Ｉ’及びＱ’信号の発生に制限動作が既に係わっているので、リミッタを不要とすることができる。

図１２は、本発明の他の実施例による変調システム及び方法のブロック図である。図１２に示すように、ＤＳＰ９２０’は、ベースバンド信号９１２からＩ’信号９２２’、Ｑ’信号９２４’、及びＡ’信号９２６’を発生する。制御発振器９１０、Ｉ’信号９２２’、及びＱ’信号９２４’は、それぞれＩＱ変調器９３０に供給されて被変調信号９３２を発生し、これを一対のロー・パス・フィルタ９４４ａ、９４４ｂと一対の制御発振器９４２ａ、９４２ｂとを備えた位相及び周波数検出器又は位相検出器９４０に供給する。更に、位相周波数検出器９４０に供給されるのは、第２の変調器９９２ａ、９９２ｂにより変調されたメイン・ローカル発振器９９０である。制御発振器９４２ａ、９４２ｂの出力は、増幅器９５０ａ及び９６０ｂにそれぞれ供給され、これらは、可変ゲイン増幅器及び／又は電力増幅器若しくは駆動増幅器のような他の通常的な増幅器であってもよい、図１２に示すように、振幅制御は、更に組み合わせ電力制御及び振幅制御モジュール９８０において電力制御信号９８２と組み合わせられてもよい。従って、改良されたアールシータ・アーキテクチャを提供することができる。図１３は、図１２のシングル・バンド版のブロック図である。

下記の式は、図１１、図１２及び図１３の実施例のために、どのようにしてＩ’、Ｑ’及びＡ’信号を計算できるのかを示す。

角度は、Ｉ及びＱデータの４象限表示である必要がある。

更に、Ｉ’信号及びＱ’信号を入換えることもできる。従って、Ｉ’信号及びＱ’信号は、ＩＦを変調するために使用されてもよく、かつ理想リミッタを通過したＩＱ被変調ＩＦ信号と同一となるＩＦを発生することができる。Ｉ’及びＱ’信号は、振幅情報に制約されないので、リミッタはフェーズ・ロックド・ループの位相周波数検出器の入力で不必要となり得る。更に、実際のリミッタに発生し得る位相歪み又はＡＭ／ＰＭ歪みも減少又は除去することができる。

Ａ’信号は以下のように計算される。

Ａ’信号は数学的に計算されて増幅器に直接供給されるので、ＩＦのＩＱ変調において発生する如何なる歪みも含む必要はなく、更に振幅検出回路からの如何なる歪みを含む必要もない。

従って、リミッタ／エンベロープ検出器は削除されてもよく、また関連するＡＭ／ＰＭ歪みは減少又は削除され得る。更に、位相のみ信号の振幅変動により発生するＶＣＯプリング（ｐｕｌｌｉｎｇ）は除去され得る。ベースバンドから直接、振幅を送出すると、アールシータ送信機における位相のみ信号に関連する振幅の位相ずれにおける柔軟性と共に、正確かつ反復可能な電力制御に帰結し得る。

図４〜図１３において説明した本発明の実施例は、フェーズ・ロックド・ループの前に直交変調器を配置した。従って、例えば図４〜図８では、ＩＱ変調器４２０が同相信号及び直交位相信号を変調して、被変調信号４２２を位相トラッキング・サブシステム４３０又は４３０’におけるフェーズ・ロックド・ループに供給する。同様に、図１０〜図１１では、ＩＱ変調器９３０がＩ信号及びＱ信号を変調して、被変調信号９３２をフェーズ・ロックド・ループ９４０に供給する。従って、これらの実施例では、ＩＦ周波数においてＩＦ基準信号を直接変調することにより、ＩＱ変調を実行することができる。

図１４〜図２２に関連して以下で説明する他の実施例によれば、変調はフェーズ・ロックド・ループ自体に実施される。特に、フェーズ・ロックド・ループは、制御発振器入力及び制御発振器出力を有する制御発振器と、制御発振器入力と制御発振器出力との間のフィードバック・ループとを備えている。フィードバック・ループは、ローカル発振器に応答するミクサを備えている。いくつかの実施例において、変調器は、制御発振器とミクサとの間、ローカル発振器とミクサとの間、又はミクサと制御発振器入力との間のフィードバック・ループに配置される。従って、変調は、ローカル発振器信号を変調し、かつ非変調信号としてＩＦを残すことにより実施される。代わって、変調は、ＲＦ出力に対して実施され、次に非変調ローカル発振器及びＩＦ周波数と混合されることでもよい。更に他に代わって、ＩＦ周波数で動作するＩＱ変調器を保持したいときは、フェーズ・ロックド・ループのフィードバック・パスにおけるミクサの後で変調を実行してもよい。

