JP2002509685A - ゼロｉｆ直角復調器のための直流オフセット補償 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、ＡＭＰＳセルラー式移動電話システムにおけるゼロＩＲのＦＭ直角復調器のための直流オフセット補償回路（８００）を提供する。周波数オフセットは、変調された信号からのスーパーバイザリ・オーディオ・トーン及びマンチェスター符号から変調固有直流成分を除去するために導入される。局部発振器（６０８）は、中間周波数信号をゼロへミックスダウンする周波数から僅かに、例えば５ｋＨｚ異なる周波数で動作する。直流オフセットは、局部発振器（６０８）からの漏れによって生ずる一定の直流成分を消去するために制御ループによって生成される。所与の時間後、制御ループは働かなくなり、局部発振器（６０８）の周波数オフセットは除去される。

Description

【発明の詳細な説明】 ゼロＩＦ直角復調器のための直流オフセット補償 発明の背景 本発明は、復調器用の補償回路に関連し、特定的には中間周波数（ＩＦ）直角 復調器用の回路に関する。 移動式電話機は、セルラー又はＰＣＳ（Personal Communication System）と して大きく分類される。セルラー電話システムは、９００ＭＨｚの搬送波周波数 で動作し、一方、ＰＣＳはこの２倍の周波数、即ち１．９ＧＨｚで動作する。ア ナログ変調は周波数変調（ＦＭ）であり、一方、ディジタル変調はＣＤＭＡ（符 号分割多重アクセス）、ＴＤＭＡ（時分割多重アクセス）、及び、ＦＤＭＡ（周 波数分割多重アクセス）を含む。 直角変調／復調とは、直交する搬送波信号の変調／復調を指すものである。変 調器及び復調器は、モノリシック半導体チップ上に構築される。図１は、典型的 な直角復調器を示すブロック図である。復調器は２つのミクサ１０１及び１０２ を含み、各ミクサは、信号入力と、局部発振器１０８からの入力と、低周波出力 とを有する。変調された信号はミクサ１０１へ供給され、局部発振器１０５から のＬＯ信号もまたミクサ１０１へ供給される。変調された信号はミクサ１０２へ も供給され、一方、局部発振器信号ＬＯは、ミクサ１０１へ供給される局部発振 器信号ＬＯに対して９０°の移相を発生する移相器１０３を通じてミクサ１０２ へ供給される。 局部発振器１０８は、その信号ＬＯを復調器システムの他の部分へ漏らす傾向 がある。ミクサ１０１及び１０２を、入来する搬送波信号のレベルと変調された 高周波信号への局部発振器１０８の漏れとが入来する信号ｖ_i（ｔ）に対して十 分に小さいよう平衡させるのは困難であることが多い。局部発振器信号漏れは、 ボイス信号中 にかなりの歪みを形成する。 Makinenによる米国特許第５，０１２，２０８号は、局部発振器の漏れに対す る補償を有する直角変調器を開示する。Makinenによる米国特許では、出力信号 と対応する変調信号との間の振幅変動間の補正に基づいて、相互に独立な２つの 変調器信号に対して異なる補償電圧を加える回路を用いる。しかしながらMakine nによる米国特許は、復調器よりもむしろ変調器に関連し、局部発振器の中に周 波数オフセットを与えるものではない。 他の従来技術の装置は、ＴＤＭＡスロット間の保護間隔に亘ってＲＦ入力信号 を遮断することによって直流オフセット補償を行う。 それでもなお、この技術は、変調された信号自体からの固有直流オフセットによ る信号が存在するときは有効ではない。従って、受信された信号の存在下で直流 オフセット補償を使用する必要がある。 更に一般的には、信号の他の部分は直流成分の生成に寄与する。これらの他の 直流成分は、局部発振器漏れからの望ましくない直流成分の除去と干渉する。従 って、局部発振器漏れからの望ましくない直流成分を除去する前に、これらの他 の直流成分を補償することが必要である。 