CN101304395B - 一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置 - Google Patents

一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置 Download PDF

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本发明公开了一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置,所述校正方法包含如下步骤:A、设置边带和本振泄漏预校正参数,接收基带数字信号输入;B、由所述边带和本振泄漏预校正参数构建边带和本振泄漏预校正模型,利用该模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;C、将经过预校正处理的基带数字信号处理为射频信号;D、接收至少一部分射频信号,并处理成为数字中频信号;E、利用所述输入的基带数字信号或经过预校正处理的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正参数进行修正,返回步骤B。所述装置包含数字预校正单元和自适应处理单元。本发明可以实时校正零中频发射机的边带和本振泄漏。

Description

一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置

技术领域

[0001] 本发明涉及发送数字信号的系统和方法,更具体地说,涉及一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置。

背景技术

[0002] 一般情况下,一个移动通信系统,例如移动通信基站,由基带处理和射频前端两部分组成,其中,作为移动通信系统重要组成部分的射频前端,分为发射和接收两部分。射频发射系统负责将基带信号进行射频变换、功率放大,以微波的方式经过天线发射。

[0003] 射频发射系统主要由低通滤波器、本振信号源、IQ正交调制器、可变增益放大器、 功率放大器、带通滤波器、双工器以及天线构成。移动通信射频发射机的原理虽然比较简单,但发射机的设计由于多种因素而复杂化,在很大程度上影响了移动通信系统的成本和功率损耗。

[0004] 常用的发射机结构有超外差结构、零中频结构、数字中频结构等。超外差结构发射机是基于模拟器件实现两次上变频功能,最大的优点是具有良好的选择特性,也就是强干扰信号下对小信号的处理和选择能力。超外差结构的设计已经非常成熟,性能和集成度不断提高,在各类无线通信系统中已经广泛应用。

[0005] 零中频发射机是超外差收发射机的基于零中频技术的改进,模拟射频部分与超外差发射机相同,不同的是省去了模拟中频级的处理,直接进行上变频。这样结构上更为简单,但是对某些模拟器件性能要求更高。在零中频发射机结构中,数字基带IQ信号经过数模转换变为模拟IQ信号,模拟IQ信号经模拟低通滤波器滤波后,分别与正交的两路射频载频信号混频后进行叠加,转变为模拟射频调制信号。信道选择通过锁相环改变射频本振信号频率保持与接收信号载频频率值一致来实现。由此可以看出,零中频发射机省去了昂贵的镜频抑制滤波器和信道滤波器,发射机前端仅需本振和锁相环,IQ双通道上的基带低通滤波器很容易集成在芯片上,这些滤波器功耗低、占用芯片面积小,和外部有源带通滤波器有相同的选择性。由于没有中频带通滤波器的影响,在多模应用中也比超外差结构更灵活

[0006] 数字中频结构将数模转换提高到中频,基带信号经过内插、滤波、IQ调制后,进行数模转换,变成中频模拟信号。这种结构的优点是:减少了发射机的模拟器件,也就是减少了温度漂移等不良影响,增加了系统的可靠性和一致性,对混频部分是进行数字处理,避免了模拟混频器件由于IQ不平衡,对系统造成的不良影响;减少模拟器件还利于设计过程中的PCB板的布线,以及射频发射机的调制;简化发射机的设计。随着技术水平的发展,中频频率会越来越高射频前端的压力会减小;中频处理器使用数字器件,多个信道可以共用射频前端,有利于提高集成度,降低了费用。随着中频的提高,射频前端的压力转移到了数字处理器上,数字中频对数字处理器的处理速度要求较高。另外一些模拟功能通过数字算法实现,如滤波和混频都是通过数字处理完成,虽然精度提到了,但却加大了实现的难度。

[0007] 然而,尽管零中频发射机方案极大的减小了发射机的体积、重量、功耗和成本,但这项技术也存在很多缺点,如对正交调制信号和本振信号的相位和幅度不平衡以及直流偏移失真非常敏感,因此可导致严重的边带和本振泄漏。

[0008] 目前主要采取人工方式进行直流偏制以及IQ不平衡的校准,这种方式存在工作量繁重、准确性差、一致性差、校准效率低下等问题。为了解决人工方式的缺陷,目前也提出了一种自动校准的概念,其是首先对测试仪器和收发信板分别进行初始化设置;然后测试机对不同频率进行本振泄漏和边带的性能校准,获得一组校准数据,并将数据保存到所述收发信板的存储单元内;最后所述收发信机上电后根据不同频率选用某一校准频率下的校准数据。

