TW469719B - DC offset compensation for zero if quadrature demodulator - Google Patents

Description

4 69 71 9 五、發明說明¢1) 發明背景 本發明係有關於解調器的補償電路，而更明綠而言，係 有關中頻（IF)90度相移解調器的電路。 " 行動電話係概括歸類為細胞式或PCS(個人通信系統）。 一細胞式電話系統係以90 0 MHz的載頻操作，而個人通信 系統係以該頻率的兩倍或1.9 GHz頻率操作。類比調變是 調頻（FM)，而數位調變包括CDMA(割碼多址聯接）、tdma( 時分多址聯接）、及？1)*^几（頻分多址聯接）。 該90度相移調變/解調係適用於正交載頻信號之調變/解 調。調變器與解調器是在一單石半導體晶片上構成一典 型先前技藝90度相移解調器的方塊圖是在圖1顯示。該解 調器包括兩混合器101和102，兩者皆包括一信號輸入、來 自本地振盪器108的一輸入、及一低頻輸出。一調變信號 係提供給混合器1 0 1，而來自本地振盪器1 〇 5的LO信號亦提 供給混合器1 〇 1。該調變信號亦提供給混合器1 〇 2，而本地 振盪器信號LO係藉由一移相器1 〇3而提供給混合器1 〇2，該 移相器會以提供給混合器1 0 1的本地振盪器信號LO產生一 9 0度相位移。 該本地振盪器108會將它的信號LO漏流入解調器系統的 其他零件。它時常不容易平衡混合器1〇1和1〇2，以致於一 送來的載頻信號位準與本地振盪器108漏流入一調變的高 頻率信號對於送來的信號V; (t)而言是相當小。一本地振 遷器信號漏電流會在語音信號中產生一嚴重失真。 馬基尼（Makinen)的美國 專利案號5, 012, 208係揭露具有

4 6 9 719 ------ -― 五、發明說明（2) 補償本地振簠器 基於輸出信號的 係而將不同的補 電路。然而，此 ’並且在本地振 其他先前技藝 期間將射頻（RF) 此’當該信號由 出現的時候，此 移補償於該接收 更普遍地，該 些其他直流元件 漏電流移除。因 不必要直流元件 發明概沭 本發明係藉由 式打動電話系統 漏電流會產生— 授迴路移除之直 特碼（n調變固有 自該信號頻率之 他*直流元件使漏 在漏直流電流元 漏電的 振幅變 償電壓 專利係 盪器中 裝置係 輸入信 於來自 技術還 信號。 信號的 會妨礙 此，在 之前， 基尼係利用 間的相互關 器信號之〜 是一解調器 一保護間隔 償。儘管如 直流偏移而 利用直流偏 流元件。這 本地振盪器 電流的該等 元件。 一 90度相移調變器。馬 化與該相對調變信號之 加入相互兩獨立的調變 有關於一調變器，而不 不提供一頻率偏移。 藉著在TDMA間隙之間的 號關閉執行直流偏移補 該調變信號本身之固有 並沒有功效。因此，需 其他部分有助於產生直 將不必要的直流元件從 移除來自本地振盪器漏 需補償這些其他的直流 實質使用零中頻調頻解調而在-AMPS細跑 中提供直流偏移補償。來自本地振盪器的 失真’該失真會產生可藉由使用一補償回 抓偏移信號。包括結合監督聲調與曼徹斯 直流元件，'）的其他直流元件係藉著略將來 本地振盈器頻率偏移而隔離，其中該等其 直流電流偏移的移除複雜。本發明可避免 件的移除中使用會產生高通濾波器的失真

第6頁 4 6 9 71 9 五、發明說明（3) 一頻率偏移可用於補償由監督聲調與曼徹斯特碼所造成 的直流凡件。該頻率偏移係由工作在諸如數千赫的一本地 振盪器產生的，該f作頻率係略不同於將一 至零的頻率…該中頻信號是85 ΜΗζ，該本地振二; 會偏移至85. 0 0 5 MHz，所以該信號會混合至5 kHz。此外 ，一直流偏移係藉由使用一數位信號處理器控制迴路產生 ，以補償來自該本地振盪器的直流漏電。該控制迴路包括 增益係數k的一積分器與一放大器，而此增益係數1^是與直 流偏移成比例。該頻率偏移的影響可確保該直流偏移之控 制迴路能正確操作，甚至是在SAT與曼徹斯特碼存在的情 況。在一特定時間之後，該控制迴路會穩定，而該本地振 盪器的頻率偏移便可移除。 圖式之簡單說明 圖1係顯示-先前技藝90度相移解調電路，該電路係描 述信號從本地振盪器漏流入該電路的增益與混合器級； 圖2係描述由需頻率偏移的圖丨之電路所產生一調變向量 的一 I與Q平面向量圖； 圖3係描述每秒10K位元的1Π1· ..·資料序列之—頻率 調變曼徹斯特編碼信號波形時域圖； 圖4係描述一6 KHz監督聲調頻率調變波形之時域圖； 圖5係描一 1 KHz語音調變信號的時域圖. 圖6係顯示本發明的一90度相移解調電路’，其中該本地 振盪器頻率已由一偏移頻率所改變； 圖7係顯示在圖6的本地振盪器細節；