発明の概要 本発明は、実質的にゼロＩＦのＦＭ変調を用いるＡＭＰＳセルラー移動式電話 システムにおける直流オフセット補償を提供する。局部発振器からの漏れは、補 償帰還ループを用いて除去される直流オフセット信号を生成する歪みを発生する 。漏れ直流オフセットと組み合わされその除去を複雑にする、スーパーバイザリ ・オーディオ・トーン及びマンチェスター符号（「変調固有直流成分」）と関連 付けられるものを含む他の直流成分は、局部発振器の周波数を信号の周波数から 僅かにずらすことによって分離される。本発明は、漏れ直流成分を除去する際に 歪みを生成する高域通過フィルタを使 用することを避ける。 周波数オフセットは、スーパーバイザリ・オーディオ・トーン及びマンチェス ター符号によって生ずる直流成分を補償するために導入される。周波数オフセッ トは、中間周波数信号をゼロへミックスダウンするのに必要とされる周波数とは 僅かに、例えば数キロヘルツ異なる周波数で局部発振器を作動させることによっ て導入される。ＩＦ信号が８５ＭＨｚであれば、局部発振器は８５．００５ＭＨ ｚへずらされ、それにより信号は５ｋＨｚへミックスダウンされる。更に、局部 発振器からの直流漏れを補償するためにディジタル信号プロセッサ制御ループを 用いて直流オフセットが生成される。制御ループは、積分器と、直流オフセット に比例する利得係数κを有する増幅器とを含む。周波数オフセットの効果は、Ｓ ＡＴ及びマンチェスター符号の存在下でさえ、直流オフセット用の制御ループが 正しく動作することを確実とすることである。所与の時間後、制御ループは働か なくなり、局部発振器の周波数オフセットは除去される。 図面の簡単な説明 図１は、従来技術の直角復調回路を局部発振器から回路の利得及びミクサ段へ の漏れ信号と共に示す図であり、 図２は、周波数オフセットを必要とする図１の回路によって生成される変調ベ クトルを示すＩ及びＱ平面ベクトルグラフを示す図であり、 図３は、１０Ｋｂ／ｓの１１１１．．．．．．データシーケンスについて、周 波数変調されたマンチェスター符号化された信号の波形を示す時間領域グラフで あり、 図４は、６ＫＨｚスーパーバイザリ・オーディオ・トーン周波数変調波形を示 す時間領域グラフであり、 図５は、１ＫＨｚボイス変調信号を示す時間領域グラフであり、 図６は、局部発振器周波数がオフセット周波数に亘ってシフトされている本発 明の直角復調回路を示す図であり、 図７は、図６の局部発振器の細部を示す図であり、 図８は、ディジタル信号プロセッサ帰還ループが図１に示される局部発振器漏 れから生ずる直流オフセット効果を補償する、図６の直角復調器の細部を示す図 であり、 図９は、図６の回路によって生成される直流補償の効果を示すＩ及びＱ平面ベ クトルグラフを示す図である。 望ましい実施例の詳細な説明 ここで図１を参照するに、ＡＭＰＳ（Advanced Mobile Telephone System）方 式の移動型電話受信器においてゼロＩＦ（中間周波数）復調を与える従来技術の 回路が示されている。ゼロＩＦ直角は、搬送波周波数成分を除去又はゼロにする 局部発振器のＩＦ搬送波信号の信号ミキシングを意味する。ゼロＩＦ直角システ ムでは、局部発振器は従来はＩＦ搬送波信号の周波数（ｆ_c、公称にはＡＭＰＳ 適応において８５．０ＭＨｚ）と同じ周波数（ｆ_L）に設定される。入来するＡ ＭＰＳ信号は概して多数の成分、即ち（ａ）ボイス音声信号、（ｂ）搬送波周波 数、（ｃ）スーパーバイザリ・オーディオ・トーン、及び（ｄ）マンチェスター 符号を含む。ボイス信号は、話者からのオーディオ周波数信号を含む主な通信成 分である。搬送波周波数は従来通りボイス信号を変調するために使用されるが、 一方、スーパーバイザリ・オーディオ・トーンは、発呼者がセル間を移動すると きにボイス信号を他の基地局へ再変調するために使用される。