JPH06500443A

JPH06500443A - 低周波数オフセット混合ｖｃｏを使用した周波数変調シンセサイザ

Info

Publication number: JPH06500443A
Application number: JP3517509A
Authority: JP
Inventors: ヘック・ジョセフ　ピー
Original assignee: モトローラ・インコーポレーテッド
Priority date: 1990-08-29
Filing date: 1991-08-16
Publication date: 1994-01-13
Also published as: WO1992004765A2; US5079526A; DE69128886D1; WO1992004765A3; ATE163110T1; EP0546088A4; EP0546088A1; CA2087719A1; CA2087719C; EP0546088B1; DE69128886T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】低周波数オフセット混合■ＣＯを使用した周波数変調シンセサイザ技術分野この発明は一般的には周波数シンセサイザに関し、かつより特定的には真のＤＣＦＭを生成可能な周波数シンセサイザに関し、かつ特に基準発振器のＤＣＦＭを要求することなくＤＣＦＭを生成可能な周波数シンセサイザに関するものである。

発明の背景近接した間隔のチャネルを有する、今日の２方向ＦＭ無線通信システムはそれらの内部周波数決定要素に対しきびしい要求を課している。それらの内のいくっがは安定性、低周波数変調応答、およびコストである。これらの要求を満たすために、大部分の受信機はローカル発振器を使用して入力信号をキャリア周波数よりも選択度およびゲインを容易に得ることができる周波数に変換する。スーパヘテロダイン方法においては、ローカル発振器の周波数は中間周波数（ＩＦ）に等しい量だけ入力信号の周波数と異なり、ダイレクトコンバージョン方法においては、前記発振器の周波数はキャリア周波数に等しく、これはＩＦをベースバンドまたはゼロ周波数にする。

近接した間隔のチャネルは受信機に隣接チャネルの妨害を排除しかつ良好な選択度を得るために狭いバンドパス■Ｆフィルタを持つことを要求する。ローカル発振器および受信信号の双方における周波数の許容差のため発生されたＩＦ倍信号狭いフィルタの通過帯域の外側にくることが可能になる。８００ＭＨｚおよびそれ以上のＵＨＦ周波数においては、送信周波数のたった２パーツパーミリオン（ｐｐｍ）のエラーが±１．６ｋＨｚのエラーを生じさせる。

ローカル発振器は同様の許容差を持つことがありかつＩＦにおいて数キロヘルツの正味の周波数エラーを生ずる。１２．５ｋＨｚのチャネル間隔に対して要求されるフィルタの帯域幅によれば、数キロヘルツのエラーが付加的な周波数制御手段を用いることなしには受信信号をＩＦフィルタの通過帯域の中心に位置付けることが実際的でないようにする。

キャリア周波数の変動を追跡する上で、ローカル発振器の制御ループは、キャリア周波数の瞬時変動に存在する、低周波ＦＭ情報の復調と干渉する。復調回路はこれらの変動がキャリアがＩＦに変換された後に存在することを予期するが、制御ループはそれらのループ帯域幅内の周波数を有する変調成分を除去する。この問題の厳しさは変調信号の周波数内容および制御ループの帯域幅に依存する。

典型的には、ＦＭ無線通信システムは、静的周波数エラーから区別できないキャリア周波数のシフトを要求する、ＤＣにおける変調を避けるものである。しかしながら、デジタル信号データのような、いくつかの信号は１０ヘルツまたはそれ以下の周波数成分を持つことがある。そのようなデータの送信および受信は低周波数およびＤＣ／ＦＭ信号をも処理できる回路を必要とする。今日のシステムにおけるデータ通信のこのような広範囲の使用により、進歩した通信システムがデータ送信および受信と両立しないことは実際的ではない。

シンセサイザの設計において、ＤＣＦＭを達成するための手段は基準発振器を変調することによる。基準発振器を変調することはコストがかかりかつ他の点では望ましくない。シンセサイザの基準発振器はフィルタ、制御装置、およびマイクロプロセッサのような設計における他の回路によって使用されるから、基準発振器の何らかの変調は上記回路の性能に直接影響を与える。

あるいは、シンセサイザの設計における伝統的なオフセット手法はかなり高い周波数オフセットのｖＣＯを必要とし、それによってミキサ出力の望ましくないイメージ応答を効果的にろ波できるようにする。これはＲＦバンドパスフィルタのコストを加える。さらに、水晶を使用することなしにはオフセット発振器の良好な中心周波数精度を達成することは不可能であり、これはさらに回路コストを加算する。