[0009] 然而,这种自动校准方式仅仅在出厂前对边带和本振泄漏进行校准,而模拟器件通过长期工作后边带和本振泄漏会产生变化,这时存储在发信板存储单元内的校正值就不能很好的对边带和本振泄漏进行校正了。

发明内容

[0010] 有鉴于此,本发明提出了一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置,可以实时的对边带和本振泄漏进行校正。

[0011] 为了解决上述技术问题,本发明采用了如下技术方案:

[0012] 一种零中频发射机的边带和本振泄漏的校正方法,包含如下步骤:

[0013] A、设置边带和本振泄漏预校正参数,接收基带数字信号输入;

[0014] B、由所述边带和本振泄漏预校正参数构建边带和本振泄漏预校正模型,利用该模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;

[0015] C、将经过预校正处理的基带数字信号处理为射频信号;

[0016] D、接收至少一部分射频信号,并处理成为数字中频信号;

[0017] E、利用所述输入的基带数字信号或经过预校正处理的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正参数进行修正,返回步骤B。

[0018] 所述的校正方法,当利用经过预校正处理的基带数字信号进行修正时,所述步骤B 按如下方式进行:

[0019] yn = xn*G+c,其中,yn是预校正处理后的基带数字信号,I是输入的基带数字信号, G是边带泄漏预校正参数,c是本振泄漏预校正参数。

[0020] 此时,所述步骤E按如下方式进行:

[0021] xn' =y' n*G+c,其中,y' n是所述数字中频信号,是预校正处理后的基带数

字信号。

[0022] 所述的校正方法,当利用所述输入的基带数字信号进行修正时,所述步骤B按如下方式进行:

[0023] y' n = xn*wn,其中,y' „是所述数字中频信号,I是输入的基带数字信号,Wn是边带和本振泄漏预校正参数。

[0024] 此时,所述步骤E按如下方式进行:

[0025] wn+1 = 其中,wn+1是修正后的边带和本振泄漏预校正参数,μ是小数型常数,〜是误差函数,通过如下公式计算得到:¾ = xn-y‘ n。

[0026] 本发明还公开了一种零中频发射机的边带和本振泄漏的校正装置,包含数字预校正单元和自适应处理单元,所述数字预校正单元中构建有边带和本振泄漏预校正模型,用于利用所述边带和本振泄漏预校正模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;所述自适应处理单元用于获取经过预校正处理的基带数字信号及由至少一部分射频信号处理得到的数字中频信号且利用所述输入的基带数字信号或经过预校正处理的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正模型进行修正。

[0027] 所述的校正装置,所述边带和本振泄漏预校正模型可以为yn = xn*G+c,其中,7„是预校正处理后的基带数字信号,^是输入的基带数字信号,G是边带泄漏预校正参数,c是本振泄漏预校正参数。

[0028] 所述自适应处理单元对所述边带和本振泄漏预校正模型的修正方式为:¾'= 1' n*G+c,其中,y' n是所述数字中频信号,ι'是预校正处理后的基带数字信号。

[0029] 所述的校正装置,所述边带和本振泄漏预校正模型还可以为y' n = xn*wn,其中, y' n是所述数字中频信号,Xn是输入的基带数字信号,Wn是边带和本振泄漏预校正参数。

[0030] 所述自适应处理单元对所述边带和本振泄漏预校正模型的修正方式为:wn+1 =

其中,wn+1是修正后的边带和本振泄漏预校正参数,μ是小数型常数』η是误差函数,通过如下公式计算得到:¾ = xn-y‘ n。

[0031] 本发明还公开了一种零中频发射机,包括数字预校正处理模块、数模转换模块、模拟正交调制模块、射频发射模块、反馈射频接收模块和模数转换模块,所述数字预校正处理模块中构建有边带和本振泄漏预校正模型,用于利用所述边带和本振泄漏预校正模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;所述数模转换模块、模拟正交调制模块、射频发射模块用于依次对所述预校正处理后的基带数字信号进行数模转换、模拟正交调制和射频调制处理得到所述射频信号,所述反馈射频接收模块和模数转换模块用于将所述射频信号处理成为数字中频信号并反馈到所述数字预校正处理模块;所述数字预校正处理模块且用于利用所述输入的基带数字信号或经过预校正处理后的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正模型进行修正。