マンチェスター符 号成分はＡＭＰＳプロトコル制御信号を電話機とセル基地局との間で通信させる 。スーパーバイザリ・オーディオ・トーン及びマンチェスター符号は、時間に亘 って平均されたとき、固有直流変調成分を生成する。 回路１００は、自動利得制御可変増幅器１１０、ミクサ１０１及 び１０２、９０°移相器１０３、低域通過フィルタ１０４及び１０５、アナログ ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０６及び１０７、ディジタル信号プロセッサ（ ＤＳＰ）１０９、並びに、局部発振器１０８を含む。局部発振器１０８は、ＶＣ ＴＣＸＯ（電圧制御温度補償水晶発振器）、ＰＬＬ（位相ロックループ）、又は 信号ＬＯを生成する周波数シンセサイザであることが望ましい。アナログ・ディ ジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０６、１０７及びディジタル信号プロセッサ１０９は 組み合わされて復調器１１５を形成する。入来する増幅されたｖ_i（ｔ）信号は 、増幅器１１０によって受信され、２つの分岐へ分割される。増幅されたｖ_i（ ｔ）信号は、ミクサ１０１及び１０２において局部発振器１０８信号と組み合わ される。局部発振器信号ＬＯは、移相器１０３において９０°移相される。ミク サ１０１及び１０２からのエ及びＱ出力信号は、夫々時変電圧Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q （ｔ）を生成するようフィルタ１０４及び１０５によって低域通過フィルタリン グされ、但し、Ｑの添字は移相された直角成分を表わす。信号Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q （ｔ）は、復調されたディジタル信号ｆ’（ｔ）を得るよう、（復調器１１５の 中の）ＤＳＰ１０９によってＦＭ復調される。復調器回路１００の１つの顕著な 欠点は、局部発振器１０８信号（ｆ_c）が、図式的にパス１₁，１₂，及び１₃によ って示されるように、増幅器１１０及びミクサ１０１、１０２へ漏れる傾向があ ることである。局部発振器１０８からのこの信号の漏れは、Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q（ ｔ）信号の中に歪みを生成する直流オフセットを生成する。本発明は、局部発振 器１０８の漏れによって生ずるこの直流オフセットをかなり除去する。 復調器回路１００は、入力信号を以下の式、 として定義することによって数学的に特徴付けられ、式中、ｆ₀項は搬送波周波 数であり、κ項は変調指数であり、（ｆ_c＝ｆ₀であると仮定すると）ゼロＩＦ信 号は、 であり、式中、θ（ｔ）は時間に亘る周波数変調ｆ（ｔ）の積分に関する時変移 相関数を表わす。 ここで図２を参照するに、変調ベクトルＲ（ｔ）の偏向はＩ／Ｑ円座標平面に 図示されている。この偏向は、ボイス変調が存在しないと仮定すると、スーパー バイザリ・オーディオ・トーン及びマンチェスター符号によるものである。スカ ラー成分Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q（ｔ）は、角度θ（ｔ）に対する変調ベクトルＲ（ｔ ）のＩ及びＱ軸上への投影である。ＡＭＰＳ標準システムでは、ＳＡＴ及びマン チェスター符号化されたデータ受信については、変調指数は小さい。図２中の弧 ＡＢは、ＳＡＴ及びマンチェスター符号の小さい変調指数によるベクトルＲ_m中 のウォブルを示す。このウォブルは、図５を参照して詳述される。かかるシステ ムにおける変調指数は、式（１）中のκに比例する。局部発振器漏れの一定の直 流成分に加えられるＳＡＴ及びマンチェスター符号の時間平均値による固有時変 直流内容がある。