JPH06188637A

JPH06188637A - ダイレクトコンバージョン受信回路

Info

Publication number: JPH06188637A
Application number: JP4337598A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Sasaki; 満佐々木
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1992-12-17
Filing date: 1992-12-17
Publication date: 1994-07-08

Abstract

(57)【要約】【目的】周波数が隣接する妨害波の影響が少ない受信
回路を提供する。【構成】一対の混合器１９，２０に、受信したＡＭ高
周波信号を入力し、それぞれに相互に位相が約９０°異
なり、ＦＬＬ４９によって周波数差が一定に保たれた搬
送波周波数にほぼ等しい周波数の局部発振信号を混合す
る。前記混合器１９，２０の出力を低域濾波した後、Ａ
／Ｄ変換し、位相・レベル保償回路３３で、デジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いて、入力信号の位相
ずれおよびレベル差を補正する。前記位相・レベル保償
回路３３の両出力は、マトリクス回路３４で両信号の和
および差として求められる上側波と下側波に分離され、
Ｄ／Ａ変換されて選択的にスピーカ３９で音響化され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、振幅変調（ＡＭ）高周
波信号から直接変調信号を復調するダイレクトコンバー
ジョン方式を用いた受信回路、特に側波帯の一方のみを
選択して受信可能なＩＳＢ用ダイレクトコンバージョン
受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来のスーパーヘテロダイン方
式を用いたＩＳＢ受信回路の構成を示すブロック図であ
る。前記ＩＳＢ受信回路１は、アンテナ２に高周波フィ
ルタ３が接続され、アンテナ２で受信されたＡＭ高周波
信号は、高周波フィルタ３を介して混合器４に入力され
る。混合器４には、局部発振器５と、帯域フィルタ６と
が接続され、ＡＭ高周波信号の周波数変換が行われる。
帯域フィルタ６の出力は、変調信号で振幅変調された周
波数４５５ｋＨｚの中間周波となる。帯域フィルタ６の
出力は、混合器７、移相器８、フェーズロックドループ
（ＰＬＬ）９に入力される。移相器８に入力された中間
周波信号は、９０°位相を遅延されて混合器１１に出力
される。また、ＰＬＬ９には局部発振器１０が接続さ
れ、局部発振器１０は、ＰＬＬ９によって入力信号に同
期された中間周波数の発振信号を混合器１１および混合
器７に出力する。このようにして、混合器７において帯
域フィルタ６からの出力である中間周波信号と、局部発
振器１０からの中間周波数の発振信号とが混合される。
また、混合器１１においては、９０°位相を遅延された
中間周波信号と、局部発振器１０からの中間周波数の発
振信号とが混合される。混合器７からの出力は移相器１
２に入力され、混合器１１からの出力は移相器１３に入
力される。移相器１２，１３に入力された各信号は、該
移相器１２，１３によって相互に位相が９０°だけ異な
るようにそれぞれの位相を遅延され、マトリクス回路１
４に入力される。マトリクス回路１４の一方出力端子６
０からは、移相器１２からの出力と移相器１３からの出
力との和が出力され、前記マトリクス回路１４の他方出
力端子６１からは、移相器１３からの出力と移相器１２
からの出力との差が出力される。それぞれ出力端子６
０，６１に出力される信号は、振幅変調信号の上側波帯
と下側波帯とであり、上下いずれかの側波帯に雑音や隣
接する妨害波などによる混信などが生じた場合には、妨
害を受けていない方の側波帯に切換えて受信を行う。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】前述のようなＩＳＢ受
信回路１では、移相器８で中間周波信号の位相を９０°
遅延する場合、周波数４５５ｋＨｚの中間周波の両側の
側波帯全域に亘る広い周波数帯域の位相を遅延しなけれ
ばならない。したがって、移相器８は広い中間周波数帯
域でフラットな周波数特性でなければならない。しか
し、移相器８を構成するコンデンサなどの素子の特性
上、中間周波信号の両側波帯に亘って、正確に９０°位
相変化させることは難しい。このため、マトリクス回路
１４からの出力には、両側側波帯の信号が混ざり合って
しまい、出力端子６０，６１に各側波帯を完全に分離し
て出力することが難しい。

