CN114337699B - 一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 - Google Patents
一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN114337699B CN114337699B CN202111524898.9A CN202111524898A CN114337699B CN 114337699 B CN114337699 B CN 114337699B CN 202111524898 A CN202111524898 A CN 202111524898A CN 114337699 B CN114337699 B CN 114337699B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- analog
- digital
- carrier
- direct current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Transmitters (AREA)
Abstract
一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法，属于发射机技术领域，解决零中频发射机存在的无法对消时变载波泄露的问题，耦合器从含有时变载漏信号的模拟正交调制器的输出射频信号中耦合出参考信号，将其送给采样保持器和模数转换器进行射频信号的直接数字欠采样得到数字中频信号，再经过无乘法器的数字下变频、取共轭和速率匹配处理，得到载漏的偏置修正信号，将其进行幅度缩放和累加得到的积分误差项即为载漏的偏置补偿信号，将其随主业务信号送给模拟正交调制器，偏置补偿信号与时变载漏信号相位近似相反，实现对时变载漏信号的对消，重复上述闭环对消过程实现对时变载漏信号自适应对消；本发明硬件复杂度和成本低、软件资源开销小、系统鲁棒性强。
Description
技术领域
本发明属于发射机技术领域，涉及一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法。
背景技术
相比较超外差变频发射体制和射频直接数字化发射体制，基于零中频体制的正交调制发射机在链路简洁、超宽带、低功耗、低成本和高集成度等方面有着显著的技术优势，成为跨频段、多模式一体化发射机的最佳选择。但零中频正交调制发射机的一个主要问题是I/Q支路存在直流偏置失真以及有限的本振/射频隔离度，导致输出射频载波频率上存在明显的载波泄露杂散，一方面会降低发射机的效率，另一方面也会影响接收机的正常解调。
目前，为了解决零中频发射机的载波泄露问题，一般有两种常规做法。第一种是开环补偿，事先在I/Q支路上预加直流偏置，产生等幅但相位相差180度的新的载漏分量，以对消掉原载波分量；第二种是基于离线功率检测的闭环补偿方法，在正式工作前采用功率检波器和模数转换器测出载漏分量的大小，再在I/Q支路上加直流偏置以实施载波对消，闭环持续运行，直至载波分量满足系统需求，载波对消完后再切回正常工作模式。如公开日期为2012年的文献《单片零中频无线发射器载波泄漏消除技术研究》(华中科技大学，张长弓)。上述两种方法的主要缺点是难以适应载波泄露的时变性，由于工作环境温度、湿度以及电压的变化，零中频发射机载波泄露分量的幅度和相位会存在时变特性，现有技术的载波对消效果会变差甚至失效。并且第二种方法在载波对消时需要暂停系统主业务流程，时间片开销较大，应用场景受限。
发明内容
本发明的目的在于设计一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法，以解决零中频发射机存在的无法对消时变载波泄露的问题。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
一种零中频发射机的自适应载波对消装置，包括：耦合器(201)、采样保持器(202)、模数转换器(203)、锁相环(204)、直流预处理器(205)、速率匹配器(206)、幅度缩放模块(207)、累加器(208)、主业务信号产生模块(209)、加法器(210)、数模转换器(211)、模拟正交调制器(212)；所述的耦合器(201)用于从模拟正交调制器(212)的输出射频信号a中耦合出参考信号b，输入给采样保持器(202)，耦合器(201)同时输出发射信号c；所述的采样保持器(202)用于对参考信号b进行直接数字欠采样和保持，输出保持信号d；所述的模数转换器(203)用于对保持信号d进行模数转换和量化，输出中频数字信号e；所述的锁相环(204)用于产生转换时钟f给采样保持器(202)和模数转换器(203)；所述的直流预处理器(205)用于对中频数字信号e进行载漏分量提取，输出异步直流载漏信号g；所述的速率匹配器(206)用于对异步直流载漏信号g进行时钟域切换，将时钟域从采样时钟域切换到主业务信号时钟域，输出同步直流载漏信号h；所述的幅度缩放模块(207)用于对同步直流载漏信号h进行幅度调整，输出偏置修正信号i；所述的累加器(208)用于对偏置修正信号i进行累加，输出偏置补偿信号j；所述的主业务信号产生模块(209)用于产生正常工作时的主业务数据流k；所述的加法器(210)用于将偏置补偿信号j加到主业务信号k上，输出预失真业务信号m；所述的数模转换器(211)用于对预失真业务信号m进行数模转换，输出模拟基带信号n；所述的模拟正交调制器(212)用于对模拟基带信号n进行模拟正交调制，输出射频信号a。