「変調固有直流成分」、即ち、スーパーバイザリ・オーディオ ・トーン及びマンチェスター符号によって生成される時間に亘って平均された直 流成分は、複素平面上に同等の直流オフセットベクトルＲ_m、 を生成する。スーパーバイザリ・オーディオ・トーン及びマンチェスター符号の 変調固有直流成分は、局部発振器１０８からの直流漏れと組み合わされ、局部発 振器漏れ（１₁，１₂，及び１₃）の打消しを困難とする。変調固有直流成分は復 調器１１５を混乱させるよう作用し、それにより局部発振器漏れによる直流補償 スキームが有効であるよう更なる方策がとられねばならない。局部発振器１０８ 漏れから生ずる直流成分を効果的に除去するためには、マンチェスター及びＳＡ Ｔ信号によって寄与される時変直流成分から局部発振器直流を分離する必要があ る。この分離は以下図６を参照して説明されるように、局部発振器１０８に小さ な周波数オフセットを加えることによって達成される。 ここで図３乃至５を参照するに、時間領域グラフは、スーパーバイザリ・オー ディオ・トーン（ＳＡＴ）、マンチェスター符号、及びボイス変調信号の間の関 係を示す。ＡＭＰＳ方式ＳＡＴ及びマンチェスター符号は周波数変調された信号 である。マンチェスター符号は、２進値｛０，１｝が夫々反位相［１，−１］及 び［−１，１］によって示されるディジタル形式である。ＡＭＰＳシステムにお けるマンチェスター符号化信号は、電話機とセル基地局との間でＡＭＰＳプロト コル制御信号を通信する。ＡＭＰＳのためのマンチェスター符号化は、図３に示 されるように、１０キロビット毎秒のデータビットレートでは１０ｋＨｚの特徴 周波数を有する。これは１００マイクロ秒の周期、Ｔ_MANに対応する。マンチェ スター信号についての周波数偏向は、 Δｆ_MAN＝８ＫＨｚ である。 図４のスーパーバイザリ・オーディオ・トーンは、約６ｋＨｚの特徴周波数を 有する正弦波形である。ＡＭＰＳシステムにおけるスーパーバイザリ・オーディ オ・トーンの機能は、発呼者がセル間を移動するときに基地局間のボイス信号の 再変調を可能とすること である。ＳＡＴ信号に対する周波数偏向は、 Δｆ_SAT＝２ｋＨｚ である。従って、図４に示されるように、スーパーバイザリ・オーディオ・トー ンは、搬送波周波数ｆ_cを、ｆ_c＋Δｆ_SATの最大からｆ_c−Δｆ_SATの最小へシフ トさせる。スーパーバイザリ・オーディオ・トーンは、約１６７マイクロ秒の周 期Ｔ_SATを有する。マンチェスター符号及びスーパーバイザリ・オーディオ・ト ーンの直流寄与による位相変化Δθは、以下の式、 より獲得されうる。Ｉ／Ｑ平面上の信号Ｒ（ｔ）に対するこの位相の時変変化Δ θ（ｔ）の効果は、図２に示される。 図５は、対応するボイス変調信号Ｒ（ｔ）に対応する波形を示す。ボイス変調 信号は、Δｆ_voice＝８ｋＨｚの最大であるとき、ｆ_c＋Δｆ_voiceの最大からｆ_c −Δｆ_voiceの最小まで搬送波周波数ｆ_cに亘って変調された周波数である。ここ で、Δθ_voice（ｔ）＞＞Δθ_SATであり、Δθ_voice（ｔ）＞＞Δθ_Manであり、 Δθ_voice（ｔ）＞＞２πである。従って、Ｒ（ｔ）は図２中のＩ／Ｑ円の原点 回りを多数回に亘って回転し、一方、位相変化Δθ_SAT(t)＋Δθ_Man(t)は、ＳＡ Ｔ及びマンチェスター符号の小さな変調指数 る。Ｒ（ｔ）及び−Ｒ_mを時間に亘って平均することにより、変調ベクトルＲ（ ｔ）はゼロの平均値を有するが、ベクトル−Ｒ_mは非ゼロスカラー平均値成分を 有し、即ち、 である。 ここで図６を参照するに、図１の復調回路は変更された局部発振器６０８と共 に示されている。変更された復調回路６００は、ｆ_c＋ｆ_OFFSETの発振周波数を 有する出力信号ＬＯ’を有する局部発振器６０８を使用する。