【０００４】このため、復調をダイレクトコンバージョ
ン方式とし、一対の混合器に高周波増幅器で増幅された
受信ＡＭ高周波信号を入力し、前記高周波信号に同期
し、周波数が搬送波周波数に等しく、相互に位相が９０
°だけ異なる局部発振信号を加え、各混合器からの出力
信号を低域濾波後、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換
し、さらに移相器を介して前記各出力信号の位相が相互
に９０°だけ異なるように位相を遅延する。これらの出
力信号をマトリクス回路に入力し、各信号の和および差
を表す信号を導出して、変調信号の上側波帯と下側波帯
とを分離し、出力する方法がある。しかし、この場合に
も、受信高周波信号に混合する局部発振信号は、受信高
周波信号に同期をとる必要があり、また、局部発振信号
の位相変位に高い精度を必要とする。このため、充分上
側波帯と下側波帯を分離できず、周波数が隣接する妨害
波が混入する可能性がある。

【０００５】本発明の目的は、ダイレクトコンバージョ
ン方式を用いて上下両側波帯を精度よく分離して復調
し、受信状態のよい側波帯を選択して出力するＩＳＢ用
の受信回路を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、振幅変調され
た高周波信号から直接変調信号を復調するダイレクトコ
ンバージョン受信回路において、高周波信号を周波数変
換する一対の混合回路と、高周波信号の搬送波に近い周
波数の局部発振信号を周波数制御可能に発生し、一方の
混合回路に与える信号発生回路と、信号発生回路から発
生される局部発振信号の位相を９０°だけ遅延させて他
方の混合回路に与える高周波遅延回路と、各混合回路毎
に設けられ、混合回路の出力をそれぞれ低域濾波する一
対のローパスフィルタと、一対のローパスフィルタから
の出力に応答し、両出力のレベルを同一にし、かつ両出
力間の位相差を９０°に保つように保償する保償回路
と、保償回路からの一対の出力に応答し、両出力の和ま
たは差を選択的に導出する復調回路と、保償回路からの
一対の出力に応答し、両出力の差に基づいて信号発生回
路が発生する局部発振信号の周波数を制御し、前記両出
力の差の周波数を一定に保つ周波数制御回路とを含むこ
とを特徴とするダイレクトコンバージョン受信回路であ
る。

【０００７】

【作用】本発明に従えば、ダイレクトコンバージョン受
信回路は、振幅変調された高周波信号から直接変調信号
を復調する。前記ダイレクトコンバージョン受信回路に
おいて、一対の混合回路に高周波信号を受信し、前記一
対の混合回路のうちの一方において、前記高周波信号
と、信号発生回路で周波数制御可能に発生された高周波
信号の搬送波周波数に近い周波数の局部発振信号とを混
合する。また、他方混合回路において、前記受信した高
周波信号と、高周波遅延回路において位相を９０°だけ
遅延された前記局部発振信号とを混合する。前記各混合
回路の各出力は、混合回路毎に設けられた一対のローパ
スフィルタによって低域濾波され、保償回路に与えられ
る。前記各ローパスフィルタの各出力は、保償回路にお
いて出力レベルを同一に、かつ両出力間の位相差を９０
°に保つよう保償され、復調回路に与えられる。局部発
振信号は、受信高周波信号に同期をとる必要がなく、ま
た高周波遅延回路における位相の遅延に高い精度を必要
としない。また、保償回路において、各ローパスフィル
タからの出力を同一レベルに、かつ両出力の位相差を９
０°に保つよう保償するため、精度よくダイレクトコン
バージョンを行い、上下側波帯を分離することができ
る。したがって、隣接妨害波の影響を低減することがで
きる。