従って、コストの高い何らかの付加的な水晶あるいは０６周波数が基準発振器を変調することを要せずにＤＣＦＭを生成するための手法が必要である。

発明の概要要約すれば、本発明によれば、真のＤＣＦＭを生成することができる改良された周波数シンセサイザが開示される。該シンセサイザはその入力が基準信号源に接続された位相比較器を具備する。その２つの入力の位相差を表す制御信号である前記位相比較器の出力は信号制御発振器に接続されている。該信号制御発振器の出力信号はその入力に印加される制御信号に対応する周波数ｆを有する。

信号制御発振器の出力はオフセットミキサの第１の入力に接続されている。このミキサへの第２の入力は入力変調信号に応答するオフセット信号により制御される発振器の出力信号ｆ　である。該オフセットミキサの出力信号ＦＦはＮ分割器に接続され、その出力は前記位相比較器の第２の入力に接続されている。

図面の簡単な説明第１図は、本発明にかかわるオフセットミキシングループ手法を使用したシンセサイザのブロック図である。

第２図は、第１図の周波数シンセサイザにおいて使用されるイメージ平衡ミキサのブロック図である。

第３図は、本発明の原理に従ったオフセット信号制御発振器のブロック図である。

第４Ａ図および第４Ｂ図は、本発明の原理に従った整合された対の信号制御発振器の電気回路図である。

第５図は、フェーズロックループのローカル発振器を含みかつ本発明の原理に従って変調を回復するＦＭ受信機のブロック図である。

第６図は、本発明にかかわる周波数シンセサイザを含むＦＭ送信機のブロック図である。

好ましい実施例の詳細な説明第１図を参照すると、周波数シンセサイザ１００は位相比較器１０４、フィルタ１０６、およびその制御信号として電圧を使用する信号制御発振器１０８（メインＶＣＯ１０８）を含む。周波数シンセサイザ１００はさらにその制御信号として電圧を使用するオフセット信号制御発振器（オフセットＶＣＯ）３００、ミキサ２００、およびＮ分割器１１４を含む。

基準信号ｆＲ１０２は位相比較器１０４の第１の入力に印加される。位相比較器１０４の第２の入力はｆ、１１２であり、これはＮ分割器１１４の出力である。

位相比較器１０４の出力信号はループフィルタ１０６によってろ波されかつ電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０８に結合されいる。ＶＣＯ１０８の出力はオフセットミキサ２００の第１の入力に接続され、該オフセットミキサ２００の第２の入力はオフセット■ＣＯのオフセット周波数信号１２０（ｆＯＦＦ）である０位相ロックループの特性および動作は当業者によく知られている。読者はその詳細については、Ｇａｒｄｎｅｒ。

Ｆ、Ｍ、、ｐｈａｓｅｌｏｃｋ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ。

Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ：Ｗｉｌｅｙ、第２版、１９７９年のような、標準テキストを参照することができる。ループがロックするとき、次の条件が優勢になる。

ｆＬ＝ｆＲｆ　＝Ｎｆ　であるから、ｆ　＝ＮｆＲである。

ＸＬ　Ｘオフセットミキサ２００の出力は、ｆ＝ｆ−ｆ　＝ＮｆＸ　Ｖ　ＯＦＦ　Ｒであるから、シンセサイザの出力周波数１１０は、ｆ　ｖ　＝　Ｎ　ｆ　Ｒ＋　ｆ　ｏ　ＦＦとなる。

上の結論は、出力信号ｆ　１１０の基準信号ｆＲＩ０２とオフセット周波数信号ｆ　１２０への依存性ＦＦを示す。基準周波数信号ｆＲ１０２は受信機回路全体において使用される極めて安定な発振器信号である。オフセット周波数ｆ。ＦＦ　１２０は低周波（１００〜３００ＫＨｚ　）の信号である。その結果、ｆｏＦＦ　１２０は伝統的な■ＣＯ回路の周波数発振器によって要求されるのと同じほど厳しい許容差を持つ必要がなく、その結果かなりのコストの差を生ずる。