本発明は、局部発 振器６０８の中に周波数オフセットを生成することによって局部発振器打消しス キームでのＳＡＴ及びマンチェスター符号の直流成分の分離を可能とする。この 周波数オフセットは、ＳＡＴ及びマンチェスター符号の直流オフセットから生ず る変調を、局部発振器６０８漏れ直流オフセットと比較して非常に小さくするよ う動作する。望ましい中間周波数ｆ_cが８５ＭＨｚであると仮定すると、８５． ００５ＭＨｚの局部発振器周波数を獲得するために、局部発振器６０８は小さな 周波数オフセット、例えば５ｋＨｚで動作する。従って、中間又は無線周波数は ゼロではなく、５ｋＨｚの或る小さな周波数オフセットΔｆへミックスダウンさ れる。これは、ＳＡＴ及びマンチェスター直流成分によって生ずる図２のベクト ルＲ_mを除去し、局部発振器１０８漏れによる直流成分を以下に図８を参照して 説明される帰還ループで打消すことを可能とする。 本発明は、従って、ゼロＨｚのＩＦではなく、非常に低い中間周波数、例えば ５ｋＨｚへミックスダウンされることを意図し、それにより信号のＳＡＴ／マン チェスター成分の長期平均は、局部発振器漏れからの直流オフセットが打消され る前に消える。Δｆが周波数オフセットであるとすると、 及び であり、 ただしｖ_llo＝局部発振器漏れによるＩチャネル中の静的直流オフセット、で ある。 これは、直流オフセットが打ち消される積分時間ｔ＝Ｔについて ここで図７を参照するに、図６の局部発振器６０８の望ましい実施例が示され る。局部発振器６０８は、１９．６８ＭＨｚの安定した基本周波数を発生するた めに、従来通りの電圧制御された温度補償された水晶発振器（ＶＣＴＣＸＯ）７ ０２を使用する。ＶＣＴＣＸＯ７０２は正確な同調を維持するために周波数制御 信号Ｖ_AFCを受信する。ＶＣＴＣＸＯ７０２出力信号は、分周器７０４において Ｒの係数によって周波数について減少される。次に分周された信号はミクサ７０ ６で位相検出され、フィルタ７１０でフィルタリングされる。フィルタ７１０は 、高周波雑音及び高調波を除去するための低域通過フィルタである。フィルタ７ １０からのこのフィルタリングされた信号Ｖ_TUNEは、局部発振器６０８出力信号 ＬＯ’を生成するために電圧制御発振器７１２を制御するのに使用される。出力 信号ＬＯ’は次に、分周器７１４でＮの係数により周波数について減少され、ミ クサ７０６において（Ｒによって）分周されたＶＣＴ ＣＸＯ７０２信号と共に位相検出される。望ましい実施例では、両方の分周器７ ０４及び７１４はプログラム可能であり、ＶＣＴＣＸＯ７０２からの発振器周波 数へ加えられる周波数オフセットに対して正確な制御を可能とする。 ここで図８を参照するに、局部発振器６０８漏れから生ずる直流電圧を減少す るための直流オフセット打消しスキームの機能概略図が示されている。望ましい 実施例では、直流打消しは図８のアナログ構成要素（８０１，８０３，８０５及 び８０７）を実行するディジタル信号処理技術を用いて実際には復調器１１５に おいて行われる。本発明の説明を容易とするため、図８中にはアナログ機能ブロ ックが示されている。この直流打消し方法のアナログ及びディジタル実施は、本 発明の目的のためには同等である。図８は、Ｉ分岐についての直流打消しのみを 示すこと、及び、Ｉ及びＱ分岐の打消し方法は同一であることに注意されたい。 図８に示されるＩ分岐は、増幅器１１０、ミクサ１０１、フィルタ１０４、及 び補償回路８００を含む。補償回路８００は、機能的には、ミクサ８０１、増幅 器８０３、積分器８０５、及び低域通過フィルタ８０７を含む制御ループを含む 。復調回路１００の入来ボイス信号ｖ_i（ｔ）は増幅器１１０によって受信され 、ミクサ１０１の中の局部発振器１０８信号と混合される。ここで、図８のＩ分 岐回路と同等のＱ分岐は、移相器１０３を通過した移相された局部発振器６０８ 信号を受信することに注意されたい。