例えば、図１４は、ＩＱ変調器が位相トラッキング・サブシステム４３０”内に、好ましくは、位相トラッキング・サブシステム４３０”のフェーズ・ロックド・ループのフィードバック・ループ内に備えていることを除き、図４と同一である。図１５は、ＩＱ変調器が位相トラッキング・サブシステム４４０’内に、好ましくは、フェーズ・ロックド・ループ自体内に備えられたことを除き、図１０と同一である。

図１６は、フェーズ・ロックド・ループ内のＩＱ変調器についての種々の代替位置を表す、本発明の実施例のブロック図である。図１６は、図４の位相トラッキング・サブシステム４３０、図５〜図８の４３０’及び／又は図１４の４３０”、及び／又は図１０〜図１３の９４０及び／又は図１５の９４０’に対応し得ることを理解すべきである。

図１６に示すように、フェーズ・ロックド・ループ１６００は、図５〜図８の位相−周波数検出器又は検出器５３７、図９の１１４０、及び／又は図１２〜図１３の９４０に対応し得る位相検出器又は位相及び周波数検出器１６２０と、図５〜図８のロー・パス・フィルタ５３８ａ、図９の１１４４ａ、及び／又は図１２の９４４ａに対応し得るロー・パス・フィルタ１６３０とを含む。電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６４０のような制御発振器は、図５〜図８のＶＣＯ５３２，図９の１１４２ａ、１１４２ｂ、図１２の９４２ａ、９４２ｂ及び／又は図１０、図１１、図１３及び図１５の９４２に対応し得る。更に図１６に示すように、制御発振器は、制御発振器入力１６０４と、制御発振器出力１６０６とを有する。フィードバック・ループ１６０２は、制御発振器入力１６０６と、位相及び周波数検出器又は位相検出器１６２０及びロー・パス・フィルタ１６３０を介する制御発振器入力１６０４との間に設けられる。このフィードバック・ループは、図５〜図８のミクサ５３３、図９の５３３ａ、５３３ｂ、図１２の９２２ａ、９２２ｂ、及び／又は図１３の９２２に対応し得るミクサ１６６０と、図５〜図９のローカル発振器５３４及び／又は図１２〜図１３の９９０に対応し得るローカル発振器１６８０とを備えている。

図１６において、図４〜図９のＩＱ変調器４２０及び／又は図１０〜図１３の９３０に対応するＩＱ変調器の４可能位置を１６１０、１６５０、１６７０及び１６９０により示す。唯一のＩＱ変調器が図１６に示す位置のうちの１位置のみに設けられる必要があることは、当該技術分野に習熟する者により理解されるべきである。しかしながら、多数のＩＱ変調器を更に設けてもよい。

ＩＱ変調器１６１０は、以上で詳細に説明した図４〜図１３に対応するようにフェーズ・ロックド・ループ１６００の前に配置される。ＩＱ変調器１６５０は、制御発振器出力１６０６とミクサ１６６０との間のフィードバック・ループ１６０２に配置される。ＩＱ変調器１６７０は、ローカル発振器１６８０とミクサ１６６０との間のフィードバック・ループ１６０２に配置される。最後に、ＩＱ変調器１６９０は、ミクサ１６６０と制御発振器入力１６０４との間のフィードバック・ループ１６０２に配置される。

ＩＱ変調器１６５０が制御発振器１６０６の出力とミクサ１６６０との間に配置されるときは、制御発振器１６４０のＲＦ出力がＩ信号及びＱ信号により変調される。従って、これはＲＦ変調の１例である。ＩＱ変調器１６９０がミクサ１６６０と制御発振器入力１６０４との間に配置されるときは、これがＩＦ周波数でのＩＱ変調に対応し得るが、変調器１６１０の場合のように、ＩＦ入力よりもむしろフェーズ・ロックド・ループ１６００のフィードバック・ループ１６０２において実行される。変調器１６７０がローカル発振器１６８０とミクサ１６６０との間に配置されるときは、ローカル発振器の周波数がＲＦと混合される前に、変調されてＩＦフィードバック信号を発生する。ミクサを通して位相が維持され得るので、変調器１６１０により変調することに類似した状況が得られる。

当該技術分野に習熟する者は、図１６に示す変調器１６１０、１６５０、１６７０及び１６９０の４位置のそれぞれが、出力に同一結果を供給できることを理解すべきである。変調器をどこに配置するかを判断する際に、種々の考慮を採用することができる。例えば、ＩＦ周波数においてＩＱ変調するのがより効率的であると思われるので、変調器１６１０及び１６９０が好ましいものとなり得る。ＲＦ（変調器１６５０）において、又はローカル発振器（変調器１６７０）において変調すると、ＩＦにおいて変調するよりも多くの電流を消費する恐れがある。しかしながら、電流消費は、システムの周波数プランに依存したものになり得る。振幅信号は、以上のいずれかの図で説明したようにして発生され、かつ／又は供給されてもよいことを理解すべきである。