使用耦合器(201)从包含时变载漏信号的输出射频信号a中耦合出参考信号b，将参考信号送给采样保持器(202)和模数转换器(203)进行射频信号的直接数字欠采样，得到中频为1/4模数转换器(203)采样速率的数字中频信号e；数字中频信号经过无乘法器运算的数字下变频、取共轭和速率匹配处理，得到载漏的偏置修正信号i；将偏置修正信号进行幅度缩放和累加，得到积分误差项，此积分误差项即为载漏的偏置补偿信号j；偏置补偿信号随同主业务信号k一起送给模拟正交调制器(212)，偏置补偿信号与时变载漏信号的相位近似相反，实现对时变载漏信号的对消；环路闭环持续运行，偏置补偿信号持续对消时变载漏信号，最终时变载漏信号功率被抑制到系统处理误差以下，从而实现对时变载漏信号的自适应对消。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的直流预处理器(205)包括：频谱搬移单元(2051)、IIR滤波器单元(2052)和取共轭单元(2053)；所述的频谱搬移单元(2051)的输入端与模数转换器(203)连接，频谱搬移单元(2051)的输出端与IIR滤波器单元(2052)的输入端连接，IIR滤波器单元(2052)的输出端与取共轭单元(2053)的输入端连接，取共轭单元(2053)的输出端与速率匹配器(206)连接；所述的频谱搬移单元(2051)用于对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；所述的IIR滤波器单元(2052)用于对频谱搬移后的信号进行IIR滤波，去除非直流分量；所述的取共轭单元(2053)用于对IIR滤波后的信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的速率匹配器(206)包括：先进先出缓存器(2061)、写控制单元(2062)和读控制单元(2063)；所述的先进先出缓存器(2061)的输入端与取共轭单元(2053)的输出端连接，所述的先进先出缓存器(2061)的输出端与幅度缩放模块(207)的输入端连接，所述的写控制单元(2062)的输入端、输出端分别与先进先出缓存器(2061)连接，所述的读控制单元(2063)的输入端、输出端分别与先进先出缓存器(2061)连接；所述的先进先出缓存器(2061)用于对异步直流载漏信号g进行输入缓存，输出同步直流载漏信号h；所述的写控制单元(2062)用于根据先进先出缓存器(2061)的当前水位，生成写使能信号；所述的读控制单元(2063)用于根据先进先出缓存器(2061)的当前水位，生成读使能信号。
一种零中频发射机的自适应载波对消方法，包括：
S101：使用耦合器(201)从模拟正交调制器(212)的输出射频信号a中耦合出参考信号b给采样保持器(202)，参考信号b经过采样保持器(202)和模数转换器(203)转换后形成中频数字信号e以及输出发射信号c；
S102：中频数字信号e在直流预处理器(205)内进行载漏分量提取后，输出异步直流载漏信号g给速率匹配器(206)；
S103：异步直流载漏信号g在速率匹配器(206)内进行时钟域切换，输出同步直流载漏信号h；
S104：将同步直流载漏信号h经过幅度缩放模块(207)和累加器(208)进行幅度缩放和累加，得到偏置补偿信号j；
S105：将偏置补偿信号j送入加法器(210)加到主业务信号k上，得到预失真业务信号m；
S106：预失真业务信号m经过数模转换器(211)和模拟正交调制器(212)进行数模转换和模拟正交调制，输出射频信号a，再耦合出参考信号b给采样保持器(202)，再返回执行步骤S101，如此反复闭环调整；偏置补偿信号j持续对消时变载漏信号，最终时变载漏信号功率被抑制到系统处理误差以下，从而实现对时变载漏信号的自适应对消。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的采样保持器(202)和模数转换器(203)的转换时钟由锁相环(204)产生并进行实时频率调整，所述的采样保持器(202)的-1dB模拟带宽不低于模拟正交调制器(212)的本振频率，其关系如下：
fPLL＝fLO/(4*min(n)-1)
fLO≤(4n-1)*fadc_max
其中，fPLL为转换时钟频率，fLO为模拟正交调制器(212)的本振频率，fadc_max为模数转换器(203)和采样保持器(202)所能支持的最大转换速率，n为正整数，min()为取极小函数。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S102具体包括：
S1021、对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；
S1022、对频谱搬移后的信号进行一阶IIR滤波，去除非直流分量；
S1023、对IIR滤波后的直流信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S103具体包括：
S1031、速率匹配器中的先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号g写入先进先出缓存器；先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号停止写入先进先出缓存器；