ミクサ１０１からの信号は、補償回路８０ ０によって受信される前にフィルタ１０４の中でフィルタリングされる。補償回 路８００に入るとき、フィルタリングされた信号はミクサ８０１の中で帰還信号 ８０９と組み合わされる。混合された信号Ｖ_I（ｔ）は、増幅器８０３において 増幅され、積分器８０５の中で時間（ｔ）について積分される。積分器８０５か らのこの時間積分信号は低域通過フィルタ８０７の中でフィルタリングされる。 望ましい実施例では、低域通過フィルタ ８０７は１次RCフィルタである。次に、低域通過フィルタ８０７は帰還信号８０ ９は、ミクサ８０１の中でフィルタ１０４の出力と組み合わされる。 図６を参照して上述されたように、復調回路１００の中では２つの異なる直流 成分が動作している。変調固有直流成分は、マンチェスター及びＳＡＴ信号の結 果として存在する。更に、局部発振器１０８漏れは、歪みを生成する直流成分を 生成する。２つの直流信号源が分けられない限り、漏れ直流の打消しは困難であ る。局部発振器６０８周波数に対して小さなオフセットを与えることにより、変 調固有直流成分は漏れ直流と比較してかなり減少されえ、従って漏れ直流を分離 する。この分離された漏れ直流は次に補償回路８００によって容易に除去されう る。補償回路８００はディジタル信号プロセッサ１０９を用いて実施されるため 、漏れ直流を打消すために帰還信号８０９が一旦安定となると、帰還信号の値は 固定されうる。復調器１１５が帰還信号８０９を一旦固定すると、局部発振器６ ０８中の僅かな周波数オフセットは除去されえ、局部発振器信号ＬＯ’周波数は 入来信号ｖ_i（ｔ）のＡＭＰＳ搬送波周波数（ｆ_c）に整合するよう復元されうる 。 ここで図９を参照するに、Ｉ／Ｑ円座標平面は、信号歪みの中の局部発振器１ ０８からの直流漏れの効果、及び図８の回路を用いた復調器の補償の効果を示す 。ベクトルＲ’（ｔ）は、局部発振器１０８からの直流漏れによる歪みのないボ イス変調信号を表わし、一方、ベクトルＲ_LOは局部発振器１０８からの直流漏れ を表わす。局部発振器漏れベクトルＲ_LOは、夫々Ｉ及びＱ軸上に投影された成分 Ｖ_llo及びＶ_Qloを有する。変調ベクトルＲ（ｔ）はＩ及びＱ軸上に投影された成 分Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q（ｔ）を有する。ベクトルＲ_LOは、ボイス変調ベクトルＲ’ （ｔ）を歪んだベクトルＲ（ｔ）として原点から変位させる。 直流オフセットベクトルＲ_LOが一定の位相、即ちＩ／Ｑ平面上で 一定の方向を有する一方で、周波数オフセットはかなりの位相変調を有するため 、変調ベクトルＲ（ｔ）は原点の回りを多数回に亘って回転する。周波数オフセ ット信号の位相変調は、図５に示される周波数変調された信号の曲線の下の積分 である。時間に亘る周波数曲線ｆ（ｔ）の積分は、位相の変化、及びＩ／Ｑ平面 の原点回りのボイス変調ベクトルＲ（ｔ）の回転を表わす。周波数オフセットと 共に、ベクトルＲ（ｔ）は各サイクル中に原点の回りを多数回に亘って回転する 。ボイスの半サイクル周期Ｔ_voice／２は０．５ミリ秒即ち５００マイクロ秒の オーダであり、一方、スーパーバイザリ・オーディオ・トーンについてのＴ_SAT ／２は遙かに小さい約８３マイクロ秒である。 しかしながら、局部発振器漏れは、変調ベクトルＲ（ｔ）に対する原点のオフ セットを生ずる。従って、直流オフセットベクトルＲ_LOによる変調ベクトルＲ（ ｔ）の変位は、図２中の原点からのＲ（ｔ）の変位により変調電圧Ｖ_I（ｔ）及 びＶ_Q（ｔ）を変化させる。電圧Ｖ_I（ｔ）及びＶ_Q（ｔ）はもはや夫々Ｒ（ｔ） ｃｏｓθ及びＲ（ｔ）ｓｉｎθの単純な関数として関連付けられていない。変調 ベクトルＲ（ｔ）は、図９に示されるように原点Ｏから変位された変調ベクトル Ｒ’（ｔ）を生成するよう直流オフセットベクトルＲ_LOに加えられる。