シンセサイザ１００に使用されているオフセットミキサ２００はイメージ平衡形のものである。第２図は１つのそのようなミキサのブロック図である。シンセサイザの出力周波数１１０（ｆｙ）がミキサ２１２の第１の入力にかつ９０°位相シフタ２１６の入力に接続されている。オフセット周波数信号１２０（ｆ　）はミキサ２１２の第２ＦＦの入力にかつ第２の９０°位相シフタ２１８の入力に結合されている。９０°位相シフタ２１６および２１８の出力はそれぞれ第２のミキサ２２２の第１および第２の入力に接続されている。ミキサ２１２および２２２の出力は加算器２２０によって加算されミキサ出力１１６（ｆＸ）を発ミキサ出力１１６（ｆＸ）は、ｆＸ＝ｆＶ　’ＯＦＦであり、これは次の計算を使用している。

ｆ■＝ｃＯ５ω■ｔｆ　ｏ　ＦＦ＝ＣＯＳ　（ＩＪ　ＯＦ　Ｆ　を信号ａ（ｔ）　２１４およびｂ　（ｔ）　２２４はそれぞれミキサ２１２および２２２の出力であり数学的に次のように記載できる。

ａ　（ｔ）＝ｃｏｓωｙ　ｔ　ＣＯＳω０ＦＦｔｂ　（ｔ）＝ｃｏｓ　（ωｖｔ −９０°）＠ＣＯ８（ω　ｔ−９０°）ＦＦ次の関係、ｃｏｓ　（ａ）ｃｏｓ　（ｂ）＝１／２ｃｏｓ　（ａ＋ｂ）＋１／２（ａ−ｂ）を使用すると、ａ　（ｔ）−１／２ｃｏｓ　（ω　＋ω　）ｔＶ　ＯＦＦ＋１／２ｃｏｓ（ω　−ω　）ｔＶ　ＯＦＦおよび、ｂ　（ｔ）　＝−１／２ｃｏｓ　（ω　＋ω　）ｔＶ　ＯＦＦ＋１／２ｃｏｓ（ω　−ω　）ｔＶ　ＯＦＦを得ることができ、これら２つの信号を加算すると、ｘ　（ｔ）　＝ａ　（ｔ）　＋ｂ　（ｔ）＝ｃｏｓ　（ω　−ω　）ｔＶ　ＯＦＦとなる。従って次式が得られる。

ｆＸ＝ｆｖ−ｆＯＦＦ上の式から、イメージ打消しの量はミキサ２１２および２２２と９０°位相シフタ２１６および２１８の振幅のバランスおよび位相精度の程度に依存する。典型的なアプリケーションにおいては２０〜４０ｄＢのイメージ打消しが達成できる。シンセサイザループ内にオフセットミキサを配置することにより、不所望のイメージ応答から生ずる出力スプリアス信号成分の一層の低減がループのフィルタ作用によって達成できる。

ｆｖ＝ｆＸ＋ｆｏＦＦであるから、ｆＯＦＦにおける何らかの中心周波数エラーは出力に直接翻訳される。例えば、もし、ｆ　ｖ＝１０９．　６５ＭＨｚｆ　ＯＦ　Ｆ　＝　１５０　Ｋ　ＨＺ±１％であれば、ｆ　ｘ＝　１０９．　５ＭＨｚとなり、かっｆ■はシンセサイザの許容差にょるｆＸの許容差に加えｆ　の許容差による±１．５ＫＨｚの二〇ＦＦラー範囲を持つことになる。

イメージ平衡ミキサ２００の使用は低周波オフセット■ＣＯ３００の利用を可能にする。さらに、シンセサイザループにおけるイメージ平衡ミキサ２００により、フィルタがミキサ２００からのスプリアス信号を排除する必要が除去される。

第３図は、オフセット周波数ＶＣＯ３００の内部要素を示す。周波数シンセサイザ１００の回路の残りと共にこれらの要素はＩＣ上に集積される。そのような集積化はオフセット周波数ＶＣＯ３００の厳密な許容差を維持する。

次に第３図を参照すると、ｆＲＥ、　３０１は位相比較器３０２の第１の入力に接続されている。位相比較器３゜２の出力はループフィルタ３０４の入力に接続され、該ループフィルタ３０４の出力は２つの本質的に同じＶＣＯ３０６および３０８の入力に接続されている。第１の■ｃ。

