JPS604335A - 受信機 - Google Patents
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- JPS604335A JPS604335A JP58113324A JP11332483A JPS604335A JP S604335 A JPS604335 A JP S604335A JP 58113324 A JP58113324 A JP 58113324A JP 11332483 A JP11332483 A JP 11332483A JP S604335 A JPS604335 A JP S604335A
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- Japan
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- frequency
- amplifier
- equalizer
- acoustic wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F13/00—Amplifiers using amplifying element consisting of two mechanically- or acoustically-coupled transducers, e.g. telephone-microphone amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパラメトリック増幅型表面弾性波増幅器（以下
本明細妥においてはＳＡＷ増幅器と略称する。）を尚周
波増幅回路に使用する受信機に関する。
本明細妥においてはＳＡＷ増幅器と略称する。）を尚周
波増幅回路に使用する受信機に関する。
本出願人はこの糧の受信機に関して先に％願昭５６−９
０６４９号として特許出願し、そのような増幅器がＳＡ
Ｗ増幅器の迫過螢域幅よりはるかに大きな占有帯域幅を
有する、例えばＦＭステレオ放送の受信に際しても、狭
帯域トラッキング・フィルタとして良好な受信な可能に
し、感度および妨害抑圧に浸れた受信機を構成できるこ
とを示した。
０６４９号として特許出願し、そのような増幅器がＳＡ
Ｗ増幅器の迫過螢域幅よりはるかに大きな占有帯域幅を
有する、例えばＦＭステレオ放送の受信に際しても、狭
帯域トラッキング・フィルタとして良好な受信な可能に
し、感度および妨害抑圧に浸れた受信機を構成できるこ
とを示した。
しかしながら、前記出願の回路構成では、つぎのような
問題点があった。
問題点があった。
（ＩＪＳＡＷ増幅器が狭帯域増幅特性であるため、群遅
延が犬さくしかもその群遅延が大きな周波数分散を有す
るので、入力ＦＭ波の周波数偏位が太ぎくなる程、また
入力ＦＭ波の変調周波数が高くなる程、歪みの増加が起
り、最悪のケースではトラッキングできす愛情不能とな
る。
延が犬さくしかもその群遅延が大きな周波数分散を有す
るので、入力ＦＭ波の周波数偏位が太ぎくなる程、また
入力ＦＭ波の変調周波数が高くなる程、歪みの増加が起
り、最悪のケースではトラッキングできす愛情不能とな
る。
（２）前記群遅延の影響により、Ｆ Ｍステレオ放送の
受信に際して分離度が極端に劣１どする。
受信に際して分離度が極端に劣１どする。
（３ＪＳＡＷ増幅器の伝播方向が逆の関係ＶＣある二つ
の出力な使用するから、周波数変換器やＩＦ増幅器が２
系路分必賛で、回路の複雑化、コスト高Ｙ招く。
の出力な使用するから、周波数変換器やＩＦ増幅器が２
系路分必賛で、回路の複雑化、コスト高Ｙ招く。
以下に問題点（Ｌｌおよび（２１Ｋついてさらに詳述す
る。第１図はＳＡＷ増幅器の相対増幅度（実線）および
群遅延（破肪）と周波数の関係を示すダイヤグラムで、
この図かられかるとおり、−３ｄＢ通過帯域幅がＩＱ
ｋｌ−Ｊｚでは、横軸上に矢印で示す中心周波数におけ
る群遅延は４０μｓｅｃ ＶＣも達し、しかも中心周波
数から離れるにしたがって小さくなり、通過帯域外では
表面波の伝播速度と伝播距離で決定される一定の値（＃
！ｉμｓｅｃ ）となる。つまり大きな周波Ｖ分散を有
する。
る。第１図はＳＡＷ増幅器の相対増幅度（実線）および
群遅延（破肪）と周波数の関係を示すダイヤグラムで、
この図かられかるとおり、−３ｄＢ通過帯域幅がＩＱ
ｋｌ−Ｊｚでは、横軸上に矢印で示す中心周波数におけ
る群遅延は４０μｓｅｃ ＶＣも達し、しかも中心周波
数から離れるにしたがって小さくなり、通過帯域外では
表面波の伝播速度と伝播距離で決定される一定の値（＃
！ｉμｓｅｃ ）となる。つまり大きな周波Ｖ分散を有
する。
このような特性を有する素子が前記出願に記載されたよ
うなトラッキングのたぐの閉ループ内、つまりトラッキ
ングφループ内［存在すると、問題点（１１および（２
）が発生する。
うなトラッキングのたぐの閉ループ内、つまりトラッキ
ングφループ内［存在すると、問題点（１１および（２
）が発生する。
本発明の目的は前記問題点乞解決し、低歪率、広トラッ
キング・レンジ、高分離度で、Ｓ Ａ Ｗ増幅器出力の
一方のみを使用する受信機を提供することである。
キング・レンジ、高分離度で、Ｓ Ａ Ｗ増幅器出力の
一方のみを使用する受信機を提供することである。
上記目的乞達成するために、本発明による受信機は、筒