これは、 図８の補償回路８００によって消去されるボイス変調ベクトルＲ’（ｔ）中の歪 みを生成する。 上述において説明された望ましい実施例は、当業者が本発明を形成し使用する ことを可能とするよう与えられる。これらの実施例の様々な変形は、当業者によ って容易に明らかとなろう。例えば、望ましい実施例では移相器１０３は局部発 振器６０８及びミクサ１０２の間に配置されるが、当業者によれば、移相器は同 等にミクサ１０２の前にｖ_i（ｔ）信号路に沿って挿入されうる。いずれにして も、Ｉ信号路及びＱ信号路は９０度に亘って移相されている。従って、本発明は ここに記載される特定の実施例に限られるものではな く、ここに開示される原理及び新規な特性に一貫した最も広い範囲によるもので ある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＮ，ＪＰ，Ｋ Ｒ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 中央周波数ｆ_cを有する変調された信号を受信する手段と、 第１のパス及び第２のパスヘ変調された信号を分割する手段と、 Ｉパス信号が約９０度に亘りＱパス信号から移相されているように、Ｉパス信 号を発生するよう第１のパスの変調された信号を局部発振器信号と混合する手段 と、Ｑパス信号を発生するよう第２のパスの変調された信号を局部発振器信号と 混合する手段とを含む、直角復調器の中で直流電圧を補償するシステムであって 、 帰還回路を用いて、混合された変調された信号から直流成分を除去する手段と 、 混合された変調された信号を復調する手段とを更に有するシステム。 ２． 局部発振器は、変調された信号の中央周波数から約５ＫＨｚずれている、 請求項１記載の直流電圧を補償するシステム。 ３． 変調された信号の中央周波数は約８５ＭＨｚである、請求項１又は２記載 の直流電圧を補償するシステム。 ４． 帰還回路はディジタル信号処理技術を用いて実施される、請求項１乃至３ のうちいずれか一項記載の直流電圧を補償するシステム。 ５． 帰還回路は直流打消し信号を生成することによって直流成分を除去する、 請求項１乃至４のうちいずれか一項記載の直流電圧を補償するシステム。 ６． 帰還回路の中の直流打消し信号の値を一定にする手段と、 局部発振器信号の周波数を変調された信号の中央周波数に略等しい値に設定す る手段とを更に有する、請求項５項記載の直流電圧を補償するシステム。 ７． 通信受信器の中で変調された信号から直流オフセットを除去するシステム であって、 ｆ_cの変調された信号中央周波数を有し、更に直流オフセット成分を有する入 力通信信号と、 Ｉ信号パス及びＱ信号パスは夫々入力通信信号に結合され、Ｉ信号パスがＱ信 号パスから約９０度に亘って移相されるＩ信号パス及びＱ信号パスと、 入力通信信号との混合のためにＩ信号パス及びＱ信号パスに結合され、変調さ れた信号の中央周波数からずれた発振周波数を有する局部発振器と、 Ｉ信号パス及びＱ信号パスに結合され、混合された入力通信信号から直流オフ セット成分を除去する打消し回路と、 打消し回路に結合され、混合された入力通信信号を復調する復調器とを含むシ ステム。 ８． 打消し回路はディジタル信号処理技術を用いて実施される、請求項７記載 のシステム。 ９． 打消し回路は直流打消し信号を導入することによって直流オフセット成分 を除去する帰還回路であり、直流打消し信号の値は、帰還回路によって記憶され 、混合された通信信号とは独立にアサートされうる、請求項７記載のシステム。 １０． 記憶された直流打消し信号が帰還回路によってアサートされているとき 、局部発振器は変調された信号の中央周波数に略等し いようプログラム可能に設定される、請求項９記載のシステム。