３０６の出力は信号ライン３１０を介して位相比較器３０２の第２の入力にループバックしている。第２のＶＣＯ３０８は変調ＦＭ信号１２４をオフセットＶＣＯ３００に接続する第２の入力を有する。ＶＣＯ３０８の出力はｆ。。

Ｆ　１２０であり、周波数シンセサイザ１００において使用される。

２つのＶＣＯ３０６および３０８は共通の制御ラインを共用し、かつそれらのＩＣレイアウトは整合されているがら、ＶＣｏ２　３０８の出力周波数はロックしたＶＣｏ　１３０６のものに非常に近くなる。ＶＣ０２３０８は公称中心周波数から＋／′−の偏位を可能にし所望のＦＭ能力を達成する第２の制御ラインを有する。シンセサイザ出力１１０の中心周波数のオフセットＶＣＯ３００の固有の許容差による変動は低周波オフセットＶＣＯ３００を使用することにより最小限に保たれる。

第４Ａ図および第４Ｂ図は、良好な整合のために同じＩＣ上に集積された整合ＶＣＯ３０６および３０８のサンプル対のブロック図を示す。第４Ａ図を参照すると、３つのトランスコンダクタンス演算増幅器４０２，４０４および４０８が閉ループを形成するような様式で接続されている。

電圧−電流コンバータ４１２は入力周波数制御電圧を電流に変換する。このコンバータ４１２からの信号は制御ライン４１４を介して増幅器４０２および４０４の制御ラインに結合される。

次に第４Ｂ図を参照すると、ＶＣＯ３０８は第４のトランスコンダクタンス演算増幅器４３２の付加を除き■Ｃ０３０６と同じであることが分かる。前と同様に３つのトランスコンダクタンス演算増幅器４２２，４２４および４２８は閉ループを形成するよう構築されている。電流１１はカレントミラーを使用して電流■ ２を生成するために２倍にされる。電流Ｉ２は制御ライン４３４を介して増幅器４２２および４２４の制御入力に結合される。ＦＭ人力１２４はトランスコンダクタンス増幅器４３２の入力に結合される。その後周波数がＡ４に対し電流を加算／減算することにより＋／−に変調される。

第５図は、本発明にかかわる位相ロック受信機５００を示す。本発明により良好に焦点を合わせるため、この単純化した受信機はＲＦ増幅器段もイメージ周波数信号に対する保護のためのブリセレクタも示していないが、これらのいずれも意図する動作環境にとって必要であれば含めることができる。受信周波数信号はミキサ５０４の第１の入力に結合される。ミキサ５０４の出力信号はフィルタ５０６によりろ波されかつ引き続きリミッタ５０８により制限される。リミッタ５０８の出力は信号ライン５１２を介して位相比較器５１６の第１の入力および復調器５１０の入力に接続されている。位相比較器５１６の第２の入力は基準発振器ｆ　５１４に接続されている。基準発振器ｆＲＲ２２５１４の周波数はＩＦ周波数の中心にセットされ、それにより受信信号がループがロックした場合にＩＦ通過帯域の完全に中心に留まるようにされる。位相比較器５１６の出力はループフィルタ５１８に結合されかつ引き続きＶｃｏｉｏｏに結合される。ループはＶＣＯｌｏｏの出力をミキサ５０４の第２の入力に結合することにより閉じられている。

受信された無線周波信号５０２がミキサ５０４、フィルタ５０６およびリミッタ５０８によりそれぞれ混合され、ろ波され、かつ制限される。リミッタ５０８の制限された信号５１２は復調器５１０に結合される。当業者は制限された信号５１２を復調するためにいくつかの方法を使用できることを理解するであろう。復調器５１０の出力信号は受信信号である。信号の周波数をＤＣに復元することは復調器５１０の出力にＶＣＯ１００へのＦＭ制御信号を加算することにより達成され、これについては米国特許第４゜８３７．８５３号に記載されており、該特許の開示は参照のため本明細書に導入される。

３つの基準信号ｆＲ１０２，ｆＲＥＦ　３０１およびｆ　５１４は当業者によく知られた回路を使用して同じ基準発振器から得ることができる。

第６図は、本発明にかかわる送信機を示す。マイクロホン６０２からの信号およびユーザ制御信号はコントローラ６０４に結合される。コントローラ６０４の出力はフィルタ６０６に接続され、該フィルタ６０６の出力はｖＣＯｌｏｏに結合されている。ＶＣＯ１００の周波数信号ｆｖ１１０は増幅器６０８およびフィルタ６１０を介してアンテナ６１２に結合されている。