周波増幅部に配置された表面弾性波増幅器と、表面弾性
波増幅器の異なる伝播方向に伝播する音波に対応する電
気信号出力のいずれか一方ケ位イ１」ロック・ループ復
調器または周波数弁別器によって復調し、その出力によ
って制御される電圧制御発振器出力の周波数変調成分を
、上記表面弾性波増幅器のポンプ電力の周波数変調成分
の生成に使用することを要旨とする。
周波増幅部に配置された表面弾性波増幅器と、表面弾性
波増幅器の異なる伝播方向に伝播する音波に対応する電
気信号出力のいずれか一方ケ位イ１」ロック・ループ復
調器または周波数弁別器によって復調し、その出力によ
って制御される電圧制御発振器出力の周波数変調成分を
、上記表面弾性波増幅器のポンプ電力の周波数変調成分
の生成に使用することを要旨とする。
本発明の有利Ｔ、【実施の態様においては、上記表面弾
性波増幅器のいずれか一方の出方が、上記電圧制御発振
器出刃によって周波数変換され、その出力は伝４ｑｊｊ
性が表面弾性波増幅器の静的伝達特性に対して振幅、位
相ともに逆のイコライザ回路に尋かれ、そのイコライザ
回路出力が位相ロック・ループ復調器あるいは周波数変
換器入方とじて用いられる。本発明による受信イ幾は、
さらに位相ロック・ループ復調器の位相比較器と電圧制
御発振器の間、あるいは周波Ｖ弁別器と電圧制御発振器
の間に、人力を２糸略に分割し、第１の糸路はそのまま
、第２の糸路は高域通過フィルタケ通して加算器に導き
、該加算器で上記２糸路の信号を加算して出力する第２
のイコライザ回路ケ有する。
性波増幅器のいずれか一方の出方が、上記電圧制御発振
器出刃によって周波数変換され、その出力は伝４ｑｊｊ
性が表面弾性波増幅器の静的伝達特性に対して振幅、位
相ともに逆のイコライザ回路に尋かれ、そのイコライザ
回路出力が位相ロック・ループ復調器あるいは周波数変
換器入方とじて用いられる。本発明による受信イ幾は、
さらに位相ロック・ループ復調器の位相比較器と電圧制
御発振器の間、あるいは周波Ｖ弁別器と電圧制御発振器
の間に、人力を２糸略に分割し、第１の糸路はそのまま
、第２の糸路は高域通過フィルタケ通して加算器に導き
、該加算器で上記２糸路の信号を加算して出力する第２
のイコライザ回路ケ有する。
有利な実施の態様においては、上記逆のイコライザ回路
は特定の周波倣ノ戎分の通過ン岨止するトラップ回路で
ある。具体的には、上記トラップ回路は、入力乞２系路
に分割し、一方は直列接続された２個のコンデンサで出
力に導かれ、上記２個のコンデンサの中間点と接地点と
の間に並列共振回路ケ有し、他方は直列抵抗によって出
力に導かれ、出力側に高域応答の低下のための並夕Ｕコ
ンデンサを有している。
は特定の周波倣ノ戎分の通過ン岨止するトラップ回路で
ある。具体的には、上記トラップ回路は、入力乞２系路
に分割し、一方は直列接続された２個のコンデンサで出
力に導かれ、上記２個のコンデンサの中間点と接地点と
の間に並列共振回路ケ有し、他方は直列抵抗によって出
力に導かれ、出力側に高域応答の低下のための並夕Ｕコ
ンデンサを有している。
以下に、図面馨参照しながら、実施例を用〜・て本発明
ン一層詳細に説明するが、それら＆ま例示に過ぎず、本
発明の枠乞越えることなしに℃１ろ〜・ろな変形や改良
があり得ることをま勿論である。
ン一層詳細に説明するが、それら＆ま例示に過ぎず、本
発明の枠乞越えることなしに℃１ろ〜・ろな変形や改良
があり得ることをま勿論である。
第２図は本発明の一夾施の態様による受信機のブロック
図で、図中ｌはアンテナ、２． ４． ＩＩＮ！整合回
路、３はノくラメトリック表面弾性波増幅上Ｋ、３−１
および３−３は入出力電極、３−２＆まポンプ電極、５
． ７−２． ７−３． ７−６、 １５＆工周波数変
換器、６は第１局部発振器、７−１＆ま第２局部発振器
、７はトラッキング・イコライザ、７−４はＩＦイコラ
イザ、７−５は同調型増幅器、８は帯域通過フィルタ、
９はリミッタ兼増幅器、ＩＯは位相比較器、１１はルー
プフィルタ、１２ ））ΔＦイコライザ、１３は′−圧
制御発振器（以下本明細曹においてはＶＣＯと略記する
。）、１４．１６４ま周波数２逓倍器（ダブラ、１７は
ポンプ電力増幅器、１９（ま直流電圧源、２１は出カー
ＣＨｋエチョークコイル、Ｃはキャパシタである。
図で、図中ｌはアンテナ、２． ４． ＩＩＮ！整合回
路、３はノくラメトリック表面弾性波増幅上Ｋ、３−１
および３−３は入出力電極、３−２＆まポンプ電極、５
． ７−２． ７−３． ７−６、 １５＆工周波数変
換器、６は第１局部発振器、７−１＆ま第２局部発振器
、７はトラッキング・イコライザ、７−４はＩＦイコラ
イザ、７−５は同調型増幅器、８は帯域通過フィルタ、
９はリミッタ兼増幅器、ＩＯは位相比較器、１１はルー
プフィルタ、１２ ））ΔＦイコライザ、１３は′−圧
制御発振器（以下本明細曹においてはＶＣＯと略記する
。）、１４．１６４ま周波数２逓倍器（ダブラ、１７は
ポンプ電力増幅器、１９（ま直流電圧源、２１は出カー
ＣＨｋエチョークコイル、Ｃはキャパシタである。
まず、第２図乞用いて、入力周波数と各部の静的周波数
関係について説明する。アンテナｌで受信される到来信
号の周波数７ｆｉとすると、ＳＡＷ増幅器３に互いに逆
方向に伝播する二つの出力信号が発生する。出力電極３
−３からそのうちの一つが取り出される。ポンプ周波数
に無関係に、その周波数はｆｌである。周波数変換器５