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圖8係顯示在圖6的一 qn办4 4 信號處理器回授迴路传二f解調器細節中-數位 漏電流所引起的直流：以自】1所描述的本地振盡器 3 9係A述由圖6的電路所產生的直流補償效果之工和〇平 面向重圃。 較佳具體實施例之_ 請即參考圖1，該圖係顯示在—AMps(高級行動電話系統 )行動話接收器中提供零中頻（IF)解調的一先前技藝電 路中頻9〇度相移係表示中頻載頻信號與-本地振盪器 的1口 t y昆口以除去或產生非零的載頻元件。在零中頻g〇 度相移系統中，該本地振盪器係慣例設定在與中頻載頻信 號（fc，在一AMPS應用中的85. 0 MHz額定頻率）相同的頻率 。一送來的AMPS信號通常包括許多的元件：（a) —語音信 號、（b) —載頻、（c) 一監督聲調、及（d)曼徹斯特碼。該 !語音化號係包含來自說話者的聲頻信號之主要通信元件。 ：該載頻係傳統用於調變該語音信號，而當一呼叫者在細胞 式單元之間移動的時候，該監督聲調可用於重新調變另一 基地台的語音信號。該曼徹斯特碼元件可在電話與細靶式 單元之間以AMPS通信協定控制信號通信。當在時間上平均 的時候’監督聲調與曼徹斯特碼便可產生一固有直流調變 元件。 電路100包括一自動增益控制可變放大器11〇、混合琴 101和102 ’ 90度移相器103、低通濾波器104和1〇5、類比_ 數位轉換器（A/D)l〇6和107、一數位信號處理器（j)Sp)1〇9

第8頁 6 9 719 五、發明說明（5) 、及一本地振盪器108。該本地振盪器108理想上是一 VCTCXO(電壓控制溫度補償石英振盪器）、PLL(相位鎖定迴 路）或產生一信號LO之頻率合成器。該類比-數位轉換器 106、107與該數位信號處理器1〇9可組合成解調器115。送 來的調變信號Vi (t)是由放大器110接收，並分成兩部份。 該放大的Vi ( t )信號是在混合器1 〇 1和1 0 2中與本地振盪器 I 0 8信號混合。該本地振盪器信號l 〇是在移相器1 〇 3上改變 相位9 0度。來自混合器1 〇 1和1 〇 2的該等I與q輸出信號係分 別由濾波器1 0 4和1 0 5過濾’以產生隨時間變化的電壓( t )與％ ( t)，其中下標Q表示相位改變9 0度相移元件。信號 L(t)與V/t)是由DSP 109(在解調器115)調變的調頻，以 獲得—解調數位信號信號f，（t)。該解調器電路100的一嚴 重缺點是本地振盪器1 08的信號（fc)會漏流至該等放大器 II 〇與混合器1 〇 1、1 〇 2 '如圖所示的路徑L、丨2與L。來自 該本地振盪器108的信號漏電流會在Vi(t)與^七）信號中產 生 失真所形成的直流偏移。本發明係大量地除去由本地 振鹽器1 0 8漏電流所造成的直流偏移。 該解調器電路100的算術特徵為定義一輸入信號， v,(f) = cos{2^-〇i + k \f{x)dx } (1) 其中項是載頻’而k項是調變指數’該等零中頻信號 是（假設= U : V, (t) = cos[«- jf(x)dx] = cos[^(t)l (2)