図１７は、図５のＩＱ変調器４２０と異なり、ＩＱ変調器１６５０が制御発振器５３３２の出力とミクサ５３３との間のフィードバック・ループに配置されたことを除き、図５に類似するブロック図である。更に、図１６ＩＱ変調器１６７０又は１６９０は、図１７の実施例に使用されてもよい。

図１８は、図６におけるフェーズ・ロックド・ループの入力におけるＩＱ変調器４２０の代わりに、ローカル発振器５３４とミクサ５３３との間でＩＱ変調器１６７０を使用したことを示す。更に図１６のＩＱ変調器１６５０又は１６９０を使用してもよいことを理解すべきである。

図１９は、図７のＩＱ調器４２０の代わりに、ミクサ５３３と制御発振器５３２の入力との間でＩＱ変調器１６９０を使用することを示す。更にＩＱ変調器１６５０又は１６７０を使用してもよいことを理解すべきである。更に、図８及び図９による本発明の他の実施例において、図１６に示した位置にＩＱ変調器を使用してもよい。

図２０は、図１３のＩＱ変調器９３０の代わりに、制御発振器９４２とミクサ９９２との間にＩＱ変調器１６５０を使用することを示す。図２１は、図１３のＩＱ変調器９３０の代わりに、ローカル発振器９９０とミクサ９９２との間のＩＱ変調器１６７０を示す。図２２は、図１３のＩＱ変調器９３０の代わりに、ミクサ９９２と制御発振器９４２の入力との間のＩＱ変調器１６９０を示す。変調器の同様配置を図１２の実施例に実施してもよい。

図面及び明細書に、本発明の典型的な好ましい実施例を開示し、また特定の用語を使用したが、これらは、一般名称及び記述的な意味でのみ使用されており、限定を目的として使用するものでない。本発明の範囲は、以下の請求の範囲に記述されている。

図１は従来のＩＱ変調器のブロック図である。 図１は従来のＩＱ変調器のブロック図である。 図１は従来のＩＱ変調器のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。 本発明の実施例によるＩＱ変調システム及び方法のブロック図である。

Claims (12)