では、ｆｉと第１局部発振器６の周波数ｆ１．］との差
周波数である。
関係について説明する。アンテナｌで受信される到来信
号の周波数７ｆｉとすると、ＳＡＷ増幅器３に互いに逆
方向に伝播する二つの出力信号が発生する。出力電極３
−３からそのうちの一つが取り出される。ポンプ周波数
に無関係に、その周波数はｆｌである。周波数変換器５
では、ｆｉと第１局部発振器６の周波数ｆ１．］との差
周波数である。
ｆ工Ｆｌ−ｆｉ ｆＬｌ °−（１１
が出力される。ｆＬｌは通常のスーパヘテロダイン受信
機と同様に、受信周波数によって可変で、ｆ工Ｆｌ’ｌ
ｊ一定にするようになっている。−例としてｆｉが８３
Ｍ）］、ｚのとき、ｆＬｌは７２．３ ＭＨｚ 、
ｆ工、１は１０．７ＭＨｚである。
機と同様に、受信周波数によって可変で、ｆ工Ｆｌ’ｌ
ｊ一定にするようになっている。−例としてｆｉが８３
Ｍ）］、ｚのとき、ｆＬｌは７２．３ ＭＨｚ 、
ｆ工、１は１０．７ＭＨｚである。
ＶＣＯ１３の出力の中心周波数はｆ工Ｆ１に等しく、そ
の出力の一つは周波数変換器７−２において第２局部発
振器７−１周波数’Ｌ２と混合され、周波数変換器７−
２の出力ではそり差周ｔＩｊｔ数のｆＬ３−ｆ工Ｆ’１
−ｆＬ２ ・・・（２）が曲られる。−例として、ｆＬ
□はｔＭＨｚ、ｆＬ３は’１７ ＭＨｚである。
の出力の一つは周波数変換器７−２において第２局部発
振器７−１周波数’Ｌ２と混合され、周波数変換器７−
２の出力ではそり差周ｔＩｊｔ数のｆＬ３−ｆ工Ｆ’１
−ｆＬ２ ・・・（２）が曲られる。−例として、ｆＬ
□はｔＭＨｚ、ｆＬ３は’１７ ＭＨｚである。
周波数変換器７−３では、周波数変換器７−２の出力と
周波数変換器５の出力の差周波数である。
周波数変換器５の出力の差周波数である。
ｆ工Ｆ２＝ｆＬ３−ｆ工Ｆ１ °−（３１が出力される
。図示の例では、ｆ工Ｆ２はｔＭＨｚとなる。この出力
は周波数変換器７−６にお℃１て再びｆＬ３との周波Ｖ
差である ｆ工Ｆｌ−ｆＬ３ ’１Ｆ２ °−（４１に周波Ｖ変換
される。したがって、位相比較器１０には同一の周波数
である’ＩＦＩが入力される。
。図示の例では、ｆ工Ｆ２はｔＭＨｚとなる。この出力
は周波数変換器７−６にお℃１て再びｆＬ３との周波Ｖ
差である ｆ工Ｆｌ−ｆＬ３ ’１Ｆ２ °−（４１に周波Ｖ変換
される。したがって、位相比較器１０には同一の周波数
である’ＩＦＩが入力される。
一方、ＶＣＯ１３の出力ｆＩＦ１ハタブラ１４ ”’Ｑ
２逓倍され、２ｆ工Ｆ１となり、第１局部発振器６の
出力をダブラ１６で２逓倍した出力２ｆＬ１と、周波数
変換器１５で周波Ｖ相である。
２逓倍され、２ｆ工Ｆ１となり、第１局部発振器６の
出力をダブラ１６で２逓倍した出力２ｆＬ１と、周波数
変換器１５で周波Ｖ相である。
ｆＰ＝ ２ ｆＬ］＋２ ｆ工Ｆ１
＝２（ｆ、 十ｆ１．□）
＝２ｆ１ ・・・（５）
に周波数変換される。その出力はポンプ電力増幅器１７
で電力増幅され、ポンプｉｌＩ極３−２へ入力される。
で電力増幅され、ポンプｉｌＩ極３−２へ入力される。
ＳＡＷ増幅器では、入力の２倍の周波数でポンプすると
き、入力信号は最大に増幅されるので、このような周波
数関係が望ましい。
き、入力信号は最大に増幅されるので、このような周波
数関係が望ましい。
つぎに、動的周波数関係について説明し、本発明の賛意
である、トラッキング動作およびＩＦイコライザ７−４
およびＡＦイコライザ１２によるイコライズ動作につい
て説明する。ここでは周波数の表現として角周波数ωを
用いる。
である、トラッキング動作およびＩＦイコライザ７−４
およびＡＦイコライザ１２によるイコライズ動作につい
て説明する。ここでは周波数の表現として角周波数ωを
用いる。
アンテナｌ乞逍って到来するＦ’ Ｍ信号電圧は次式で
表わされるものとする。
表わされるものとする。
ｖ、＝ｅ ｘｐ（Ｎωｉｔ＋θ、 （ｔ ） ）） −
１１３１ここで、 ω１：入力中心周波数 θ爪ｔ）＝ＪΔωμ（ｔ）ｄ ｔ ・・・（７）μ（ｔ
）：ソース信号 Δω：周波Ｖ偏移 ■ は整合回路２を辿って入力電極３−１に印加される
。出力電極３−３からは増幅された出力が得られるが、
ここでポンプ電極３−２に印加される信号の瞬時周波数
との関係が問題となる。（６）式の瞬時周波数ω、、
（１）は ω・ （ｔ）＝ω・十Δωμ（ｔ） ・・・＋８）１５
皿 であるから、最適ポンプ周波数ωＰＳ（を戸；この２倍
の ωＰｓ（ｔ）−２（ω、十Δωμ（ｔ）） ・・・（９
）である。この関係が段重していれば、出力電極３−３
に発生する出力は、第１図に示す切μｓｅｃという大き
な群遅延の影響を受けず、早に表面波伝播速度と距離か
ら決定される数μｓｅｅσ）群遅延の影響ケ受けるに丁
ぎないうしかしながら、ωＰｓ（ｔ）が（９）式からず
れると、出力電極３−３の出力＆工位相ひずみを受け、
この位相ひずみはトラッキング動作に悪影響を辱えろう 今わかり易（するために第２図のブロック１暑さらに大
きなブロックに集合し、第３図のように曹さ直してみる
。
１１３１ここで、 ω１：入力中心周波数 θ爪ｔ）＝ＪΔωμ（ｔ）ｄ ｔ ・・・（７）μ（ｔ
）：ソース信号 Δω：周波Ｖ偏移 ■ は整合回路２を辿って入力電極３−１に印加される
。出力電極３−３からは増幅された出力が得られるが、
ここでポンプ電極３−２に印加される信号の瞬時周波数
との関係が問題となる。（６）式の瞬時周波数ω、、