【０００８】さらに、復調回路において保償回路からの
一対の出力の和または差が選択的に導出される。したが
って、たとえば、保償回路からの一対の出力のうちのい
ずれかが隣接妨害波の影響を受けた場合にも、他方側の
出力を選択的に導出することができ、受信状況のよい変
調信号を選択出力することができる。また、周波数制御
回路は、保償回路からの両出力の差に基づいて信号発生
回路が発生する局部発振信号の周波数を制御し、前記保
償回路からの各出力の差の周波数を一定に保つ。

【０００９】

【実施例】図１は、本発明の一実施例のダイレクトコン
バージョン受信回路１５の全体の構成を示すブロック図
である。ダイレクトコンバージョン受信回路１５におい
て、アンテナ１７で受信されたＡＭ高周波信号は、高周
波増幅器１８でラジオ周波帯、たとえば５２０〜１６２
０ｋＨｚの周波数帯域を増幅され、直交変換回路１６に
入力される。前記直交変換回路１６において、前記高周
波増幅器１８からの出力は、一対の混合器１９，２０に
入力される。また、高周波増幅器１８からの出力は帯域
フィルタ２１に入力され、帯域フィルタ２１において帯
域濾波され、位相比較器２２に入力される。位相比較器
２２では、帯域フィルタ２１からの出力信号のうち、受
信を希望するＡＭ信号の搬送波の位相と、ＶＣＯ２４か
らの出力の位相とが比較され、分周器２３からは前記帯
域フィルタ２１からの出力信号と、ＶＣＯ２４からの出
力との位相差に対応する分周比がＶＣＯ２４に出力され
る。また、信号発生回路２５からは、受信周波数を変更
するための電圧信号が分周器２３に出力される。前記各
回路を介して、ＶＣＯ２４からは搬送波周波数に等しい
周波数の第１局部発振信号が混合器２０に出力され、ま
た、移相器２６を介して約９０°位相を遅延された前記
局部発振信号（以下、「第２局部発振信号」と称す
る。）が混合器１９に出力される。

【００１０】したがって、混合器２０では、受信された
ＡＭ信号と、周波数が受信を希望するＡＭ信号の搬送波
周波数に等しい第１局部発振信号とが混合され、混合器
１９では、受信ＡＭ信号と、位相を約９０°遅延された
前記第２局部発振信号とが混合される。前記一対の混合
器１９，２０の出力は、各混合器１９，２０毎に設けら
れる各一対のローパスフィルタ２７，２８、増幅器２
９，３０、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３１，
３２を介して位相・レベル保償回路３３ににそれぞれ入
力される。該位相・レベル保償回路３３、復調回路であ
るマトリクス回路３４およびフリークエンシー・ロック
ド・ループ（ＦＬＬ）４９は、デジタルシグナルプロセ
ッサ（ＤＳＰ）を用いて構成される。前記位相・レベル
保償回路３３からの出力は、マトリクス回路３４に出力
され、マトリクス回路３４において前記位相・レベル保
償回路３３からの各出力の和および差を表す信号が導出
される。マトリクス回路３４において、前記位相・レベ
ル保償回路３３の出力ラインには、それぞれ移相器５
０，５１が接続され、各移相器５０，５１に入力される
信号は、位相が相互に９０°異なるようにそれぞれ位相
を遅延される。前記移相器５０，５１の各出力端子は、
それぞれ加算器５２の一方入力端子および他方入力端子
に接続される。さらに、前記移相器５０，５１の出力端
子から分岐されるラインは、それぞれ減算器５３の一方
入力端子および他方入力端子に接続される。このよう
に、マトリクス回路３４から導出される出力信号は、加
算器５２と減算器５３とから出力される信号であって、
加算器５２から出力される信号は移相器５０からの出力
信号と移相器５１からの出力信号との和であり、減算器
５３から出力される信号は移相器５０からの出力信号と
移相器５１からの出力信号との差である。さらに、前記
マトリクス回路３４からの各出力は、それぞれＤ／Ａ変
換器３５，３６でアナログ信号に変換され、切換スイッ
チ３７によって一方の信号が選択され、電力増幅器３８
を介してスピーカ３９で音響化される。