• 9 71 9 五、發明說明（6) θ(ο表示在時間上與頻率調變f( 間變化的相位函數。+調變f⑴的積分有關之隨時 請即參考圖2 ’調變向fR⑴偏差是在-I/Q圓形座栌平 面上顯不。此偏差是由於監督聲調與曼徹斯特碼： 設沒有語音調變出現。非向量元件是在'1與又 軸上以Θ (t)角所投射的調變向量R(t)。在㈣“標準系統 中，SAT與曼徹斯特編碼資料接收的調變指數是較小。圓2 中的圓弧AB表示在向量&是擺動，甴於SAT與曼徹斯特碼 的調變指數較小。此擺動將在圖5做進一步討論。在此系 統的調變4a數疋與方程式（1 )的k成比例。一固有隨時間"變 化直流内容會存在，由於該等SAT與曼徹斯特碼的時間平 均值’而該等SAT與曼徹斯特碼係加入本地振盪器漏電的 固定直流元件。‘調變固有直流元件，，亦即，由該等監 督聲調與曼撤斯特碼在時間上所產生的平均直流元件會在 複雜的平面上產生一同等的直流偏移向量Rm :

Im + ivc (4) 監督聲調與曼徹斯特瑪的固有調變直流元件係結合來自 本地振盪器1 〇 8的直流漏電流，不容易取消本地振盪器漏 電流（1[、12與13 )。該固有調變直流元件會使解調器11 5混 淆’所以直流補償方法的進一步措施必須採行’由於受到 本地振盪器漏電流的影響。為了要能有效地除去本地振盪 器1 〇8漏電流所引起的’直流元件’需從該等曼徹斯特與SAT 信號所促成的隨時間變化直流元件隔離本地振盪器直流。

第10頁 4 6 9 71 9 五、發明說明（7) -- 此隔離係藉著將一較小的頻率偏移加入本地振盪器丨〇8而 在下圖6的討論中達成。 請即參考圖3-5 ’時域圖係描述在監督聲調（SAT)、曼徹 斯特碼與語音調變信號之間的關係。該等AMps sat與曼徹 斯特碼是調變的頻率信號。一曼徹斯特碼是一數位格式， 其中一進位值{ 〇 ’ 1 }分別表示反相位[11 ]與[_ 1，1 ]。 在AMPS系統的曼徹斯特編碼信號是在電話與細胞式基地台 之間與AMPS通信協定控制信號通信。履ps的曼徹斯特編碼 具有如圖3所示每秒1 〇 κ位元組資料位元率的1 〇 kHz特性 頻率 <=此係符合一1 〇〇微秒的Tj(an期間，該曼徹斯特信號的 頻率偏差是 △ f咖=8 KHz。 圖4的監督聲調是具有大約6 kHz特性頻率的一正弦波。 在AMPS系統中的監督聲調功能是當呼叫器在細胞式單元間 移動的時候，可重新調變在基地台之間的語音信號β該 SAT信號的頻率偏差是kHz。因此，如圖4所示， 該監督聲調可將一載頻從最大值fe+ 改變至最小值fc- △ 。該監督聲調具有大約1 6 7微秒的TSAT時段。由於曼徹 斯特碼與監督聲調的直流提供，該相位移ΔΘ可由下列方 程式獲得： T/2 Δ<?(〇 = κ Jf(t)dt 0 (5) 在I/Q平面中’在信號以士）上的相位隨時間變化 影響是在圖2顯示。

第11頁 469 71 9 五、發明說明（8) ^ 5係顯不一相對語音調變信號R ( t)的波形。該語音調 變信號是在一載頻上的從最大值之+ A。。⑽至最小值fc_ △Uice的調變頻率’其中△Ucel kHz最大值。在此， △⑴>>△〜，△'—(〇>>△〜„，而 ΐ)>>2 π。因此’ R(t)會在圖2的I/Q圓的原點旋轉許多次 ’而，位變化△ ~AT(t)+ △ 6>aan(t)會產生向量Rn，其係由 於该等SAT與曼徹斯特碼的較小調變指數沿著弧⑽來回搖 動二在時間上的R(t)與的平均，調變向量R(t)具有零 的平均值’而向量™&具有非零數量平均值元件： νι(ι) = νι„ VQ ⑴ ⑹ 、.=即參考圖6，其顯示圖1的解調電路與一修改的本地振 盪器6 0 8。該修改的解調電路6〇〇係利用本地振盪器6〇8， f本地振盪器具有一f3f〇mET振盪頻率的輸出信號LO,。本 ，明了藉著在|地振纟器6〇8中產生一冑率偏移而在本地 振盪器取消結構上隔離SAT與曼徹斯特碼之直流元件。此 頻率偏移的操作可從該等SAT與曼徹斯特元件的直流偏移 弓起調變’其與本地振盪器6〇8漏直流電流偏移相出較是 ^常小。假設該較佳中頻1是85 MHz，該本地振盪器6〇8