（１）は ω・ （ｔ）＝ω・十Δωμ（ｔ） ・・・＋８）１５
皿 であるから、最適ポンプ周波数ωＰＳ（を戸；この２倍
の ωＰｓ（ｔ）−２（ω、十Δωμ（ｔ）） ・・・（９
）である。この関係が段重していれば、出力電極３−３
に発生する出力は、第１図に示す切μｓｅｃという大き
な群遅延の影響を受けず、早に表面波伝播速度と距離か
ら決定される数μｓｅｅσ）群遅延の影響ケ受けるに丁
ぎないうしかしながら、ωＰｓ（ｔ）が（９）式からず
れると、出力電極３−３の出力＆工位相ひずみを受け、
この位相ひずみはトラッキング動作に悪影響を辱えろう 今わかり易（するために第２図のブロック１暑さらに大
きなブロックに集合し、第３図のように曹さ直してみる
。
ｉ３図に’にいて、トラッキング動作はＶｇ ト’Ｖ１
３乞位相比較器１０で位相比較し、その誤差出力で■ｅ
０１３Ｙ制御することにより行なわれる。この下水明細
書においてはＰＬＬと略６ピする。）７応用したＦＭ復
ル１４器と等しいものである。
３乞位相比較器１０で位相比較し、その誤差出力で■ｅ
０１３Ｙ制御することにより行なわれる。この下水明細
書においてはＰＬＬと略６ピする。）７応用したＦＭ復
ル１４器と等しいものである。
第３図に示す装置が正常な動作をするためには、ｖ９０
位相変調成分（ＦＭ変Ｒ句成分）がＶｉと等しいことが
必要である。しかし、ＳＡＷ増幅器３は＋８Ｊ式と（９
）式の関係がずれると、位相ひずみン発生し、もしその
出力ｌそのまま位相比較器１０に導けば、ｖ１３にもそ
のひずみ成分が現われ、さらにｖ３がひず＆乞受け、ひ
ずみを増加する正帰還ループとなり、遂には受信不能と
なる。
位相変調成分（ＦＭ変Ｒ句成分）がＶｉと等しいことが
必要である。しかし、ＳＡＷ増幅器３は＋８Ｊ式と（９
）式の関係がずれると、位相ひずみン発生し、もしその
出力ｌそのまま位相比較器１０に導けば、ｖ１３にもそ
のひずみ成分が現われ、さらにｖ３がひず＆乞受け、ひ
ずみを増加する正帰還ループとなり、遂には受信不能と
なる。
そこで、トラッキングーイコライザ７が必要となる。ト
ラッキング・イコライザ７は、５Ａｖｖ増幅器３に対し
、振幅としても位相（群遅延）としても逆の周波ｌＸ３
２特性ン有し、ｖ３のひずみ成分を打消丁ものである。
ラッキング・イコライザ７は、５Ａｖｖ増幅器３に対し
、振幅としても位相（群遅延）としても逆の周波ｌＸ３
２特性ン有し、ｖ３のひずみ成分を打消丁ものである。
トラッキング・イコライザ７は、基本的には、二つの周
波数変換器？−３，７−６とＩＰイコライザ７−４で構
成される。ＩＦイコライザ７−４は具体的には第５図に
示されたノツチ・フィルタで構成される。第５図におい
てＣ１，Ｃ２は小容量のコンデンサであり、例えば３３
１）Ｆに違はれる。Ｌ、Ｃ３，〜でノツチ周波数とＱを
決定する。Ｃ４は高周波側で振幅が増大するのン防止す
る。抵抗Ｒｆはノツチ中心周波数でも極端に振幅が小さ
くなるのゲ防ぐものである。この特性はａ［！６図に示
されるように、実線で示される振幅および破線で示さ−
れる群遅延とも、第１図に水子特性に対してほぼ逆の特
性を有している。このＩＦイコライザ乞見壮トげ上、ｖ
１３の周ｅｖで動くように、周波数変換器７−３と７−
６に組み合わせる。いまｖｌｇの瞬時周波数が（９）式
でなく、０ンＰＳ（ｔ）＝２ （ω１ ＋Δωμ （１
） 〜トω５（ｔ）） ・・ （１０）で表わされると
すると、ＳＡＷ増幅器３の増幅器中心周波Ｖωｏ（１）
は、 ω。（１）二ω１＋Δωμ（１）十ωｅ（ｔ） ・・・
（１１）となり人力ｌｉ４時周反Ｖに対しω。（１）だ
け高くなる。
波数変換器？−３，７−６とＩＰイコライザ７−４で構
成される。ＩＦイコライザ７−４は具体的には第５図に
示されたノツチ・フィルタで構成される。第５図におい
てＣ１，Ｃ２は小容量のコンデンサであり、例えば３３
１）Ｆに違はれる。Ｌ、Ｃ３，〜でノツチ周波数とＱを
決定する。Ｃ４は高周波側で振幅が増大するのン防止す
る。抵抗Ｒｆはノツチ中心周波数でも極端に振幅が小さ
くなるのゲ防ぐものである。この特性はａ［！６図に示
されるように、実線で示される振幅および破線で示さ−
れる群遅延とも、第１図に水子特性に対してほぼ逆の特
性を有している。このＩＦイコライザ乞見壮トげ上、ｖ
１３の周ｅｖで動くように、周波数変換器７−３と７−
６に組み合わせる。いまｖｌｇの瞬時周波数が（９）式
でなく、０ンＰＳ（ｔ）＝２ （ω１ ＋Δωμ （１
） 〜トω５（ｔ）） ・・ （１０）で表わされると
すると、ＳＡＷ増幅器３の増幅器中心周波Ｖωｏ（１）
は、 ω。（１）二ω１＋Δωμ（１）十ωｅ（ｔ） ・・・
（１１）となり人力ｌｉ４時周反Ｖに対しω。（１）だ
け高くなる。
つぎにＶ、が周波Ｖ変換器５に入力されたとする。第１
．ｆ５部発振器６の周波数なω、□とすると周波数変換
器５の出力ｖ５の瞬時周波数ωＴ、ア、（ｔ）はω工Ｐ
１（１）＝ω１−ω１□十Δωμ（１）＝ω ＋Δωμ
（１） ・・・ （１２）Ｘ１？１ となる。
．ｆ５部発振器６の周波数なω、□とすると周波数変換
器５の出力ｖ５の瞬時周波数ωＴ、ア、（ｔ）はω工Ｐ
１（１）＝ω１−ω１□十Δωμ（１）＝ω ＋Δωμ
（１） ・・・ （１２）Ｘ１？１ となる。
つぎに、Ｖ ＣＯ１３の出力の瞬時周波数ω２３（ｔ）
は ω１３（””ω工。十Δωμ（１）十ωｅ（１）・・・
（１３）であり、周波数変換器７−２の出力の瞬時周波