1. 変調システムであって、
   ベースバンド信号から正規化した同相信号、正規化した直交位相信号及び正規化した振幅信号を発生するディジタル信号プロセッサと、
   前記正規化した同相信号及び前記正規化した直交位相信号を変調して一定振幅の被変調信号を発生する変調器と、
   前記被変調信号に応答して動作し、かつ信号の入出力を行う制御発振器を備えるフェーズ・ロックド・ループと、
   前記制御発振器の出力に対応する信号と、前記振幅信号に対応する振幅制御信号とが入力され、出力信号を出力する増幅器と、を備え、
   前記ディジタル信号プロセッサは、角度θの余弦及び正弦のうちの一方である前記正規化した同相信号を発生し、かつ前記角度θの余弦及び正弦のうちの他方である前記正規化した直交位相信号を発生し、前記角度θの正接は、前記同相信号で前記直交位相信号を割算して得られた値であり、
   前記変調器は、フェーズ・ロックド・ループに接続され、
   前記フェーズ・ロックド・ループでは、前記制御発振器に対して入力が行われるとともに、前記制御発振器の出力がフィードバックされ該制御発振器に入力されるようにフィードバックループが形成されており、
   前記フィードバックループは、ローカル発振器の出力に対応して信号を出力するミクサを含み、
   前記変調器は、前記制御発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ローカル発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ミクサの出力が前記制御発振器に入力されることで形成される前記フィードバックループに接続されていることを特徴とする変調システム。
2. 前記変調器は第１の変調器であり、前記被変調信号は第１の被変調信号であり、更に前記変調システムは、前記制御発振器の出力に応答して第２の被変調信号を生成する第２の変調器を含み、更に前記フェーズ・ロックド・ループは前記第２の被変調信号に応答して動作することを特徴とする請求項１記載の変調システム。
3. 電力制御信号を更に備え、前記振幅制御信号は、前記振幅信号及び前記電力制御信号に応答して入力されることを特徴とする請求項１記載の変調システム。
4. 前記変調システムは、前記変調器と前記フェーズ・ロックド・ループとの間でリミッタの制限を受けないことを特徴とする請求項１記載の変調システム。
5. 変調方法であって、
   ベースバンド信号から正規化した同相信号、正規化した直交位相信号及び正規化した振幅信号を生成する工程と、
   前記正規化した同相信号及び前記正規化した直交位相信号を変調して一定振幅の被変調信号を生成する工程と、
   前記被変調信号における位相変化に応答し、かつ前記被変調信号における振幅変化から独立している位相信号を、フェーズ・ロックド・ループを用いることにより生成する工程と、
   前記振幅信号に応答して変動するゲインで前記位相信号を増幅する工程と、を備え、
   前記ベースバンド信号から正規化した同相信号、正規化した直交位相信号及び正規化した振幅信号を生成する工程は、
   前記ベースバンド信号から同相信号を生成する工程と、
   正接が、前記同相信号で前記直交位相信号を割算した角度θを生成する工程と、
   角度θの正弦及び余弦のうちの一方である前記正規化された同相信号を生成する工程と、
   角度θの正弦及び余弦のうちの他方である前記正規化された直交位相信号を生成する工程と、を更に備え、
   前記フェーズ・ロックド・ループは、
   信号の入出力を行う制御発振器を備え、該制御発振器の出力がフィードバックされ該制御発振器に入力されるようにフィードバックループが形成されており、該フィードバックループは、ローカル発振器の出力に対応して信号を出力するミクサを含み、
   前記被変調信号を生成する工程は、前記制御発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ローカル発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ミクサの出力が前記制御発振器に入力されることで形成されるフィードバックループにおいて実行されることを特徴とする変調方法。
6. 前記被変調信号は第１の被変調信号であり、前記制御発振器の出力を前記ローカル発振器の出力に基づいて変調することで第２の被変調信号を生成する工程を更に備え、
   前記フェーズ・ロックド・ループでは、前記第１及び第２の被変調信号を位相ロックして前記位相信号を生成することを特徴とする請求項５記載の変調方法。
7. 前記増幅する工程は、前記振幅信号及び電力制御信号に応答して変動するゲインで前記位相信号を増幅することを含む請求項５記載の変調方法。
8. 前記同相信号及び前記直交位相信号を変調し、被変調信号を生成する工程と、前記位相信号を生成する工程との間で、前記被変調信号を制限する工程が実行されないことを特徴とする請求項５記載の変調方法。
9. 変調システムにおいて、
   同相信号及び直交位相信号を変調して被変調信号を、直交変調器が、生成する工程と、
   前記直交変調器に接続された位相トラッキング・サブシステムが、前記被変調信号における位相変化に応答し、かつ前記被変調信号における振幅変化から独立している位相信号を生成する工程と、
   前記直交変調器に接続された振幅トラッキング・サブシステムが、前記被変調信号における振幅変化に応答し、かつ前記被変調信号における位相変化から独立している振幅信号を生成する工程と、
   前記位相信号に対応する信号と、前記振幅信号に対応する振幅制御信号とが入力される増幅器が、出力信号を出力する工程と、を備え、
   前記位相トラッキング・サブシステムは、更に、フェーズ・ロックド・ループを備え、
   該フェーズ・ロックド・ループは、
   入出力部を有し、かつ位相信号を生成するように構成された制御発振器を備え、
   該制御発振器の出力が該制御発振器に入力されるようにフィードバックループが形成されており、該フィードバックループは、接続されたローカル発振器の出力に応答して動作するミクサを含み、
   前記直交変調器は、前記制御発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ローカル発振器の出力が前記ミクサに入力され、前記ミクサの出力が前記制御発振器に入力されることで形成される前記フィードバックループに接続され、
   前記振幅信号を生成する工程は、
   前記振幅信号を生成する被変調信号に対する自動ゲイン制御工程を含み、
   前記自動ゲイン制御工程は、
   前記被変調信号に対する包絡線検出工程と、
   前記増幅された位相信号に対する包絡線検出工程と、
   前記振幅信号を生成するために、前記包絡線検出された被変調信号と前記包絡線検出された増幅された位相信号とを比較する工程と
   を含むことを特徴とする変調方法。
10. 前記位相信号を生成する工程は、
    前記制御発振器出力を行う制御発振器を備え、かつ前記位相信号を生成するフェーズ・ロックド・ループに、前記被変調信号を供給する工程を含むことを特徴とする請求項９記載の変調方法。
11. 前記振幅信号を生成する工程は、
    前記被変調信号を自動ゲイン制御して前記振幅信号を生成する工程を含むことを特徴とする請求項１０記載の変調方法。
12. 前記被変調信号を制限する工程を更に備え、
    前記被変調信号をフェーズ・ロックド・ループに供給する工程は、
    前記制御発振器出力を行う制御発振器を備え、かつ前記位相信号を生成するフェーズ・ロックド・ループに、前記制限された被変調信号を供給する工程を含むことを特徴とする請求項１０記載の変調方法。