較小頻率偏移，以獲得85,5 MHZ 此’中間或無線電頻率並未混合向下 =零，而疋5 kHz之某些較小頻率偏移Af。此係除 SAT與曼徹斯特直流元件所造成的圖2向量並可取 或直流疋件，由於本地振盪器1〇8漏電流具有如下參考圖8

4 69 71 9 案號 88110870 _Ά g 修正 五、發明說明（9) 所討論的回授迴路。 因此，本發明係著重在混合向下至諸如5 k H z的一非常 低中頻，而不是零赫茲（0 Hz)中頻，所以在來自該本地振 盪器漏電流的直流偏移取消之前，該信號的SAT/曼徹斯特 元件之長期平均便會消失。如果△f是頻率偏移， t V, (t) = cos[2,®4ft + κ Jf(x)dx] + ν

Do ⑺ 及 (8) V, (t) * cos(2j!Afk) + ν)Ιβ 其中vnfl=在I通道的靜態直流偏移，由於本地振盪器漏 電流。 * 此係假設2 7Γ △ f t > > K f f (X ) d X是在直流取消偏移時的積 分時間t = T的情況。 請即參考圖7 | —較佳具體實施例是在圖6的本地振盪器 6 0 8顯示。本地振盪器6 0 8係利用一傳統的電壓控制、溫度 補償、石英振盪器（VCTCX 0)702，以產生19. 68 MHz之穩定 基頻。該VCTCX0 70 2係接收一頻率控制信號VAF(：，以維持 精確的調變。該VCTCX0 702輸出信號是除法器704以R的因 素將頻率減少。該除算後的頻率信號然後是在混合器70 6 中所偵測到的相位，並在濾波器7丨0中過濾。該濾波器7 1 0 是一低通濾波器，以除去高頻雜訊與諧波。來自濾波器 7 1 0的該過濾信號VT_是用來控制一電壓控制振盪器7 1 2， 俾產生本地振盪器608輸出信號L0’ 。該輸出信號L0’接著

O:\58\58896.ptc 第13頁 2001.08.20.013 469 71 9 案號 88110870 月 a 修正 五、發明說明（10) 會在除法器7 1 4中以N的因子將頻率減少’而相位可在混合 器7 0 6中以除算後（除以R)的VCT XCO 7 0 2信號偵測到。在該 較佳的具體實施例中，兩除法器7 〇 4和7 1 4可程控，以精 確控制加入來自VCTCXO 702的振盪器頻率之頻率偏移。 請即參考圖8，其所顯示的一功能電路圖是一直流偏移 取消方法，以減少從本地振盡器6 0 8漏電流所引起的直流 偏移電壓。在該較佳具體實施例中，該直流取消係藉由使 用數位信號處理技術而在在解調器115中實際製作，而該 數位信號處理技術可執行圖8電路的類比元件（8 0 1、8 0 3、 8 0 5和8 0 7 )。在圖8所顯示的類比功能方塊有助於對本發明 的說明。此直流取消方法的類比與數位製作係相當於本發 明的目的。同樣要注意到圖8係描述只有ί分枝的直流取消 ，而且該等I與Q分枝取消方法是相同的β 在圖8所顯示的ί分枝係包括放大器1 1 〇、混合器1 〇 1、濾 波器104、及補償電路800。該補償電路800在功能上是由 一控制迴路所組成’而該控制迴路係包括混合器8 〇 1、放 大器803、積分器805與低通濾波器807。該解調電路100送 入的語音信號vjt)是由放大器11〇接收，並在混合器ιοί 與本地振盪器1 0 8信號（LO )混合。在此應注意到相當於圖8 的I分枝電路之Q分枝係接收通過移相器1〇3的一移相本地 振盪器608信號。來自混合器ιοί的信號然後會在補償電路 800接收之前於濾波器104中過濾。在進入補償電路8 〇〇的