数は、第２局部発振器７− １の出力周波数乞ω１□と
して、 ω７−２（ｔ）＝ω１７１−ωＬ２＋Δωμ（１）十ω
ｅ Ｃｔ ）−（１４）である。したがって５周波数変
換器７−３の出力の瞬時周波数ω７−３（１）は ω７−３（ｉ）＝ωＩＦＩ（ｔ）−ω７−２（１）＝ω
１□−ωｅ（ｔ） ・・・（１５〕で表わされる。ＩＦ
イコライザ７−４の中心周波数はωＬ２であるから、Ｉ
Ｆイコライザ７−４の入力瞬時周波数が中心周波倣に対
してωｅ（１）だけ低くなったことになる。これはＳＡ
Ｗ増幅器の場合と相対的に等しい。中心周波数と入力ｄ
時周波斂の相対的関係が等しく、周波数特性が逆である
から、ＳＡＷ増幅器３で受ける振幅および位相の付加的
変調成分とＩＰイコライザ７−４で受ける変調成分とは
大きさが等しく、逆極性である。これを式で表わすとつ
ぎ０２式となる。
は ω１３（””ω工。十Δωμ（１）十ωｅ（１）・・・
（１３）であり、周波数変換器７−２の出力の瞬時周波
数は、第２局部発振器７− １の出力周波数乞ω１□と
して、 ω７−２（ｔ）＝ω１７１−ωＬ２＋Δωμ（１）十ω
ｅ Ｃｔ ）−（１４）である。したがって５周波数変
換器７−３の出力の瞬時周波数ω７−３（１）は ω７−３（ｉ）＝ωＩＦＩ（ｔ）−ω７−２（１）＝ω
１□−ωｅ（ｔ） ・・・（１５〕で表わされる。ＩＦ
イコライザ７−４の中心周波数はωＬ２であるから、Ｉ
Ｆイコライザ７−４の入力瞬時周波数が中心周波倣に対
してωｅ（１）だけ低くなったことになる。これはＳＡ
Ｗ増幅器の場合と相対的に等しい。中心周波数と入力ｄ
時周波斂の相対的関係が等しく、周波数特性が逆である
から、ＳＡＷ増幅器３で受ける振幅および位相の付加的
変調成分とＩＰイコライザ７−４で受ける変調成分とは
大きさが等しく、逆極性である。これを式で表わすとつ
ぎ０２式となる。
ＳＡＷ増幅器の場合の出力ｖ３は
ｖ３−Ａ（ω）ｅｘｐｃｊ（ω、１＋０１（ｔ）十ψ（
ωｅ（ｔ） ） ）・Ｈψ（ωｅ（１）） ：ωｅ（１
）ずれたことによる付加的位相変調成分 ＩＦイコライザの場合の出力ｖ７−４はｖ７−４”’
７％（Ｇ）） ｅＸｐＣＪ （ωＬ２ｔｆω。（ｔ）ｄ
ｉ−ψ（ω、（ｔＪ）））・・・ （１７） ｖ７−４は結局周波数変換器７−６でｖ７−２と再度周
波数変換され、周波数変換器７−６の山−力ｖ７−６は
Ｖ −工ｅＸｐ〔」（ω０． □ｔ ｔｌ＋Ｄ ｉ（叶
ψ（ωｅ（ｔ）月〕７−６−Δ（ω） ・・・ （１８） である。
ωｅ（ｔ） ） ）・Ｈψ（ωｅ（１）） ：ωｅ（１
）ずれたことによる付加的位相変調成分 ＩＦイコライザの場合の出力ｖ７−４はｖ７−４”’
７％（Ｇ）） ｅＸｐＣＪ （ωＬ２ｔｆω。（ｔ）ｄ
ｉ−ψ（ω、（ｔＪ）））・・・ （１７） ｖ７−４は結局周波数変換器７−６でｖ７−２と再度周
波数変換され、周波数変換器７−６の山−力ｖ７−６は
Ｖ −工ｅＸｐ〔」（ω０． □ｔ ｔｌ＋Ｄ ｉ（叶
ψ（ωｅ（ｔ）月〕７−６−Δ（ω） ・・・ （１８） である。
（］Ｃ６式と（］８）式の部幅変調成分は逆数の関係に
あり、付加的位相変調成分ψ（ωｅ（ｔ））、ユ逆極性
。関係にある。これ乞伝達関数で表現丁れば、ＳＡＷ増
１陥器３の伝達関数Ｈ，（ω＋ １）とトラッキング・
イコライザ７の伝達関数Ｈ２（ωｅｔ）は■」１（ω−
ωｉ＋ ｔ ）＝Ｈ２（ω−ω工Ｆｉｔ’） ・・・（
１９）の関係にある。ＳＡＷ増幅増幅器３カ 換器５で中心周波数ω工，□に変換されるから、第３図
で■ を■ （ω＋ １）とした時のｖ７−６の出力１ ｖ７−６ （ω，１）は ｖ７−６ （ω−ωＩＦＩＩ ｔ）”’Ｖ４ （ω−ω
ｊ＋ ｔ ） ・＝ （２０）となる。つまり、ｖ７−
６は、ｖｌの中心周波数がω□Ｆ１に変換されただけで
、付加的な振幅や位相の変調成分を持たず、好ましいト
ラッキング動作が得られることになる。
あり、付加的位相変調成分ψ（ωｅ（ｔ））、ユ逆極性
。関係にある。これ乞伝達関数で表現丁れば、ＳＡＷ増
１陥器３の伝達関数Ｈ，（ω＋ １）とトラッキング・
イコライザ７の伝達関数Ｈ２（ωｅｔ）は■」１（ω−
ωｉ＋ ｔ ）＝Ｈ２（ω−ω工Ｆｉｔ’） ・・・（
１９）の関係にある。ＳＡＷ増幅増幅器３カ 換器５で中心周波数ω工，□に変換されるから、第３図
で■ を■ （ω＋ １）とした時のｖ７−６の出力１ ｖ７−６ （ω，１）は ｖ７−６ （ω−ωＩＦＩＩ ｔ）”’Ｖ４ （ω−ω
ｊ＋ ｔ ） ・＝ （２０）となる。つまり、ｖ７−
６は、ｖｌの中心周波数がω□Ｆ１に変換されただけで
、付加的な振幅や位相の変調成分を持たず、好ましいト
ラッキング動作が得られることになる。
なお、以上の説明では、同調型増幅器７−５の増幅度は
考慮されていないので、実際のｖ７−６はＶｉより去幅
が大きいことになる。
考慮されていないので、実際のｖ７−６はＶｉより去幅
が大きいことになる。
つぎに、ＡＰイコライザ１２について説明する。
ΔＦイコライザ１２は第７図および第８図でわかる通り
、全通過の第１の経路と第２のフィルタ経路を加算して
出力するようになっている。図中１２−１、１２−３は
バッファ増幅器、１２−２は高域通過フィルタ、１２−
４は加賀二器である。この回路のねらいはＦＭ変Ｗ．′
４周波数の範囲での負の群遅延を得ることである。群遅
延では ０（ω）： 位相 で表わされるから、第９図から５ ３ １＜Ｈｚ付近ま
で負の群遅延ケ有していることがわかる。図中実線は増
幅度の変化ケ表わし、破線は位相の変化を表わ丁。負の