S1032、先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的1/4时，从先进先出缓存器中读出同步直流载漏信号h；先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的1/4时，停止读出同步直流载漏信号h。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S104中所述的幅度缩放由定点数据移位来实现，幅度缩放的常系数的大小根据载漏抑制度和环路稳定性进行折衷调整。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的累加器(208)的累加频率与主业务信号的处理时钟频率相同，累加器(208)的上下限不超过数模转换器(211)的最大数字幅度的一半。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的主业务信号k的幅度不超过数模转换器(211)的最大数字幅度的一半。
本发明的优点在于：
耦合器从包含时变载漏信号的输出射频信号中耦合出参考信号，将其送给采样保持器和模数转换器进行射频信号的直接数字欠采样得到数字中频信号，再经过无乘法器的数字下变频、取共轭和速率匹配处理，得到载漏的偏置修正信号，将其进行幅度缩放和累加得到的积分误差项即为载漏的偏置补偿信号，将其随主业务信号送给模拟正交调制器，偏置补偿信号与时变载漏信号相位近似相反，实现对时变载漏信号的对消，重复上述闭环对消过程实现对时变载漏信号自适应对消；本发明硬件复杂度和成本低、软件资源开销小、系统鲁棒性强。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种零中频发射机的自适应载波对消装置的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种零中频发射机的自适应载波对消装置中的直流预处理器的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种零中频发射机的自适应载波对消装置中的速率匹配器的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种零中频发射机的自适应载波对消方法的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1所示，一种零中频发射机的自适应载波对消装置，包括：耦合器201、采样保持器202、模数转换器203、锁相环204、直流预处理器205、速率匹配器206、幅度缩放模块207、累加器208、主业务信号产生模块209、加法器210、数模转换器211、模拟正交调制器212；所述的耦合器201、采样保持器202、模数转换器203、直流预处理器205、速率匹配器206、幅度缩放模块207、累加器208、加法器210、数模转换器211和模拟正交调制器212依次连接；所述采样保持器202和模数转换器203还分别与锁相环204连接；所述加法器210还与主业务信号产生模块209连接。
所述的耦合器201用于从模拟正交调制器212的输出射频信号a中耦合出参考信号b给采样保持器202，耦合器201主路径输出发射信号c；
所述的采样保持器202用于对参考信号b进行采样和保持，输出保持信号d；
所述的模数转换器203用于对保持信号d进行模数转换和量化，输出中频数字信号e；
所述的锁相环204用于产生转换时钟f给采样保持器和模数转换器；
所述的直流预处理器205用于对中频数字信号e进行载漏分量提取，输出异步直流载漏信号g；
所述的速率匹配器206用于对异步直流载漏信号g进行时钟域切换，将时钟域从采样时钟域切换到主业务信号时钟域，输出同步直流载漏信号h；
所述的幅度缩放模块207用于对同步直流载漏信号h进行幅度调整，输出偏置修正信号i；
所述的累加器208用于对偏置修正信号i进行累加，输出偏置补偿信号j；
所述的主业务信号产生模块209用于产生正常工作时的主业务数据流k；
所述的加法器210用于将偏置补偿信号j加到主业务信号k上，输出预失真业务信号m；
所述的数模转换器211用于对预失真业务信号m进行数模转换，输出模拟基带信号n；
所述的模拟正交调制器212用于对模拟基带信号n进行模拟正交调制，输出射频信号a。
如图2所示，所述的直流预处理器205包括：频谱搬移单元2051、IIR滤波器单元2052和取共轭单元2053；所述的频谱搬移单元2051的输入端与模数转换器203连接，频谱搬移单元2051的输出端与IIR滤波器单元2052的输入端连接，IIR滤波器单元2052的输出端与取共轭单元2053的输入端连接，取共轭单元2053的输出端与速率匹配器206连接。
所述的频谱搬移单元2051用于对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；
所述的IIR滤波器单元2052用于对频谱搬移后的信号进行IIR滤波，去除非直流分量；
所述的取共轭单元2053用于对IIR滤波后的信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
如图3所示，所述的速率匹配器206包括：先进先出缓存器2061、写控制单元2062和读控制单元2063；所述的先进先出缓存器2061的输入端与取共轭单元2053的输出端连接，所述的先进先出缓存器2061的输出端与幅度缩放模块207的输入端连接，所述的写控制单元2062的输入端、输出端分别与先进先出缓存器2061连接，所述的读控制单元2063的输入端、输出端分别与先进先出缓存器2061连接；
所述的先进先出缓存器2061用于对异步直流载漏信号g进行输入缓存，输出同步直流载漏信号h；
所述的写控制单元2062用于根据先进先出缓存器2061的当前水位，生成写使能信号；
所述的读控制单元2063用于根据先进先出缓存器2061的当前水位，生成读使能信号。