当業者は同じ結果を達成するために他の受信機および送信機回路の使用が可能なことを理解するであろう。受信機５００および送信機６００の提示は本発明の好ましい実施例の説明のためのみでありこれに限定されるものではない。

要約すると、真のＤＣ周波数変調能力が基準発振器のＤＣＦＭを要求することなくシンセサイザ１００に与えられた。本発明はその中心周波数が、フィードバックループにより、正確に制御される低周波（例えば、１００〜３００ＫＨｚ）の集積オフセットＶＣＯ３００を使用し、かつイメージ応答を低減するためにイメージ平衡ミキサ２００を使用して実質的にミキサ出力において要求されるる波を少なくしあるいは除去することによりＤＣＦＭを達成する。また、シンセサイザ１００のループ内でオフセットミキサ２００を構成することにより、オフセットミキサ２００の不完全なイメージバランスまたはキャリアのフィードスルーによるいずれの残留スプリアス内容もループ応答によって減衰される。

本発明はさらに基準発振器ｆＲ１０２の出力信号とＮ分割されたイメージ平衡ミキサ２００の出力とを比較するための位相比較器１０４を含む。これら２つの信号の位相差はろ波されかつメインＶＣＯ１０８によって出力周波数に変換される。メインＶＣＯ１０８の出力はイメージ平衡ミキサ２００においてオフセットＶＣＯ３００により生成されたオフセット信号と混合される。メインｖｃｏｉｏｓの出力信号はシンセサイザ回路の出力となる。

ＦＩＧ、１ＦＩＧ、３ループフィルタＦ’ｌＧ、４ＡＰ’ｌＧ、４ＢＦ’ｌＧ、６国際調査報告フロントページの続き（５１）　Ｉｎｔ、　Ｃ１，５識別記号　庁内整理番号ＨＯ４Ｂ　１／１６　Ｚ　７２４０−５に１／２６　Ｈ９２９８−５ＫＩ