[0032] 本发明通过建立反馈支路,将部分射频信号反馈到数字预校正处理模块以对预校正模型的参数进行实时校正,从而减小了零中频发射机的失真。

附图说明

[0033] 图1是本发明具体实施方式的零中频发射机的结构示意图;

[0034] 图2是本发明具体实施方式的校正装置的结构示意图。

具体实施方式

[0035] 下面对照附图并结合具体实施方式对本发明作进一步详细描述。

[0036] 如图1所示,本发明具体实施方式的零中频发射机包括前向通路和反馈回路;其中前向通路包括基带信号预处理模块、数字预校正处理模块、数模转换模块(DAC)、射频发射模块和功放;反馈回路包括反馈射频接收模块、模数转换模块(ADC)。如图2所示,数字预校正处理模块包括数字预校正单元和自适应处理单元。数字预校正单元对经过基带信号预处理模块的数字信号进行预校正,产生与模拟正交调制模块(IQ正交调制模块)的失真相反的数字信号,已产生的预校正信号发射给DAC;同时,接收经过反馈射频接收模块和ADC 耦合反馈回来的数字中频信号;自适应处理单元主要实现自适应算法,产生预校正单元的

6校正参数。DAC对数字预校正处理模块处理后的预校正信号进行数模转换并输出一个零中频的基带信号;射频发射模块对零中频信号经过模拟正交调制(AQM)到射频频段,然后射频放大,滤波后输出下行射频信号到功放,功放进行功率放大后送给天线输出;反馈射频接收模块接收经过模拟正交调制模块调制后由定向耦合器耦合来的部分射频信号功率,然后进行射频下变频处理,中频滤波,中频放大后送给ADC进行模数转换,最后传输到数字预校正处理模块中的自适应处理单元作为反馈信号;数字预校正单元可以采用单一的可编程逻辑器件(FPGA)来实现。自适应处理单元可以采用DSP来实现。

[0037] 零中频发射机的各个功能模块的主要功能是:

[0038] 基带信号预处理模块主要对上层的基带下行IQ数据进行接入,实现数字上变频处理、削峰处理(CFR)和功放预失真处理(DPD);

[0039] 数字预校正处理模块包括数字预校正和自适应处理单元。数字预校正单元对数字信号进行预校正,补偿因为零中频结构而产生的边带和本振泄漏,已校正的发射信号然后送给DAC ;同时,接收反馈回来的数字中频信号;自适应处理单元主要实现自适应算法,产生预校正模块的校正系数。

[0040] DAC对数字校正模块处理后的信号进行数模转换并输出一个零中频的基带信号;

[0041] 射频发射模块对零中频信号经过模拟正交调制到射频频段,然后射频放大,滤波后输出下行射频信号到功放,功放进行功率放大后送给天线输出;

[0042] 反馈射频接收模块接收对经过模拟正交调制模块后通过定向耦合器耦合来的部分射频信号功率能量,然后进行下变频处理,中频滤波,中频放大后送给ADC转换器进行数模转换,最后传输到自适应处理单元作为反馈输入信号。

[0043] ADC主要对模拟中频信号进行模数转换;

[0044] 自适应处理单元可以采用基于LS(Least-Squares)算法的自适应处理算法来实现,也可使用LMS(Least Mean Squares)算法来实现。

[0045] 使用LS算法的实现步骤如下:

[0046] al)首先将输入的基带信号&送给基带信号预处理模块经数字上变频,削峰和功放预失真处理后产生基带数字信号^;

[0047] a2)构建边带和本振泄漏预校正模型;

[0048] yn = xn*G+c (1)

[0049] 式中G代表预校正模型中的边带泄漏预校正参数,c代表预校正模型中的本振泄漏预校正参数,\是数字预校正处理模块的输入,7„为数字预校正处理模块的输出;

[0050] a3)构建零中频发射机的边带和本振泄漏失真模型;

[0051] y' n = x' n*H+d (2)

[0052] 式中H代表失真模型的边带泄漏参数,d代表失真模型的本振泄漏参数,χ' „是数模转换模块的输入,1’ „为模数转换模块的输出;