O:\58\58896.ptc 第14頁 2001.08. 20.014 469719 五 '發明說明（11) 時候’該過濾的信號會在混合器8 ο 1與回授信號8 0 9結合。 該混合信號V! (t)然後會在放大器8 0 3放大，並在積分器 80 5中以時間（t)做積分運算。來自積分器8〇5之時間積分 信號是在低通濾波器8 0 7中過濾。在該較佳具體實施例中 ’低通濾波器8 0 7是一第一階R C濾波器。來自該低通濾波 器8 0 7的回授信號80 9然後可在混合器801與濾波器1〇4的輸 出結合。 如先前參考圖6的討論，兩不同的直流元件是正解調電 路100操作。一固有調變直流元件係當作該等曼徹斯特與 SAT信號的結果。此外，本地振盪器1 〇 8漏電流會產生一失 真的直流元件。除非兩直流信號源可分開，否則漏電流的 取消是不容易的。藉著將一較小的偏移提提供給本地振盪 器6 0 8頻率，該固有調變直流元件與漏直流電流相較可明 顯減少，如此便隔離漏直流電流。此隔離的漏直流電流然 後可由補償電路8 0 0輕易地移除。既然該補償電路800係使 用一數位信號處理器109實現，一旦該回授信號809變成穩 定而可除去漏直流電流，該回授信號值便可固定。一旦該 解調器115固定該回授信號809，便可除去在本地振盪器 608中的微頻率偏移，而本地振盪器信號LO’頻率便可回復 ，以符合該送來信號vjt)的AMPS載頻（fc)。 請即參考圖9，一 I /Q圓形座標平面係描述在信號失真中 來自本地振盪器108的漏直流電流，及使用圖8電路的補償 解調器效果。向量R’（t)表示無失真的語音調變信號，由 於來自本地振盪器108的直流漏電流；而向量表示來自

第15頁 1 ^9719 五、發明說明（12) 本地振盪器1 0 8的直流漏電流。本地振盪器潙電流向量 在I與Q軸上分別具有投射的元件VI1()和\^1()。調變向量R(t) 在I與Q軸上具有元件V/t)和VQ(t)。向量‘造成語音調變 向量R’（t)從當作失真向量R(t)的原點所取代。 當直流偏移向量RLq具有固定相位的時候，即是’在I / Q 平面中的不變方向，既然該頻率偏移具有明顯的相位調變 ，調變向量R(t)會在原點附近旋轉許多次。在圖5的該調 丨頻信號曲線下’該頻率偏移信號的相位調變是積分型態。 在時間上的頻率曲線f ( t)積分係表（t)旋轉。隨著頻率偏 移’向量R(t)會在每個週期過程中於原點附近旋轉許多次 。語音的半週期時間TVC)ice/2是在0·5毫秒或5 0 0微秒階數， .而一監督聲調的Tsat/2較小，其大約是83微秒。 然而，本地振盪器漏造成調變向量R(t)的原點偏移。因 i此’由直流偏移向量RLG所取代的調變向量R(t)可改變調變 |電壓V](t)與V^t)，由於來自圖2的原點的R(t)取代。電壓

I ! （t)與V〆t)不再分別與R(1；)C0S Θ與R(t)sin Θ之簡單函 數有關聯。調變向量R(t)係增入該直流偏移向量‘，以產 ：生調變向量R’（t)，其係由如圖9顯示的原點〇所取代。這 會在語音調變向量K’（t)中產生失真，而此語音調變向量 R’（t)可藉由圖8的補償電路800除去。 在先前所描述較佳具體實施例的提供係使技藝中的一平 常技術可製作及使用本發明。這些具體實施例的各種不同 |修改對於具有在技藝中不平常技術的這些是顯然的。例如 ’雖然較佳具體實施例係顯示位在本地振盪器6 0 8與混合

第16頁 469 71 9 案號 88110870 年 月 a 修正 五 '發明說明（13) 器1 0 2之間的移相器1 0 3，但在技藝中平常技術的這些將可 認識到該移相器會在混合器1 0 2之前沿著v i ( t )信號路徑等 量插入。無論如何，該等I信號路徑與Q信號路徑是9 0度的 相位移。因此，本發明非意欲限制在此所描述的特殊具體 實施例，而是要符合在此所揭露之廣泛原理與新特徵。 >件符 號說 明 1 00 電 路 10 1， 102 混 合 器 103 移 相 器 104, 105 低 通 濾 波 器 106, 107 類 比 -數位轉換器 108 本 地 振 盪 器 1 0 9 數 位 信 號 處 理 器 1 1 0 自 動 增 益 控 制 可變 115 解 調 器 600 修 改 之 解 調 電 路 608 修 改 之 本 地 振 盪器 702 石 英 振 盪 器 704 除 法 器 706 混 合 器 710 濾 波 器 712 電 壓 控 制 振 盪 器 714 除 法 器 800 補 償 電 路 801 合 器