Claims

【特許請求の範囲】

１．真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザであって、基準信号を発生するための基準信号源、前記基準信号に結合された第１の入力、第２の入力および出力を有し、前記出力において前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じてその出力に周波数ｆの発振器信号を生成するための信号制御発振器、変調信号に応じてその出力に周波数ｆＯＦＦの発振器信号を生成するオフセット信号制御発振器であって、該オフセット信号制御発振器は、低周波基準信号を発生するための基準信号源、前記低周波基準信号に結合された第１の入力、第２の入力、および出力を有し、前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を出力に生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じて発振器信号を生成する共通制御ラインを有する整合された対の信号制御発振器、および前記整合された信号制御発振器の内の第１のものの出力を前記位相検出器の第２の入力に提供するための手段、を含む前記オフセット信号制御発振器、前記オフセット信号制御発振器の周波数ｆＯＦＦと前記信号制御発振器の周波数ｆとを混合しかつ出力を生成するためのミキシング手段、そして前記ミキシング手段の出力を除数“Ｎ”によって除算しかつ前記位相比較器の第２の入力に結合される出力を生成するための除算手段、を具備する真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザ。
２．前記整合された対の信号制御発振器の内の第２のものは変調信号に結合するための第２の入力を含む、請求の範囲第１項に記載の改良された周波数シンセサイザ。
３．真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザであって、基準信号を発生するための基準信号源、前記基準信号に結合された第１の入力、第２の入力および出力を有し、その出力に前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じてその出力に周波数ｆの発振器信号を生成する信号制御発振器、変調信号に応じてその出力に周波数ｆＯＦＦの変調された発振器信号を生成するオフセット信号制御発振器、前記オフセット信号制御発振器の周波数ｆＯＦＦと前記信号制御発振器の周波数ｆとを混合しかつ出力を生成するためのイメージ平衡ミキサ、そして前記ミキシング手段の出力を除数“Ｎ”によって除算しかつ前記位相比較器の第２の入力に結合される出力を生成するための除算手段、を具備する、真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザ。
４．周波数シンセサイザを有しかつ受信されたキャリア信号の変調信号を復元するよう構成された受信機であって、前記シンセサイザは、基準信号を発生するための基準信号源、前記基準信号に結合された第１の入力、第２の入力および出力を有し、前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号をその出力に生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じてその出力に周波数ｆの発振器信号を生成する信号制御発振器、周波数ｆＯＦＦの発振器信号をその出力に生成するオフセット信号制御発振器であって、該オフセット信号制御発振器は、低周波基準信号を発生するための基準信号源、前記低周波基準信号に結合された第１の入力、第２の入力、および出力を有し、前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号をその出力に生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じて発振器信号を生成する共通の制御ラインを有する整合された対の信号制御発振器、および前記整合された信号制御発振器の内の第１のものの出力を前記位相検出器の第２の入力に提供するための手段、を含む前記オフセット信号制御発振器、前記オフセット信号制御発振器の周波数ｆＯＦＦと前記信号制御発振器の周波数ｆとを混合しかつ出力を生成するためのミキシング手段、そして前記ミキシング手段の出力を除数“Ｎ”で除算しかつ前記位相比較器の第２の入力に結合される出力を生成するための除算手段、を具備する、周波数シンセサイザを有しかつ受信されたキャリア信号の変調信号を復元するよう構成された受信機。
５．変調信号によって変調されたキャリア信号を発生するための送信機であって、該送信機は、真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザであって、基準信号を発生するための基準信号源、前記基準信号に結合された第１の入力、第２の入力および出力を有し、前記出力において前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じてその出力に周波数ｆの発振器信号を生成するための信号制御発振器、変調信号に応じてその出力に周波数ｆＯＦＦの発振器信号を生成するオフセット信号制御発振器であって、該オフセット信号制御発振器は、低周波基準信号を発生するための基準信号源、前記低周波基準信号に結合された第１の入力、第２の入力、および出力を有し、前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を出力に生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じて発振器信号を生成する共通制御ラインを有する整合された対の信号制御発振器、および前記整合された信号制御発振器の内の第１のものの出力を前記位相検出器の第２の入力に提供するための手段、を含む前記オフセット信号制御発振器、前記オフセット信号制御発振器の周波数ｆＯＦＦと前記信号制御発振器の周波数ｆとを混合しかつ出力を生成するためのミキシング手段、そして前記ミキシング手段の出力を除数“Ｎ”によって除算しかつ前記位相比較器の第２の入力に結合される出力を生成するための除算手段、を具備する真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザを備えた送信機。
６．変調信号によって変調されたキャリア信号を発生するための送信機であって、該送信機は、真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザであって、基準信号を発生するための基準信号源、前記基準信号に結合された第１の入力、第２の入力および出力を有し、その出力に前記第１および第２の入力において受信された信号の位相差を表す制御信号を生成するための位相比較器、前記位相比較器の制御信号に応じてその出力に周波数ｆの発振器信号を生成する信号制御発振器、変調信号に応じてその出力に周波数ｆＯＦＦの変調された発振器信号を生成するオフセット信号制御発振器、前記オフセット信号制御発振器の周波数ｆＯＦＦと前記信号制御発振器の周波数ｆとを混合しかつ出力を生成するためのイメージ平衝ミキサ、そして前記ミキシング手段の出力を除数“Ｎ”によって除算しかつ前記位相比較器の第２の入力に結合される出力を生成するための除算手段、を具備する真のＤＣ周波数変調を生成する改良された周波数シンセサイザを備えた送信機。
７．基準信号を有しかつその出力に真のＤＣ変調信号を生成するよう構成された周波数シンセサイザであって、メイン信号制御発振器、前記基準信号をオフセットするための変調信号を生成するオフセット信号制御発振器であって、該発振器はＤＣへの変調信号を受け入れるための変調信号入力を有するもの、そして前記オフセット信号制御発振器に結合されたイメージ平衡オフセットミキサ、を具備する周波数シンセサイザ。
８．前記オフセット信号制御発振器は整合された配置構成の２つの信号制御発振器を含む、請求の範囲第７項に記載の周波数シンセサイザ。
９．前記オフセット信号制御発振器は低周波オフセット発振器からなる、請求の範囲第７項に記載の周波数シンセサイザ。
１０．前記低周波オフセット発振器は３００ＫＨｚより低い周波数で動作するオフセット発振器からなる、請求の範囲第９項に記載の周波数シンセサイザ。