如图4所示，一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其原理如下：使用耦合器201从包含时变载漏信号的输出射频信号a中耦合出参考信号b，将参考信号送给采样保持器202和模数转换器203进行射频信号的直接数字欠采样，得到中频为1/4模数转换器203采样速率的数字中频信号e；数字中频信号经过无乘法器运算的数字下变频、取共轭和速率匹配处理，得到载漏的偏置修正信号i；将偏置修正信号进行幅度缩放和累加，得到积分误差项，此积分误差项即为载漏的偏置补偿信号j；偏置补偿信号随同主业务信号k一起送给模拟正交调制器212，偏置补偿信号与时变载漏信号的相位近似相反，实现对时变载漏信号的对消；环路闭环持续运行，偏置补偿信号持续对消时变载漏信号，最终时变载漏信号功率被抑制到系统处理误差以下，从而实现对时变载漏信号的自适应对消。
包括以下步骤：
S101：使用耦合器201从模拟正交调制器212的输出射频信号a中耦合出参考信号b给采样保持器202，参考信号b经过采样保持器202和模数转换器203后形成中频数字信号e，耦合器201主路径输出发射信号c。
输出射频信号a为：
Sa(t)＝So(t)+C(t)+ω(t) (1)
其中，Sa(t)为输出射频信号a；So(t)为有用信号分量；
为载波泄露分量，A(t)为载波泄露信号幅度，fc为载波泄露信号频率，
为载波泄露信号相位；ω(t)为噪声分量；t为时间；在实际应用中，耦合器201的耦合度范围为10～15dB，本发明实施例中fc为10GHz，So(t)为2GHz带宽的线性调频信号。
采样保持器202和模数转换器203的转换时钟频率fPLL满足以下关系：
fPLL＝fLO/(4*min(n)-1) (2)
fLO≤(4n-1)*fadc_max
其中，fLO为模拟正交调制的本振频率，即等于载波信号频率fc；fadc_max为采样保持器202和模数转换器203所能支持的最大转换速率，n为正整数，min()为取极小函数。
采样保持器202和模数转换器203的转换时钟由锁相环204产生并进行实时频率调整，采样保持器202的-1dB模拟带宽不低于模拟正交调制器212的本振频率。本发明实施例中，fadc_max＝250MHz；n＝11,12,13...，min(n)＝11；fPLL＝10000/43MHz，由锁相环204分频产生；采样保持器202的-1dB模拟带宽为18GHz。
采样保持器202和模数转换器203输出的中频数字信号e为：
其中，Se(n)为中频数字信号e，S'o(n)为有用信号数字分量，A(n)为载漏泄露信号的数字幅度，
为载漏泄露信号的数字相位，ω(n)为数字噪声。
S102：将中频数字信号e在直流预处理器内进行载漏分量提取后，输出异步直流载漏信号g给速率匹配器206。
S102步骤包括：
S1021：对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；
S1022：对频谱搬移后的信号进行一阶IIR滤波，去除非直流分量；
S1023：对IIR滤波后的直流信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
将中频数字信号e与e-jπn/2相乘实现频谱搬移，无乘法器资源开销，同时节省了数控振荡器资源；一阶IIR滤波采用y(n)＝(1-α)y(n-1)+x(n)方式来实现，x(n)为输入样本，y(n)为输出样本，y(n-1)为输出样本的寄存，α为滤波器系数。在实际应用中，α的取值范围一般为0.001～0.00001，本发明实施例中α＝1/2048，通过加法和移位操作实现了一阶IIR滤波的免乘法器运算。一阶IIR滤波滤除了有用信号数字分量和大部分数字噪声，只保留载漏数字分量。取共轭操作后的信号表示为
S103：将所述异步直流载漏信号g在速率匹配器内进行时钟域切换，输出同步直流载漏信号h。
S103步骤包括：
S1031：速率匹配器中的先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号g写入先进先出缓存器；先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号停止写入先进先出缓存器；
S1032：先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的1/4时，从先进先出缓存器中读出同步直流载漏信号h；先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的1/4时，停止读出同步直流载漏信号h。
先进先出缓存器的最大深度取值范围一般为8～32。先进先出缓存器的写时钟为采样保持器和模数转换器的转换时钟，先进先出缓存器的读时钟为主业务信号的处理时钟。本发明实施例中，先进先出缓存器的最大深度为16，主业务信号的处理时钟频率为312.5MHz。
S104：将所述的同步直流载漏信号h进行幅度缩放和累加，得到偏置补偿信号j。
所述的幅度缩放由定点数据移位来实现，常系数的大小根据载漏抑制度和环路稳定性进行折衷调整。
所述的累加器208的累加频率与主业务信号的处理时钟频率相同，累加器208的上下限不超过数模转换器的最大数字幅度的一半。
幅度缩放的常系数取值范围一般为0.001～0.00001。本发明实施例中，幅度缩放的常系数为1/4096，用定点右移12位来代替除法运算，无乘法器资源开销；累加器208的累加频率为312.5MHz，累加器208的上下限分别为+16383和-16383；数模转换器的最大数字幅度为±32767。
S105：将所述的偏置补偿信号j加到主业务信号k上，得到预失真业务信号m。