O:\58\58896.ptc 第17頁 2001.08. 20.017 d 6 9 71 9 案號 88110870 修正 五、發明說明（13a) 803 805 807 809 放大器 積分器 低通；慮波器 回授信號

O:\58\58896_ptc 第17a頁 2001.08.20.018

Claims (1)

1. 4 β 9 71 9 _案號88110870_和年3月[斗曰_； 六、申請專利範圍 1 , 一種用以在一 9 0度相移解調器（1 1 5 )中補償直流電壓 之系統，其包括： - 用以接收具有一中央頻率fc的一調變信號之裝置； 用以將該調變信號分成一第一路徑及一第二路徑之裝 置； 用以將該第一路徑的調變信號與一本地振盪器（6 0 8 ) 信號混合（1 0 1 )之裝置，以產生一 I路徑信號；以及用以將 該第二路徑的調變信號與本地振盪器（6 0 8 )信號混合（1 0 2 ) 之裝置，以產生一Q路徑信號，以致於該I路徑信號係與該 Q路徑信號相位移約9 0度，其中該本地振盪器（6 0 8 )信號是 來自該中央頻率f。的頻率偏移； 用以使用一回授網路（8 0 0 )而從該混合調變信號將該 流元件移除（1 1 5 )之裝置；以及 ff 用以解調（1 1 5 )該混合的調變信號之裝置。 .本委 11 2.如申請專利範圍第1項之用以補償直流電壓之系統， 中該本地振.盡器（608)是從該調變信號中央頻率偏移大 ~約.5 KHz。 f卓-3.如申請專利範圍第1或2項之用以補償直流電壓之系 ，其中該調變信號中央頻率大約是85 MHz 〇 :|队4.如申請專利範圍第1或2項之用以補償直流電壓之系 克，其中該回授網路（8 0 0 )係使用數位信號處理技術實現 正提。 3之 5.如申請專利範圍第1或2項之用以補償直流電壓之系 統，其中該回授網路（8 0 0 )是藉由產生一直流取消信號而

   0:\58\58896.ptc 第1頁 2001.03.13.019 _案號88110870_P年3月I斗曰_ifi_ 六、申請專利範圍 移除該等直流元件。 6 .如申請專利範圍第5項之用以補償直_流電壓之系統， 其進一步包括： 用以穩定在回授網路（8 0 0 )中的直流取消信號值之裝 置；以及 用以將該本地振盪器（608)的頻率設定成一大約等於 該調變信號中央頻率的頻率值之裝置。 7. —種用以在一通信接收器中移除來自一調變信號的一 直流偏移之系統，其包括： 一輸入通信信號，其具有1的一調變信號中央頻率， 該輸入通信信號進一步包括一直流偏移元件； 一 I信號路徑及一 Q信號路徑，每一路徑係耦合至該輸 入通信信號，其中該I信號路徑係與該Q信號路徑相位移約 90度； 一本地振盪器（608)，其耦合至用以與該輸入通信信 號混合的該I信號路徑與該Q信號路徑，該本地振盪器 (608)具有一從該調變信號中央頻率而偏移的一振盪頻率 j 一取消電路（8 0 0 )，其耦合至該I信號路徑與該Q信號 路徑，用以從該混合的輸入通信信號移除該直流偏移元 件； 一解調器（115)，其耦合至該取消電路（800)，用以解 調該混合的輸入通信信號。 8 .如申請專利範圍第7項之系統，其中該取消電路（8 0 0 )

   O:\58\5S896.ptc 第 2 頁 2001.03.13.020 469719 _案號88110870_#年3月（4·曰 修正_ 六、申請專利範圍 係使用數位信號處理技術而實施。 9 .如申請專利範圍第7項之系統，其中_該取消電路（8 0 0 ) 是藉由引用一直流取消信號而將該直流偏移元件移除的一 回授網路（8 0 0 )，而該直流取消信號值可由該回授網路 (8 0 0 )儲存，並維持該混合輸入通信信號不受影響。 1 0.如申請專利範圍第9項之系統，其中該本地振盪器 (6 0 8 )可程式地設定成大約等於該調變信號中央頻率，而 該儲存的直流取消信號係由該回授網路（8 0 0 )維持。

   O:\5S\58896.ptc 第3頁 2001.03.13.021