[0053] a4)校正模型为失真模型的逆过程,因此有:

[0054] G = F1

[0055] c = -d (3)

[0056] a5)因此,校正模型的计算公式为:

[0057] xn' = y' n*G+c (4)[0058] 式中G代表预校正模型的边带泄漏预校正参数,c代表预校正模型的本振泄漏预校正参数,χ' n是数模转换模块的输入,y' n为模数转换模块的输出;

[0059] a6)初始化校正参数G和c ;

[0060] a7)根据前向以及反馈数据计算新的参数,前向数据为χ' n,反馈数据为y' n;

[0061] a8)更新校正参数;重复步骤a7。

[0062] 本发明也可以使用LMS算法来计算预校正的系数,步骤如下:

[0063] bl)首先将基带信号&送给基带信号预处理模块经数字上变频,削峰和功放预失真处理后产生基带数字信号\;

[0064] b2)构建边带和本振泄漏失真预校正模型;

[0065] y' n = xn*wn (5)

[0066] 式中Wn代表边带和本振泄漏预校正参数,Xn是数字预校正处理模块的输入,y' n 为模数转换模块的输出;

[0067] b3)初始化校正参数Wn

[0068] b4)通过下式计算误差函数〜=xn-y ‘ n

[0069] b5)根据下面公司更新校正参数wn+1 = wn+2 μ xnen

[0070] b6)通过多次迭代计算校正参数Wn

[0071] b7)更新校正参数。

[0072] 采用LS算法的自适应数字预校正处理主要是采用式(4)作为预校正参数的计算公式;然后初始化校正参数G和c ;再实时接收输入采样和反馈采样对Ixn',y' n},按照 LS自适应算法处理步骤a5)、a6)、a7)来计算并更新校正参数。

[0073] 采用LMS算法的自适应数字预校正主要是采用式(5)作为预校正参数的计算公式;然后初始化校正参数w;接收输入采样和反馈采样对lxn,y' n},通过LMS算法流程的 b2)、b3)、b4)、b5)、b6)计算并更新校正参数。

[0074] 本发明采用自适应算法来实现零中频发射机边带和本振泄漏的预校正。采用本发明的装置和方法,和传统的方法相比,本发明可以通过实时采样前向数据及反馈数据,从而实现自适应的对零中频发射机结构产生的边带和本振泄漏进行校正,提高了零中频发射机的抗失真能力。

[0075] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明,不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干简单推演或替换,都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (11)