所述的主业务信号k的幅度不超过数模转换器的最大数字幅度的一半。
主业务信号k为2GHz带宽的基带线性调频信号，主业务信号k的幅度的上下限分别为+16383和-16383。
S106：将预失真业务信号m进行数模转换和模拟正交调制，输出射频信号a，再耦合出参考信号b给采样保持器，执行步骤S101，如此反复闭环调整。
数模转换器203的精度为16位，双通道分别对应I和Q支路，转换时钟频率为2500MHz；模拟正交调制器212的输出频率范围为9～11GHz，变频增益为25dB。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (10)
1.一种零中频发射机的自适应载波对消装置，其特征在于，包括：耦合器(201)、采样保持器(202)、模数转换器(203)、锁相环(204)、直流预处理器(205)、速率匹配器(206)、幅度缩放模块(207)、累加器(208)、主业务信号产生模块(209)、加法器(210)、数模转换器(211)、模拟正交调制器(212)；所述的耦合器(201)用于从模拟正交调制器(212)的输出射频信号a中耦合出参考信号b，输入给采样保持器(202)，耦合器(201)同时输出发射信号c；所述的采样保持器(202)用于对参考信号b进行直接数字欠采样和保持，输出保持信号d；所述的模数转换器(203)用于对保持信号d进行模数转换和量化，输出中频数字信号e；所述的锁相环(204)用于产生转换时钟f给采样保持器(202)和模数转换器(203)；所述的直流预处理器(205)用于对中频数字信号e进行载漏分量提取，输出异步直流载漏信号g；所述的速率匹配器(206)用于对异步直流载漏信号g进行时钟域切换，将时钟域从采样时钟域切换到主业务信号时钟域，输出同步直流载漏信号h；所述的幅度缩放模块(207)用于对同步直流载漏信号h进行幅度调整，输出偏置修正信号i；所述的累加器(208)用于对偏置修正信号i进行累加，输出偏置补偿信号j；所述的主业务信号产生模块(209)用于产生正常工作时的主业务数据流k；所述的加法器(210)用于将偏置补偿信号j加到主业务信号k上，输出预失真业务信号m；所述的数模转换器(211)用于对预失真业务信号m进行数模转换，输出模拟基带信号n；所述的模拟正交调制器(212)用于对模拟基带信号n进行模拟正交调制，输出射频信号a。
2.根据权利要求1所述的一种零中频发射机的自适应载波对消装置，其特征在于，所述的直流预处理器(205)包括：频谱搬移单元(2051)、IIR滤波器单元(2052)和取共轭单元(2053)；所述的频谱搬移单元(2051)的输入端与模数转换器(203)连接，频谱搬移单元(2051)的输出端与IIR滤波器单元(2052)的输入端连接，IIR滤波器单元(2052)的输出端与取共轭单元(2053)的输入端连接，取共轭单元(2053)的输出端与速率匹配器(206)连接；所述的频谱搬移单元(2051)用于对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；所述的IIR滤波器单元(2052)用于对频谱搬移后的信号进行IIR滤波，去除非直流分量；所述的取共轭单元(2053)用于对IIR滤波后的信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
3.根据权利要求2所述的一种零中频发射机的自适应载波对消装置，其特征在于，所述的速率匹配器(206)包括：先进先出缓存器(2061)、写控制单元(2062)和读控制单元(2063)；所述的先进先出缓存器(2061)的输入端与取共轭单元(2053)的输出端连接，所述的先进先出缓存器(2061)的输出端与幅度缩放模块(207)的输入端连接，所述的写控制单元(2062)的输入端、输出端分别与先进先出缓存器(2061)连接，所述的读控制单元(2063)的输入端、输出端分别与先进先出缓存器(2061)连接；所述的先进先出缓存器(2061)用于对异步直流载漏信号g进行输入缓存，输出同步直流载漏信号h；所述的写控制单元(2062)用于根据先进先出缓存器(2061)的当前水位，生成写使能信号；所述的读控制单元(2063)用于根据先进先出缓存器(2061)的当前水位，生成读使能信号。
4.一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，包括：
S101：使用耦合器(201)从模拟正交调制器(212)的输出射频信号a中耦合出参考信号b给采样保持器(202)，参考信号b经过采样保持器(202)和模数转换器(203)转换后形成中频数字信号e以及输出发射信号c；
S102：中频数字信号e在直流预处理器(205)内进行载漏分量提取后，输出异步直流载漏信号g给速率匹配器(206)；
S103：异步直流载漏信号g在速率匹配器(206)内进行时钟域切换，输出同步直流载漏信号h；
S104：将同步直流载漏信号h经过幅度缩放模块(207)和累加器(208)进行幅度缩放和累加，得到偏置补偿信号j；
S105：将偏置补偿信号j送入加法器(210)加到主业务信号k上，得到预失真业务信号m；
S106：预失真业务信号m经过数模转换器(211)和模拟正交调制器(212)进行数模转换和模拟正交调制，输出射频信号a，再耦合出参考信号b给采样保持器(202)，再返回执行步骤S101，如此反复闭环调整；偏置补偿信号j持续对消时变载漏信号，最终时变载漏信号功率被抑制到系统处理误差以下，从而实现对时变载漏信号的自适应对消。