群遅延によって、ＳＡＷ増幅器の固定遅延時間やその他
の回路Ｖこよる遅延時間の補償を行ない、トラッキング
特性を改善できる。
、全通過の第１の経路と第２のフィルタ経路を加算して
出力するようになっている。図中１２−１、１２−３は
バッファ増幅器、１２−２は高域通過フィルタ、１２−
４は加賀二器である。この回路のねらいはＦＭ変Ｗ．′
４周波数の範囲での負の群遅延を得ることである。群遅
延では ０（ω）： 位相 で表わされるから、第９図から５ ３ １＜Ｈｚ付近ま
で負の群遅延ケ有していることがわかる。図中実線は増
幅度の変化ケ表わし、破線は位相の変化を表わ丁。負の
群遅延によって、ＳＡＷ増幅器の固定遅延時間やその他
の回路Ｖこよる遅延時間の補償を行ない、トラッキング
特性を改善できる。
第１．０図は本発明の他の一つの実施の態様による受信
機のブロック図で、第２図と共通する引用番号は第２図
におけるものと同じ部分７表わし、加は周波数弁別器を
表わ丁。第１０図に示す装置は第２図に示１装置と比較
してつぎの点で異なっている。
機のブロック図で、第２図と共通する引用番号は第２図
におけるものと同じ部分７表わし、加は周波数弁別器を
表わ丁。第１０図に示す装置は第２図に示１装置と比較
してつぎの点で異なっている。
１）トラッキング・イコライザ７に出力側の周波数変換
器がない。
器がない。
１１）位相比較器ＩＯの代りに周波数弁別益田が設けら
れている。
れている。
１）によって、帯域通過フィルタ８、リミッタ兼堆幅器
９および周波数弁別益田からなるブロックの中心周波数
はｆ工，□でな（、ｆＩＦ□と１ｊる。
９および周波数弁別益田からなるブロックの中心周波数
はｆ工，□でな（、ｆＩＦ□と１ｊる。
第１０図にボテ装置のトランキング動作はつぎの通りで
ある。
ある。
１Ｆイコライザ７−４の出力ｖ７−４は次式の通りであ
る。
る。
丁なわち、■７ー４の瞬時周波数ω７−４（ｔ）はω７
ー４（１）＝ωＬ２−ωｅ（ｔ） ・−Ｃ２３）である
。（Ｚ号〕式でωｅ（ｔｌ→０となれば、良好なトラッ
キングであるからこのωｅ（１）成分を誤差電圧として
、ＶＣＯ１３の制御電圧と丁れは良い。ω。（１１を取
りｍ１のが周波数弁別器α〕である。
ー４（１）＝ωＬ２−ωｅ（ｔ） ・−Ｃ２３）である
。（Ｚ号〕式でωｅ（ｔｌ→０となれば、良好なトラッ
キングであるからこのωｅ（１）成分を誤差電圧として
、ＶＣＯ１３の制御電圧と丁れは良い。ω。（１１を取
りｍ１のが周波数弁別器α〕である。
第１０図に示す実施の態様は第２図に示すものに較べて
簡略化されているという利点を持っている。
簡略化されているという利点を持っている。
以上説明した遡り、本発明によればＳＡＷ増幅器の群遅
延特性Ｚ二つのイコライザ回路によって補償することに
より、トラッキング特性が改善され、歪みの減少、トラ
ッキング・レンジの拡大が実現されるほか、ＳＡＷ亀・
幅器のどちらか一方の出力Ｚ用いれば良いので回路が簡
略化されろという利点が得られる。
延特性Ｚ二つのイコライザ回路によって補償することに
より、トラッキング特性が改善され、歪みの減少、トラ
ッキング・レンジの拡大が実現されるほか、ＳＡＷ亀・
幅器のどちらか一方の出力Ｚ用いれば良いので回路が簡
略化されろという利点が得られる。
第１図はＳＡＷ増幅器の相対増幅度および群遅延と周波
数の関係７示すダイヤグラム、第２図は本発明の一実流
の態様による受信機のブロック図、第３図はより大ぎな
ブロックに集合して書き直された第２図に対応するブロ
ック図、第４図はＰＬＬを応用したＩ” Ｍ復調器Ｑ）
原理を説明するためのブロック図、第５図はＩＦイコラ
イザの電気回路図、第６図は第５図に示１回路の振幅お
よび群遅延の周波数特性ン示すダイヤグラム、第７図は
ＡＦイコライザの構成をηく１ブロック図、第８図はへ
Ｆイコライザの電気回路図、第９図は第８図に示す回路
の周波かの関Ｖとしての増幅度および位相の変化を示す
ダイヤグラム、第１０図は本発明の他の一つの実施の態
様による受信機のブロック図である。 ｌ・・・アンテナ、２，４．１８・・・整合回路、３・
・・パラメトリック表面弾性波増幅器、３−１．３−３
・・・入出力電極、３−２・・・ポンプ電極、５．７−
２゜７−３． ７−６、１５・・周波数変換器、６・・
・第１局部発掘器、７−１・・第２局部発掘器、７・・
・トラッキング・イコライザ、７−４・・・Ｉ ｆ・’
イコライザ、７−５・・・同調型増幅器、８・・・帯域
通過フィルタ、９・・・リミッタ兼増幅器、１０・・・
位相比較器、１】・・・ループ−フィルタ、１２・・・
Ａ Ｐ”イコライザ、１３・−・電圧制御発止器、１４
．１６・・・周波数２連侶器（ダブラ）、１７・・・ポ
ンプ電力増幅器、１９・・・直流′岨圧諒、加・・・周
波数弁別器、２１・・・出力、ＣＨ・・チョークコイル
、Ｃ・・・キャパシタ。
数の関係７示すダイヤグラム、第２図は本発明の一実流
の態様による受信機のブロック図、第３図はより大ぎな
ブロックに集合して書き直された第２図に対応するブロ
ック図、第４図はＰＬＬを応用したＩ” Ｍ復調器Ｑ）
原理を説明するためのブロック図、第５図はＩＦイコラ
イザの電気回路図、第６図は第５図に示１回路の振幅お
よび群遅延の周波数特性ン示すダイヤグラム、第７図は
ＡＦイコライザの構成をηく１ブロック図、第８図はへ
Ｆイコライザの電気回路図、第９図は第８図に示す回路