1. 一种零中频发射机的边带和本振泄漏的校正方法,其特征在于,包含如下步骤:A、设置边带和本振泄漏预校正参数,接收基带数字信号输入;B、由所述边带和本振泄漏预校正参数构建边带和本振泄漏预校正模型,利用该模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;C、将经过预校正处理的基带数字信号处理为射频信号;D、接收至少一部分射频信号,并处理成为数字中频信号;E、利用所述输入的基带数字信号及所述数字中频信号,或者利用经过预校正处理的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正参数运用预定的自适应算法进行修正,返回步骤B。
2.如权利要求1所述的校正方法,其特征在于,当利用经过预校正处理的基带数字信号进行修正时,所述步骤B按如下方式进行:yn = xn*G+c,其中,yn是预校正处理后的基带数字信号,xn是输入的基带数字信号,G是边带泄漏预校正参数,c是本振泄漏预校正参数。
3.如权利要求2所述的校正方法,其特征在于,所述步骤E按如下方式进行:x' n = y' n*G+c,其中,y' „是所述数字中频信号,χ' n是预校正处理后的基带数字信号。
4.如权利要求1所述的校正方法,其特征在于,当利用所述输入的基带数字信号进行修正时,所述步骤B按如下方式进行:y' „ = xn*wn,其中,ι’ „是所述数字中频信号,^是输入的基带数字信号,是边带和本振泄漏预校正参数。
5.如权利要求4所述的校正方法,其特征在于,所述步骤E按如下方式进行:Wn+1=Wn+2yXnen,其中,^是修正后的边带和本振泄漏预校正参数,μ是小数型常数,〜是误差函数,通过如下公式计算得到:¾ = xn-y‘ n。
6. 一种零中频发射机的边带和本振泄漏的校正装置,其特征在于,包含数字预校正单元和自适应处理单元,所述数字预校正单元中包括有:由边带和本振泄漏预校正参数构建的边带和本振泄漏预校正模型,用于利用所述边带和本振泄漏预校正模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;所述自适应处理单元用于获取经过预校正处理的基带数字信号及由至少一部分射频信号处理得到的数字中频信号且利用所述输入的基带数字信号及所述数字中频信号,或者利用经过预校正处理的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正参数运用预定的自适应算法进行修正。
7.如权利要求6所述的校正装置,其特征在于,所述边带和本振泄漏预校正模型为yn =xn*G+c,其中,yn是预校正处理后的基带数字信号,xn是输入的基带数字信号,G是边带泄漏预校正参数,c是本振泄漏预校正参数。
8.如权利要求7所述的校正装置,其特征在于,所述自适应处理单元对所述边带和本振泄漏预校正模型的修正方式为:x' n=y' n*G+c,其中,y' „是所述数字中频信号,χ' n 是预校正处理后的基带数字信号。
9.如权利要求6所述的校正装置,其特征在于,所述边带和本振泄漏预校正模型为 y' „ = xn*wn,其中,ι’ „是所述数字中频信号,^是输入的基带数字信号,Wn是边带和本振泄漏预校正参数。
10.如权利要求9所述的校正装置,其特征在于,所述自适应处理单元对所述边带和本振泄漏预校正模型的修正方式为:《η+1 = xnen,其中,wn+1是修正后的边带和本振泄漏预校正参数,μ是小数型常数,%是误差函数,通过如下公式计算得到$n = xn-y' n。
11. 一种零中频发射机,其特征在于,包括数字预校正处理模块、数模转换模块、模拟正交调制模块、射频发射模块、反馈射频接收模块和模数转换模块,所述数字预校正处理模块中包括有:由边带和本振泄漏预校正参数构建的边带和本振泄漏预校正模型,用于利用所述边带和本振泄漏预校正模型对输入的基带数字信号进行预校正处理;所述数模转换模块、模拟正交调制模块、射频发射模块用于依次对所述预校正处理后的基带数字信号进行数模转换、模拟正交调制和射频调制处理得到所述射频信号,所述反馈射频接收模块和模数转换模块用于将所述射频信号处理成为数字中频信号并反馈到所述数字预校正处理模块;所述数字预校正处理模块用于利用所述输入的基带数字信号及所述数字中频信号,或者利用经过预校正处理后的基带数字信号及所述数字中频信号对所述边带和本振泄漏预校正参数运用预定的自适应算法进行修正。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101834619B (zh) * 2010-03-29 2013-10-02 京信通信系统(中国)有限公司 一种发射系统及降低发射系统本振泄漏功率的方法
US9660673B2 (en) 2013-06-26 2017-05-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus and method for canceling inter-modulation products
CN104617963A (zh) * 2013-11-05 2015-05-13 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种零中频信号的修正方法及装置
CN104580060B (zh) * 2015-01-20 2018-09-14 重庆邮电大学 种iq不平衡失真的数字预失真校正装置和方法
WO2017101052A1 (zh) * 2015-12-17 2017-06-22 华为技术有限公司 确定零中频无线接收机校正参数方法和零中频无线接收机

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1248038A (zh) 1992-07-06 2000-03-22 株式会社半导体能源研究所 半导体器件及其形成方法
CN1269092A (zh) 1998-05-06 2000-10-04 皇家菲利浦电子有限公司 零中频正交解调器的直流偏移补偿
CN1554154A (zh) 2000-10-02 2004-12-08 英特赛尔美国公司 配置在零中频架构的无线通信装置的校正后直流补偿系统
CN101183923A (zh) 2007-12-07 2008-05-21 中兴通讯股份有限公司 一种零中频方案指标优化的实现方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1248038A (zh) 1992-07-06 2000-03-22 株式会社半导体能源研究所 半导体器件及其形成方法
CN1269092A (zh) 1998-05-06 2000-10-04 皇家菲利浦电子有限公司 零中频正交解调器的直流偏移补偿
CN1554154A (zh) 2000-10-02 2004-12-08 英特赛尔美国公司 配置在零中频架构的无线通信装置的校正后直流补偿系统
CN101183923A (zh) 2007-12-07 2008-05-21 中兴通讯股份有限公司 一种零中频方案指标优化的实现方法

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