5.根据权利要求4所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，所述的采样保持器(202)和模数转换器(203)的转换时钟由锁相环(204)产生并进行实时频率调整，所述的采样保持器(202)的-1dB模拟带宽不低于模拟正交调制器(212)的本振频率，其关系如下：
fPLL＝fLO/(4*min(n)-1)
fLO≤(4n-1)*fadc_max
其中，fPLL为转换时钟频率，fLO为模拟正交调制器(212)的本振频率，fadc_max为模数转换器(203)和采样保持器(202)所能支持的最大转换速率，n为正整数，min()为取极小函数。
6.根据权利要求5所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，步骤S102具体包括：
S1021、对中频数字信号e进行频谱搬移，将本振泄漏频谱移至零频处；
S1022、对频谱搬移后的信号进行一阶IIR滤波，去除非直流分量；
S1023、对IIR滤波后的直流信号进行取共轭操作，使算法收敛，输出异步直流载漏信号g。
7.根据权利要求6所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，步骤S103具体包括：
S1031、速率匹配器中的先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号g写入先进先出缓存器；先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的3/4时，异步直流载漏信号停止写入先进先出缓存器；
S1032、先进先出缓存器的当前水位不低于最大深度的1/4时，从先进先出缓存器中读出同步直流载漏信号h；先进先出缓存器的当前水位低于最大深度的1/4时，停止读出同步直流载漏信号h。
8.根据权利要求7所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，步骤S104中所述的幅度缩放由定点数据移位来实现，幅度缩放的常系数的大小根据载漏抑制度和环路稳定性进行折衷调整。
9.根据权利要求8所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，所述的累加器(208)的累加频率与主业务信号的处理时钟频率相同，累加器(208)的上下限不超过数模转换器(211)的最大数字幅度的一半。
10.根据权利要求9所述的一种零中频发射机的自适应载波对消方法，其特征在于，所述的主业务信号k的幅度不超过数模转换器(211)的最大数字幅度的一半。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111524898.9A CN114337699B (zh) | 2021-12-14 | 2021-12-14 | 一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111524898.9A CN114337699B (zh) | 2021-12-14 | 2021-12-14 | 一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114337699A CN114337699A (zh) | 2022-04-12 |
| CN114337699B true CN114337699B (zh) | 2023-05-09 |
Family
ID=81051436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111524898.9A Active CN114337699B (zh) | 2021-12-14 | 2021-12-14 | 一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114337699B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115173916B (zh) * | 2022-06-02 | 2024-04-05 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | 适用交叉极化干扰对消的数字频率补偿方法、设备及介质 |
Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101304395A (zh) * | 2008-06-27 | 2008-11-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置 |
| CN101447804A (zh) * | 2007-11-27 | 2009-06-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频发信机相位校准的方法及装置 |
| CN101453435A (zh) * | 2007-12-04 | 2009-06-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频接收机直流偏置校正的方法及装置 |
| CN201409128Y (zh) * | 2009-05-15 | 2010-02-17 | 北京朗波芯微技术有限公司 | 用于零中频或低中频结构的射频收发机校正装置 |
| CN102244523A (zh) * | 2011-06-23 | 2011-11-16 | 上海中科高等研究院 | 零中频接收机及其直流偏移的消除方法 |