【００１１】さらに、前記位相・レベル保償回路３３の
各出力は、それぞれ周波数弁別回路４９に入力される。
前記ＦＬＬ４９からは、前記位相・レベル保償回路３３
からの各出力が一定の周波数差を保つための信号がＶＣ
Ｏ２４に出力される。具体的には、位相・レベル保償回
路３３からの各出力は、それぞれＦＬＬ４９の各一対の
移相器４０，４１、混合器４２，４３に与えられる。Ｆ
ＬＬ４９は、ある時刻の受信信号を各移相器４０，４１
で遅延させることによって作成し、またΔｔ秒後の受信
信号を直接混合器４２，４３に入力される信号に対応さ
せて、単位時間Δｔ間に変化した位相変化量Δθ、すな
わち周波数のずれを求める。

【００１２】図１に示すマトリクス回路３４において、
直交変換されたＡＭ高周波信号の各上側波帯と、下側波
帯とから変調信号が分離されることを以下に計算によっ
て示す。

【００１３】Ｅ：信号レベル、ｍ：変調度、ωｍ：変調
信号の角周波数、ωｃ：搬送波の角周波数、Φ：変調信
号の初期位相、φ：搬送波の初期位相とすると、ＡＭ信
号Ｓは、一般に以下のように表される。

【００１４】

【数１】

【００１５】数式（１）の第１項は搬送波を表し、第２
項は上側波を、第３項は下側波を表す。ここで、簡単の
ため、Ｅ＝１，Φ＝φ＝０とおいても、数式（１）は一
般性を失わない。したがって、数式（１）から数式
（２）が得られる。

【００１６】

【数２】

【００１７】ここで、局部発振信号を搬送波に同期しな
いことに起因する周波数のずれをΔωとすると、搬送波
の角周波数にほぼ等しい角周波数（ωｃ＋Δω）の相互
に直交する信号Ａ１，Ａ２は、以下の数式（３），
（４）のように表される。

【００１８】Ａ１＝cos（ωｃ＋Δω）ｔ …（３）Ａ２＝sin（ωｃ＋Δω）ｔ …（４）したがって、混合器１９，２０で直交変換された信号Ａ
３，Ａ４は、下式（５），（６）で表される。

【００１９】

【数３】

【００２０】前記混合器１９，２０からの出力信号Ａ
３，Ａ４は、ローパスフィルタ２７，２８で帯域制限さ
れ、高周波成分が除去される。したがって、ローパスフ
ィルタ２７，２８の出力信号Ａ５，Ａ６は、以下の数式
（７），（８）で表される。

【００２１】

【数４】

【００２２】前記出力信号Ａ６は、さらに位相を９０°
遅延され、以下の数式（９）で表されるような信号Ａ７
としてマトリクス回路３４に出力される。

【００２３】

【数５】

【００２４】マトリクス回路３４では、前記信号Ａ５，
Ａ７の和および差を表す信号Ｋ１，Ｋ２が導出される。
信号Ｋ１および信号Ｋ２は、以下の数式（１０），（１
１）で表される。

【００２５】

【数６】

【００２６】マトリクス回路３４からの前記出力信号Ｋ
１，Ｋ２は、前記局部発振信号Ａ１，Ａ２と、搬送波と
の位相のずれΔωｔをうなり成分として有するが、搬送
波と局部発振信号との位相のずれが小さければ、差成分
Ｋ２はそのまま、また和成分Ｋ１は、数式（１０）の第
１項に示される前記位相ずれによるうなり成分を除去す
る高周波フィルタを設けることによって、聴覚上問題な
くＩＳＢ受信を行うことができる。