の周波かの関Ｖとしての増幅度および位相の変化を示す
ダイヤグラム、第１０図は本発明の他の一つの実施の態
様による受信機のブロック図である。 ｌ・・・アンテナ、２，４．１８・・・整合回路、３・
・・パラメトリック表面弾性波増幅器、３−１．３−３
・・・入出力電極、３−２・・・ポンプ電極、５．７−
２゜７−３． ７−６、１５・・周波数変換器、６・・
・第１局部発掘器、７−１・・第２局部発掘器、７・・
・トラッキング・イコライザ、７−４・・・Ｉ ｆ・’
イコライザ、７−５・・・同調型増幅器、８・・・帯域
通過フィルタ、９・・・リミッタ兼増幅器、１０・・・
位相比較器、１】・・・ループ−フィルタ、１２・・・
Ａ Ｐ”イコライザ、１３・−・電圧制御発止器、１４
．１６・・・周波数２連侶器（ダブラ）、１７・・・ポ
ンプ電力増幅器、１９・・・直流′岨圧諒、加・・・周
波数弁別器、２１・・・出力、ＣＨ・・チョークコイル
、Ｃ・・・キャパシタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ｔｉｔ ｘ周波増幅部に配置された表面弾性波増幅器と
、表面弾性波増幅器の異なる伝播方向に伝播する音波に
対応する電気信号出力のいずれか一方を位相ロック・ル
ープ復調器または周波数弁別器によって復調し、その出
力によって制御される電圧制御発振器出力の周波数変調
成分を、上記表面弾性波増幅器のポンプ電力の周波数変
調成分の生成に使用することを特徴とする受信機。 （２） 上記表面弾性波増幅器のいずれか一方の出力を
、上記電圧制御発振器出力によって周波数変換し、その
出力を伝達特性が表面弾性波増幅器の静的伝達特性に対
して振幅、位相ともに逆のイコライザ回路に８き、その
イコライザ回路出力を位相ロック・ループ復調器あるい
は周波数弁別器入力とＬ７て用いることケ特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の受信機。 （３） 上記表面弾性波増幅器のいずれか一方の出力を
、上記電圧制御発振器出力によって周波数変換し、その
出力を伝達特性が表面弾性波増幅器の静的伝達特性に対
して振幅、位相ともに逆のイコライザ回路に導き、その
イコライザ回路出力を周波数弁別器入力として用いるこ
とヲ特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信機。 （４） 上記イコライザ回路が特定の周波数成分の通過
を阻止するトラップ回路であることを特徴とする特許請
求の範囲第２項又は第３ ｆＡ記載の受信機。 （５） 上記トラップ回路が、人力を２系路に分割し、
−力は直列接続された２個のコンデンサで出力に導かれ
、上記２個のコンデンサの中間点と接地点との間に並列
共撮回路を有し、他方は直列抵抗によって出力に導かれ
出力仙１［高域応答の低下のための並列コンデンサを有
１−ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の受
＠機。 （６）位相ロック・ルーブタ調器の位相比較器と電圧制
御発振器の間、あるいは周波数弁別器と電圧制御発撮器
の間に入力を２系路に分割し、第１の糸路はそのまま、
第２の糸路は高域通過フィルタを通して加算器に導き、
該加算器で上記２系路の信号を加算して出力する第２の
イコライザ回路を有することを特徴とする特許請求の範
囲第１項または第２項または第３項記載の受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58113324A JPS604335A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 受信機 |
| US06/623,808 US4610031A (en) | 1983-06-23 | 1984-06-22 | Receiver including surface acoustic wave amplifier |
| NL8401985A NL8401985A (nl) | 1983-06-23 | 1984-06-22 | Ontvanginrichting met een voor acoustische oppervlakte golven dienende versterker. |
| GB08415997A GB2144939B (en) | 1983-06-23 | 1984-06-22 | Receiver including surface acoustic wave amplifier |
| FR848409918A FR2549313B1 (fr) | 1983-06-23 | 1984-06-22 | Recepteur comprenant un amplificateur d'onde acoustique de surface |
| DE19843423402 DE3423402A1 (de) | 1983-06-23 | 1984-06-25 | Empfaenger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58113324A JPS604335A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS604335A true JPS604335A (ja) | 1985-01-10 |
Family
ID=14609345
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58113324A Pending JPS604335A (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | 受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4610031A (ja) |
| JP (1) | JPS604335A (ja) |
| DE (1) | DE3423402A1 (ja) |
| FR (1) | FR2549313B1 (ja) |
| GB (1) | GB2144939B (ja) |
| NL (1) | NL8401985A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5949472A (en) * | 1996-12-10 | 1999-09-07 | Intel Corporation | Method and apparatus for tuning channels for CATV and television applications |
| US6298376B1 (en) * | 1997-03-07 | 2001-10-02 | General Electric Company | Fault tolerant communication monitor for a master/slave system |
| US6869460B1 (en) * | 2003-09-22 | 2005-03-22 | Valenite, Llc | Cemented carbide article having binder gradient and process for producing the same |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3217259A (en) * | 1959-07-06 | 1965-11-09 | Kenneth L Kotzebue | Receiver utilizing phase-locked parametric amplifier |
| GB1342958A (en) * | 1970-07-23 | 1974-01-10 | Licentia Gmbh | Phase coherent receivers |
| DE2854128C3 (de) * | 1978-12-15 | 1982-02-18 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Empfängerschaltung mit Verbesserung des Signal-Rauschabstandes |
| US4426737A (en) * | 1981-02-06 | 1984-01-17 | Clarion Co., Ltd. | Circuit for generating a pumping signal for a surface elastic wave parametric device in a receiver |
| JPS57204643A (en) * | 1981-06-11 | 1982-12-15 | Clarion Co Ltd | Receiver |
-
1983
- 1983-06-23 JP JP58113324A patent/JPS604335A/ja active Pending
-
1984
- 1984-06-22 GB GB08415997A patent/GB2144939B/en not_active Expired
- 1984-06-22 US US06/623,808 patent/US4610031A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-06-22 FR FR848409918A patent/FR2549313B1/fr not_active Expired
- 1984-06-22 NL NL8401985A patent/NL8401985A/nl not_active Application Discontinuation
- 1984-06-25 DE DE19843423402 patent/DE3423402A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2549313A1 (fr) | 1985-01-18 |
| GB2144939B (en) | 1986-12-17 |
| GB2144939A (en) | 1985-03-13 |
| FR2549313B1 (fr) | 1989-08-25 |
| GB8415997D0 (en) | 1984-07-25 |
| US4610031A (en) | 1986-09-02 |
| DE3423402A1 (de) | 1985-01-03 |
| NL8401985A (nl) | 1985-01-16 |
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