| CN202374291U (zh) * | 2011-03-11 | 2012-08-08 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 一种直流偏置校准装置 |
| CN103051402A (zh) * | 2013-01-21 | 2013-04-17 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于直流偏移自适应频谱能量的用户信号检测方法 |
| CN103457623A (zh) * | 2013-08-15 | 2013-12-18 | 武汉滨湖电子有限责任公司 | 一种零中频直流对消的电路及方法 |
| CN103634022A (zh) * | 2013-12-09 | 2014-03-12 | 电子科技大学 | 一种平坦衰落环境下全双工收发机及自干扰对消方法 |
| CN104393938A (zh) * | 2014-11-05 | 2015-03-04 | 南京大学科技园发展有限公司 | 微波感知声音信号的方法与装置 |
| CN106160766A (zh) * | 2015-04-15 | 2016-11-23 | 辽宁华鼎科技股份有限公司 | 一种零中频接收机的直流偏移校正方法和装置 |
| CN205847257U (zh) * | 2016-08-03 | 2016-12-28 | 江苏本能科技有限公司 | 射频对消信号发生装置 |
| CN108347285A (zh) * | 2017-12-26 | 2018-07-31 | 三维通信股份有限公司 | 一种全带宽零中频发射机信号校正系统及方法 |
| CN112235055A (zh) * | 2020-03-27 | 2021-01-15 | 中国人民解放军海军工程大学 | 基于数字希尔伯特变换的外差式自适应干扰对消装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060068746A1 (en) * | 2004-09-30 | 2006-03-30 | Nokia Corporation | Direct conversion receiver radio frequency integrated circuit |
-
2021
- 2021-12-14 CN CN202111524898.9A patent/CN114337699B/zh active Active
Patent Citations (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101447804A (zh) * | 2007-11-27 | 2009-06-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频发信机相位校准的方法及装置 |
| CN101453435A (zh) * | 2007-12-04 | 2009-06-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频接收机直流偏置校正的方法及装置 |
| CN101304395A (zh) * | 2008-06-27 | 2008-11-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零中频发射机及其边带和本振泄漏的校正方法和装置 |
| CN201409128Y (zh) * | 2009-05-15 | 2010-02-17 | 北京朗波芯微技术有限公司 | 用于零中频或低中频结构的射频收发机校正装置 |
| CN202374291U (zh) * | 2011-03-11 | 2012-08-08 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 一种直流偏置校准装置 |
| CN102244523A (zh) * | 2011-06-23 | 2011-11-16 | 上海中科高等研究院 | 零中频接收机及其直流偏移的消除方法 |
| CN103051402A (zh) * | 2013-01-21 | 2013-04-17 | 哈尔滨工业大学 | 一种基于直流偏移自适应频谱能量的用户信号检测方法 |
| CN103457623A (zh) * | 2013-08-15 | 2013-12-18 | 武汉滨湖电子有限责任公司 | 一种零中频直流对消的电路及方法 |
| CN103634022A (zh) * | 2013-12-09 | 2014-03-12 | 电子科技大学 | 一种平坦衰落环境下全双工收发机及自干扰对消方法 |
| CN104393938A (zh) * | 2014-11-05 | 2015-03-04 | 南京大学科技园发展有限公司 | 微波感知声音信号的方法与装置 |
| CN106160766A (zh) * | 2015-04-15 | 2016-11-23 | 辽宁华鼎科技股份有限公司 | 一种零中频接收机的直流偏移校正方法和装置 |
| CN205847257U (zh) * | 2016-08-03 | 2016-12-28 | 江苏本能科技有限公司 | 射频对消信号发生装置 |
| CN108347285A (zh) * | 2017-12-26 | 2018-07-31 | 三维通信股份有限公司 | 一种全带宽零中频发射机信号校正系统及方法 |