【００２７】図２は、図１に示すデジタル型位相・レベ
ル保償回路３３の構成を示すブロック図である。増幅器
２９には、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器３１が接続され、前記Ａ／Ｄ変換器３１には、
加算器５４の一方入力端子が接続される。前記加算器５
４の出力端子は、乗算器６４の一方入力端子に接続さ
れ、前記加算器５４と乗算器６４との接続点には、乗算
器５５の一方入力端子が接続される。また、増幅器３０
にはＡ／Ｄ変換器３２が接続され、Ａ／Ｄ変換器３２に
は、乗算器６５の一方入力端子が接続される。Ａ／Ｄ変
換器３２と乗算器６５との接続点には、乗算器５５の他
方入力端子および乗算器６３の一方入力端子が接続され
る。乗算器５５の出力端子は、ローパスフィルタ５６に
接続され、ローパスフィルタ５６は比較器５７の一方入
力端子に接続される。比較器５７の他方入力端子は、比
較の基準となる基準信号０を出力する図示しない信号源
に接続される。比較器５７の出力端子は、比較器５７に
よって動作するスイッチ６０に接続され、スイッチ６０
は比較器５７の出力信号に基づいて、スイッチ６０の個
別端子にそれぞれ接続され、係数「−ａ」および「＋
ａ」を与える信号源５８，５９を切換えて接続する。ス
イッチ６０の共通端子は、加算器６１の一方入力端子に
接続され、該加算器６１の出力端子は、加算器６３の他
方入力端子に接続される。前記加算器６１と乗算器６３
との接続点には、遅延器６２の入力端子が接続され、該
遅延器６２の出力端子は、加算器６１の他方入力端子に
接続される。位相・レベル保償回路３３の位相保償回路
８０は、各Ａ／Ｄ変換器３１，３２に接続される前述の
回路で構成される。

【００２８】ローパスフィルタ２７，２８からのアナロ
グ信号は、増幅器２９，３０を介して増幅され、Ａ／Ｄ
変換器３１，３２によってデジタル信号に変換される。
前記Ａ／Ｄ変換器３１からの出力信号は、加算器５４の
一方入力端子に入力される。該加算器５４の出力は、前
記Ａ／Ｄ変換器３２の出力と乗算器５５で乗算され、ロ
ーパスフィルタ５６を介して高周波成分を除去された
後、比較器５７の一方入力端子に入力され、比較器５７
の他方入力端子から入力される基準信号と比較されて信
号レベルおよび信号の正負を判定される。信号源５８，
５９は、比較器５７からスイッチ６０を介して入力され
る信号に係数「−ａ」および「＋ａ」を与える。前記係
数源５８，５９から係数を加えられた比較器５７からの
出力信号は、加算器６１の一方入力端子に出力され、該
加算器６１の他方入力端子から入力される該加算器６１
の出力に基づいて遅延器６２を介して遅延された前記加
算器６１からの出力信号を加算される。前記加算器６１
の出力信号は、乗算器６３の一方入力端子に入力され、
該乗算器６３の他方入力端子から入力されるＡ／Ｄ変換
器３２からの出力信号に乗算される。前記乗算器６３の
出力信号は、加算器５４の他方入力端子に入力され、前
記Ａ／Ｄ変換器３１からの出力信号と加算される。

【００２９】さらに、前記加算器５４の出力端子は、乗
算器６４の一方入力端子に接続され、該乗算器６４の出
力端子は、復調回路であるマトリクス回路３４の一方入
力端子に接続される。また、Ａ／Ｄ変換器３２は、乗算
器６５の一方入力端子に接続され、該乗算器６５の出力
端子は、前記マトリクス回路３４の他方入力端子に接続
される。前記乗算器６４，６５と、マトリクス回路３４
との各接続点には、前記乗算器６４，６５の出力信号を
絶対値化する絶対値化手段６６，６７がそれぞれ接続さ
れる。前記絶対値化手段６６，６７には、該絶対値化手
段６６，６７からの出力信号の高周波成分を除去して平
均化するローパスフィルタ６８，６９が接続され、該ロ
ーパスフィルタ６８，６９の出力端子は、それぞれ比較
器７０，７１の各一方入力端子に接続される。該比較器
７０，７１は、比較器７０，７１の各他方入力端子から
入力される信号源８２からの基準値ｒｅｆと、前記各ロ
ーパスフィルタ６８，６９から入力される信号レベルと
を比較し、信号レベルの大小を判定する。比較器７０，
７１の各出力端子には、比較器７０，７１からの出力に
応答して動作するスイッチ７２，７３が接続され、該ス
イッチ７２，７３の各個別接点には信号に係数「１−
ａ」あるいは「１＋ａ」を与える信号源７４，７５がそ
れぞれ接続される。前記スイッチ７２，７３の各共通接
点には、乗算器７６，７７の一方入力端子が接続され、
該乗算器７６，７７の各出力端子は、それぞれ乗算器６
４，６５の他方入力端子に接続される。前記乗算器７
６，７７と乗算器６４，６５との接続点には、それぞれ
遅延器７８，７９の各入力端子が接続され、該遅延器の
出力端子は、前記乗算器７６，７７の各他方入力端子に
接続される。位相・レベル保償回路３３のレベル保償回
路８１は、乗算器５４とＡ／Ｄ変換器３２に接続される
前述の回路で構成される。

【００３０】したがって、乗算器６４，６５からの各出
力信号は、絶対値化手段６６，６７で絶対値化され、ロ
ーパスフィルタ６８，６９で高周波成分を除去され平均
化された後、比較器７０，７１で基準信号ｒｅｆと信号
レベルの大小を判定される。前記比較器７０，７１の比
較判定結果に基づいて、スイッチ７２，７３が切換えら
れ、スイッチ７２，７３の各個別接点に与えられる信号
源７４，７５からの係数「１−ａ」あるいは「１＋ａ」
がスイッチ７２，７３の各共通接点に与えられる。前記
スイッチ７２，７３の各共通接点からの出力信号は、乗
算器７６，７７の一方入力端子に入力され、また乗算器
７６，７７の出力信号は、遅延器７８，７９を介して遅
延され、乗算器７６，７７の他方入力端子から乗算器７
６，７７に入力されて前記スイッチ７２，７３からの出
力信号と乗算される。前記乗算器７６，７７からの出力
信号は、乗算器６４，６５の他方入力端子に入力され、
乗算器６４，６５において乗算器６４，６５の一方入力
端子から入力される乗算器５４からの出力信号およびＡ
／Ｄ変換器３２からの出力信号と乗算され、それぞれマ
トリクス回路３４の各入力端子に入力される。

【００３１】図３は、アナログ型位相・レベル保償回路
５５の構成を示すブロック図である。アナログ型位相・
レベル保償回路５５は、増幅器２９に加算器５４１の一
方入力端子が接続され、該加算器５４１の出力端子は、
混合器５５１の一方入力端子に接続される。前記混合器
５５１の他方入力端子は増幅器３０に接続され、前記混
合器５５１の出力端子はローパスフィルタ５６１に接続
される。前記ローパスフィルタ５６１は、差動増幅器５
７１の一方入力端子と接続され、該差動増幅器５７１の
他方入力端子は基準信号「０」を出力する図示しない信
号源と接続される。前記差動増幅器５７１の出力端子
は、その一方入力端子が増幅器３０に接続される混合器
６３１の他方入力端子に接続され、該混合器６３１の出
力端子は、前記加算器５４１の他方入力端子に接続され
る。このように、前述の回路でアナログ型位相・レベル
保償回路５５の位相保償回路８０１が構成される。

【００３２】さらに、アナログ型位相・レベル保償回路
５５は、その一方入力端子に前記加算器５４１の出力端
子および増幅器３０が接続される乗算器６４１および６
５１の出力端子がそれぞれ絶対値化手段６６１および６
７１に接続され、さらにそれぞれマトリクス回路３４の
両入力端子に接続される。前記絶対値化手段６６１およ
び６７１は、それぞれローパスフィルタ６８１および６
９１に接続され、該各ローパスフィルタ６８１および６
９１は、その各一方入力端子に基準信号供給手段８２１
からの基準信号ｒｅｆを入力する差動増幅器７０１およ
び７１１の他方入力端子に接続される。前記差動増幅器
７０１および７１１の出力端子は、それぞれ前記乗算器
６４１および６５１の他方入力端子に接続される。ま
た、前記加算器５４１および増幅器３０に接続される前
述の回路は、アナログ型位相・レベル保償回路５５のレ
ベル保償回路８１１を構成する。

【００３３】図４は、図３に示すアナログ型位相・レベ
ル保償回路５５の位相保償回路８０１の動作原理を説明
するための図である。図４に示すベクトルＥ１およびＥ
２は、増幅器２９および３０からの入力信号を表し、簡
単の為、直交変換ラインには位相差による変動のみが生
じているとする。図３に示すアナログ型位相・レベル保
償回路５５への入力信号をＥ１およびＥ２とすると、前
記入力信号Ｅ１およびＥ２は、以下の数式（１２），
（１３）で表される。

【００３４】

【数７】

【００３５】ただし、Ｅｉ：受信信号の振幅、Ｅｏ：局
部発振器２４からの発振信号の振幅、θｉ：変調信号に
よる位相変位、Δθ：直交変換ライン間の位相ずれとす
る。この場合、混合器５５１の出力信号は、以下に示す
数式（１４）のように表される。

【００３６】

【数８】

【００３７】これをカットオフ周波数ｆｃが位相角（２
θｉ＋Δθ）に相当する周波数よりも充分小さい周波数
であるローパス特性を有するローパスフィルタ５６１で
フィルタリングすると、下式（１５）で表される出力信
号Ｅｅｒ１が得られる。

【００３８】

【数９】

【００３９】ただし、Ｅｉａ²はＥｉ²の平均値を表す。

【００４０】さらに、差動増幅器５７１の出力信号Ｅｅ
ｒ２は、数式（１６）で表される。

【００４１】Ｅｅｒ２＝ｋsinΔθ …（16）ただし、ｋ：比例定数である。

【００４２】図４（ｂ）に示す混合器６３１の出力信号
Ｅｄは数式（１７）で表される。

【００４３】

【数１０】

【００４４】さらに、加算器５４１の出力信号Ｅ２１
は、以下に示す数式（１８）で表される。

【００４５】

【数１１】

【００４６】このとき、Δθが小さければｃｏｓΔθ≒
１となり、数式（１８）は以下に示す数式（１９）のよ
うに近似される。

【００４７】

【数１２】

【００４８】このように、加算器５４１への補正を繰返
すと、図４（ｃ）に示すように直交変換信号ライン間の
位相ずれΔθは０に近づき、加算器５４１からの出力信
号Ｅ２１は、他方入力信号Ｅ１に直交する。

【００４９】以上のようにして、位相保償回路８０１に
おいて、位相のずれを０にすることができる。しかし、
図４（ｂ）および図４（ｃ）に示すように、Ｅ２１はＥ
２よりレベルが低くなる。すなわち、位相保償によって
入力信号Ｅ１，Ｅ２１にレベルのずれを生じる。したが
って、位相保償回路８０１の後段にレベル保償回路８１
１を設ける必要がある。図３に示すレベル保償回路８１
１において、位相保償回路８０１から出力された出力信
号は、それぞれ乗算器６４１，６５１を経て絶対値化手
段６６１および６７１に入力される。前記絶対値化手段
６６１および６７１で絶対値化された出力信号は、ロー
パスフィルタ６８１および６９１で平均化されたレベル
になり、差動増幅器７０１，７１１において、その信号
レベルと基準信号供給手段８２１からの基準信号と比較
される。差動増幅器７０１，７１１は、前記比較結果に
応じて補正値を前記乗算器６４１，６５１に出力する。
乗算器６４１，６５１において、前述の位相保償回路８
０１からの入力信号と、差動増幅器７０１，７１１から
の補正値とが乗算され、マトリクス回路３４の各入力端
子に出力される。なお、デジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）による本実施例の位相・レベル保償回路３３
の動作も同様であるので説明を省略する。

【００５０】以上のように本実施例によれば、ダイレク
トコンバージョン受信回路１５は、直交変換回路１６の
後段に位相・レベル保償回路３３を備え、該位相・レベ
ル保償回路３３において、直交変換された出力信号の位
相のずれおよびレベル差を保償する。また、位相・レベ
ル保償回路３３からの出力信号をＦＬＬ４９に入力し、
ＶＣＯ２４から出力される発振信号の周波数を制御す
る。したがって、直交変換回路１６において、ＶＣＯ２
４からの発振信号を受信した搬送波に正確に同期する必
要がなく、また、位相・レベル保償回路３３の出力にお
いて、さらに精度の高い直交変換信号を得ることができ
る。

【００５１】また、直交変換信号をデジタル化し、復調
にＤＳＰを使用するので、ＡＭ信号の上側波および下側
波の分離が高い精度で行われ、隣接妨害があっても良好
なＡＭ受信を実現することができる。

【００５２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、ダイレク
トコンバージョン受信回路において、信号発生回路は高
周波信号の搬送波周波数に近い周波数の局部発振信号を
周波数制御可能に発生し、高周波信号を周波数変換する
一対の混合回路に相互に位相が９０°異なる前記局部発
振信号を入力する。前記混合回路からの出力信号は、一
対のローパスフィルタでそれぞれ低域濾波された後、保
償回路で両出力の位相差を９０°に保つよう保償され、
かつ、両出力のレベルが同一になるよう保償される。ま
た、周波数制御回路が前記保償回路からの一対の出力の
周波数差が一定になるよう局部発振信号の周波数を制御
するので、復調回路から選択的に導出される前記一対の
保償回路からの出力信号の和あるいは差で与えられる信
号に精度よく、ＡＭ高周波信号の上側波と下側波とを分
離することができる。したがって、周波数の隣接する他
のＡＭ高周波による隣接妨害があっても良好なＡＭ放送
波を受信することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のダイレクトコンバージョン
受信回路１５の構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示すデジタル型位相・レベル保償回路３
３の構成を示すブロック図である。

【図３】アナログ型位相・レベル保償回路５５の構成を
示すブロック図である。

【図４】図３に示すアナログ型位相・レベル保償回路５
５の位相保償回路８０１の動作原理を説明するための図
である。

【図５】従来のスーパヘテロダイン方式を用いたＩＳＢ
受信回路１の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１５ダイレクトコンバージョン受信回路１６直交変換回路１７アンテナ１８高周波増幅器１９，２０混合器２１帯域フィルタ２２位相比較器２３分周器２４電圧制御発振器（ＶＣＯ）２５信号発生回路２６移相器２７，２８低周波フィルタ（ＬＰＦ）２９，３０増幅器３１，３２Ａ／Ｄ変換器３３位相・レベル保償回路３４マトリクス回路３５，３６Ｄ／Ａ変換器３７スイッチ３８電力増幅器３９スピーカ４９フリークエンシー・ロックド・ループ（ＦＬＬ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】振幅変調された高周波信号から直接変調
信号を復調するダイレクトコンバージョン受信回路にお
いて、高周波信号を周波数変換する一対の混合回路と、高周波信号の搬送波に近い周波数の局部発振信号を周波
数制御可能に発生し、一方の混合回路に与える信号発生
回路と、信号発生回路から発生される局部発振信号の位相を９０
°だけ遅延させて他方の混合回路に与える高周波遅延回
路と、各混合回路毎に設けられ、混合回路の出力をそれぞれ低
域濾波する一対のローパスフィルタと、一対のローパスフィルタからの出力に応答し、両出力の
レベルを同一にし、かつ両出力間の位相差を９０°に保
つように保償する保償回路と、保償回路からの一対の出力に応答し、両出力の和または
差を選択的に導出する復調回路と、保償回路からの一対の出力に応答し、両出力の差に基づ
いて信号発生回路が発生する局部発振信号の周波数を制
御し、前記両出力の差の周波数を一定に保つ周波数制御
回路とを含むことを特徴とするダイレクトコンバージョ
ン受信回路。