| CN112235055A (zh) * | 2020-03-27 | 2021-01-15 | 中国人民解放军海军工程大学 | 基于数字希尔伯特变换的外差式自适应干扰对消装置 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 《Carrier Frequency Offset estimation in MC-DS-CDMA systems with zero-IF receivers》;B.Akbil;《2010 5th International Symposium On I/V Communications and Mobile Network》;全文 * |
| 《一种零中频接收机直流偏移对消电路的设计》;沈金成;《电子技术与软件工程》;全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114337699A (zh) | 2022-04-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7146146B2 (en) | Systems and methods for coherent adaptive calibration in a receiver | |
| US7822389B2 (en) | Methods and apparatus to provide an auxiliary receive path to support transmitter functions | |
| CN106301365B (zh) | 减小模数转换器中的失真 | |
| CA2277619A1 (en) | A frequency translating sigma-delta modulator | |
| KR100437742B1 (ko) | 부정합 보상에 의한 영상 주파수 제거 특성을 갖는 믹서 | |
| US6611570B1 (en) | Programmable digital intermediate frequency transceiver | |
| WO2007063184A1 (en) | Local oscillator leakage cancellation in radio transmitter | |
| GB2491883A (en) | Suppressing the carrier in a received near field communications signal | |
| CN114337699B (zh) | 一种零中频发射机的自适应载波对消装置及方法 | |
| Poberezhskiy et al. | Sampling and signal reconstruction circuits performing internal antialiasing filtering and their influence on the design of digital receivers and transmitters | |
| JP5354293B2 (ja) | 位相同期装置および位相同期方法 | |
| US8532590B2 (en) | Digital phase feedback for determining phase distortion | |
| Poberezhskiy et al. | Flexible analog front ends of reconfigurable radios based on sampling and reconstruction with internal filtering | |
| US7751303B2 (en) | Demodulation circuit for use in receiver using if directing sampling scheme | |
| US20040028151A1 (en) | Conversion circuit, tuner and demodulator | |
| CN100364302C (zh) | 模拟调幅中波广播发射机数字化改造的数字音频处理方法 | |
| US7953184B2 (en) | Direct sampling type wireless receiver and method using the same | |
| CN114448455B (zh) | 一种基于Gardner算法的高速零中频IQ延时补偿系统 | |
| CN111683028B (zh) | 一种数字等报幅cw信号解调方法 | |
| CN101795252A (zh) | 直接变频调制方法及其调制装置 | |
| US20020067218A1 (en) | Circuit configuration for producing a quadrature-amplitude-modulated transmission signal | |
| CN102510264A (zh) | 数字下变频器及其实现方法 | |
| GB2382282A (en) | A digital demodulator | |
| JP2000068839A (ja) | シグマデルタ型ａ／ｄ変換器、復調器、受信機及びディスク装置 | |
| Poberezhskiy et al. | Influence of novel sampling and reconstruction on the architecture of software defined radios |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |