JPH0237810A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH0237810A JPH0237810A JP18901488A JP18901488A JPH0237810A JP H0237810 A JPH0237810 A JP H0237810A JP 18901488 A JP18901488 A JP 18901488A JP 18901488 A JP18901488 A JP 18901488A JP H0237810 A JPH0237810 A JP H0237810A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 241000219122 Cucurbita Species 0.000 description 1
- 235000009852 Cucurbita pepo Nutrition 0.000 description 1
- 241000234435 Lilium Species 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は振幅変調されたＮＴＳＣ方式テレビ信号を高周
波段において直接検波する受信装置に関するものである
。
波段において直接検波する受信装置に関するものである
。
従来の技術
以下図面を参照しながら、従来の受信装置の一例につい
て説明する。
て説明する。
第４図は従来の振幅変調テレビ信号の受信装置のブロッ
ク図を示すものである。９は中間周波増幅器、１０はナ
イキストフィルタ、４．１１は乗算器、３は電圧制御発
振器（以下■ＣＯと略す、）、５は９０°移相器、６は
低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと略す。）、７は直流増
幅器ｅは中間周波入力端子、ｂは復調信号出力端子であ
る。なお、このブロック図は、高周波信号が選局されて
中間周波数に変換された後の構成を示すものである。
ク図を示すものである。９は中間周波増幅器、１０はナ
イキストフィルタ、４．１１は乗算器、３は電圧制御発
振器（以下■ＣＯと略す、）、５は９０°移相器、６は
低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと略す。）、７は直流増
幅器ｅは中間周波入力端子、ｂは復調信号出力端子であ
る。なお、このブロック図は、高周波信号が選局されて
中間周波数に変換された後の構成を示すものである。
以上のように構成された受信装置について、以下その動
作について説明する。
作について説明する。
まず、中間周波入力端子ｅから入力された中間周波信号
は、中間周波増幅器９で増幅されナイキストフィルタ１
０で隣接チャンネルの信号を除去すると同時に帯域内の
復調出力レヘルが平坦となるようにレベル調整されて、
乗算器１１に入力される。
は、中間周波増幅器９で増幅されナイキストフィルタ１
０で隣接チャンネルの信号を除去すると同時に帯域内の
復調出力レヘルが平坦となるようにレベル調整されて、
乗算器１１に入力される。
一方、ナイキストフィルタ１０の出力は乗算器４にも印
加され、ＶＣＯ３の出力を９０＠移相器５により９０″
′移相した信号と乗算されて位相比較を行う。乗算器４
から出力される大カニ信号の和と差の周波数成分の内、
差の周波成分のみをＬＰＦで取り出し、直流増幅器７で
増幅した電圧によりＶＣＯ３を制ｉＴ１する。乗算器４
の出力は入カニ信号の周波数が等しく位相差が９０°と
なる時に零となり、この状態が安定点である。すなわち
、ＶＣＯ３，９０°移相器５１乗算器４．ＬＰＦ６゜直
流増幅器７で構成されるループにより、ＶＣＯ３の出力
は中間周波信号の映像搬送波と周波数および位相が一致
するようにＰＬＬ制ｉ１１され、乗算器１１の他方の端
子に入力される。
加され、ＶＣＯ３の出力を９０＠移相器５により９０″
′移相した信号と乗算されて位相比較を行う。乗算器４
から出力される大カニ信号の和と差の周波数成分の内、
差の周波成分のみをＬＰＦで取り出し、直流増幅器７で
増幅した電圧によりＶＣＯ３を制ｉＴ１する。乗算器４
の出力は入カニ信号の周波数が等しく位相差が９０°と
なる時に零となり、この状態が安定点である。すなわち
、ＶＣＯ３，９０°移相器５１乗算器４．ＬＰＦ６゜直
流増幅器７で構成されるループにより、ＶＣＯ３の出力
は中間周波信号の映像搬送波と周波数および位相が一致
するようにＰＬＬ制ｉ１１され、乗算器１１の他方の端
子に入力される。
この結果、乗算器１１からは両者の信号の差の周波数成
分として復調出力が得られる。ここで入力信号であるＡ
Ｍ変調ＮＴＳＣテレビ信号は、残留側波帯方法となって
いるのでナイキストフィルタでレベル調整を行なわない
場合、映、像搬送波を軸として残留側波帯部分が折り返
して復調され、第５図に示すように復調信号の低域部分
が強調された周波数特性となる。一方、ナイキストフィ
ルタにより復調前に適切なレベル調整をすることにより
、第６図に示すようにその復調出力を平坦な周波数特性
とすることができる。（例えば、ｒＮＨＫカラーテレビ
教科書（上）」７５ページ〜１２７ページ） 発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、周波数特性の平坦
な復調出力を得るためにはナイキストフィルタを必要と
する。しかし、高周波段において完全同期ホモダイン検
波を行なう場合、中間周波段よりも周波数が高くなるこ
とおよび受信周波数に応じてフィルタの通過帯域を移動
させなければならないことの２点からナイキストフィル
タの実現が非常に困難になるので、周波数特性の平坦な
復調出力を得ることができないという問題点を有してい
た。
分として復調出力が得られる。ここで入力信号であるＡ
Ｍ変調ＮＴＳＣテレビ信号は、残留側波帯方法となって
いるのでナイキストフィルタでレベル調整を行なわない
場合、映、像搬送波を軸として残留側波帯部分が折り返
して復調され、第５図に示すように復調信号の低域部分
が強調された周波数特性となる。一方、ナイキストフィ
ルタにより復調前に適切なレベル調整をすることにより
、第６図に示すようにその復調出力を平坦な周波数特性
とすることができる。（例えば、ｒＮＨＫカラーテレビ
教科書（上）」７５ページ〜１２７ページ） 発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、周波数特性の平坦
な復調出力を得るためにはナイキストフィルタを必要と
する。しかし、高周波段において完全同期ホモダイン検
波を行なう場合、中間周波段よりも周波数が高くなるこ
とおよび受信周波数に応じてフィルタの通過帯域を移動
させなければならないことの２点からナイキストフィル
タの実現が非常に困難になるので、周波数特性の平坦な
復調出力を得ることができないという問題点を有してい
た。
本発明は上記問題点に鑑み、ナイキストフィルタを使用
せずにＡＭ変ＩＮＴＳＣテレビ信号を完全同期ホモダイ
ン検波して、周波数特性の平坦な復調出力を得るこが可
能な受信装置を提供するものある。
せずにＡＭ変ＩＮＴＳＣテレビ信号を完全同期ホモダイ
ン検波して、周波数特性の平坦な復調出力を得るこが可
能な受信装置を提供するものある。
課題を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明の受信装置は、広帯
域高周波増幅器と、受信信号の映像搬送波に同期するよ
うにＰＬＬ制御された電圧ｖ制御発振器とを入力とする
直交軸復調器によりホモダイン検波器を構成する。
域高周波増幅器と、受信信号の映像搬送波に同期するよ
うにＰＬＬ制御された電圧ｖ制御発振器とを入力とする
直交軸復調器によりホモダイン検波器を構成する。
作用
本発明は上記した構成によって、入力信号であるＡＭ変
！［ＮＴＳＣテレビ信号の残留側波帯部分を直交軸復調
器により除去することにより、ナイキストフィルタを使
用せずに周波数特性の平坦な復調出力を得ることを可能
とする。
！［ＮＴＳＣテレビ信号の残留側波帯部分を直交軸復調
器により除去することにより、ナイキストフィルタを使
用せずに周波数特性の平坦な復調出力を得ることを可能
とする。
実施例
以下本発明の一実施例の受信装置について、図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
第１図は本発明の一実施例の受信装置のブロック図を示
すものである。第１図において、１は広帯域高周波増幅
器、２は直交軸復調器、３は■Ｃ０１４は乗算器、５は
９０°移相器、６はＬＰＦ、７は直流増幅器、ａは高周
波信号入力端子、ｂは復調信号出力端子、Ｃは被変調信
号入力端子、ｄは局部発振信号入力端子である。直交軸
復調器２は、９０″′移相ハイブリッド２１．２２．０
′″移相分配器２３、乗算器２４．２５により構成され
ている。（Ｒ＆に■クオドラチュア・ハイブリッドのパ
ンフレットの応用例のイメージ除去ミキサより引用。） 以上のように構成された受信装置について、以下第１図
を用いてその動作を説明する。
すものである。第１図において、１は広帯域高周波増幅
器、２は直交軸復調器、３は■Ｃ０１４は乗算器、５は
９０°移相器、６はＬＰＦ、７は直流増幅器、ａは高周
波信号入力端子、ｂは復調信号出力端子、Ｃは被変調信
号入力端子、ｄは局部発振信号入力端子である。直交軸
復調器２は、９０″′移相ハイブリッド２１．２２．０
′″移相分配器２３、乗算器２４．２５により構成され
ている。（Ｒ＆に■クオドラチュア・ハイブリッドのパ
ンフレットの応用例のイメージ除去ミキサより引用。） 以上のように構成された受信装置について、以下第１図
を用いてその動作を説明する。
高周波信号入力端子ａから入力されたＡＭ変調ＮＴＳＣ
方式テレビ信号は、広帯域高周波増幅器１により増幅さ
れ被変調信号入力端子Ｃに入力される。一方ＶＣＯ３，
９０’移相器５１乗算器４゜ＬＰＦ６．直流増幅器７で
構成されるループにより、端子Ｃに入力される信号の映
像搬送波に周波数および位相が一致するようにＰＬＬ＠
ＪされたｖＣＯ３の出力は局部発振信号入力端子ｄに入
力される。なお、ｖＣＯの発振周波数は受信信号に応じ
て変化し、その周波数範囲は日本のテレビ放送を受信の
場合は９０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚである。
方式テレビ信号は、広帯域高周波増幅器１により増幅さ
れ被変調信号入力端子Ｃに入力される。一方ＶＣＯ３，
９０’移相器５１乗算器４゜ＬＰＦ６．直流増幅器７で
構成されるループにより、端子Ｃに入力される信号の映
像搬送波に周波数および位相が一致するようにＰＬＬ＠
ＪされたｖＣＯ３の出力は局部発振信号入力端子ｄに入
力される。なお、ｖＣＯの発振周波数は受信信号に応じ
て変化し、その周波数範囲は日本のテレビ放送を受信の
場合は９０ＭＨｚ〜７７０ＭＨｚである。
直交軸復調器の端子Ｃおよび端子ｄより入力された三信
号の差の周波数成分として復調されたＮＴＳＣ方式テレ
ビ信号が得られる。この際、残留側波帯部分はイメージ
成分として除去されて復調出力には現れないので、第６
図のように周波数特性の平坦な復調出力がナイキストフ
ィルタを必要とせずに得られることになる。
号の差の周波数成分として復調されたＮＴＳＣ方式テレ
ビ信号が得られる。この際、残留側波帯部分はイメージ
成分として除去されて復調出力には現れないので、第６
図のように周波数特性の平坦な復調出力がナイキストフ
ィルタを必要とせずに得られることになる。
このイメージ周波数除去の原理を以下に説明する。復調
しようとする被変調波の搬送波の周波数がｒＲ（角周波
数ωＲ）で、映像信号部分（周波数ｆｄ、角周波数ω、
）の残留側波帯でのイメージ周波数をｆ、（角周波数ω
１）とすると、ｆＲｒ、、ｆ、の間にはつぎの関係式が
成り立つ。
しようとする被変調波の搬送波の周波数がｒＲ（角周波
数ωＲ）で、映像信号部分（周波数ｆｄ、角周波数ω、
）の残留側波帯でのイメージ周波数をｆ、（角周波数ω
１）とすると、ｆＲｒ、、ｆ、の間にはつぎの関係式が
成り立つ。
ｆｄ−ｔＲ−ｆＲ−ｆ、 ・・・・・−（１
）端子Ｃより入力された信号【、およびｆｌは、９０°
移相ハイブリッドでＯ０移相および９０゜移相された三
信号に分配され、０°移移相骨であるＣＯ３（ｒ）、Ｉ
ＬおよびＣＯ３（ｄＨｔは乗算器２４に、９０６移相
成分であるｓｉｎω、むおよびｓｉｎω、１は乗算器２
５に入力される。また端子ｄに入力される信号は完全同
期検波なので周波数はｆＲで位相も入力の被変調波の搬
送波に一致しておりｃｏｓωＲｔとなる。この信号は０
″移相配器２３で分配され乗算器２４．２５にｃｏｓ
ωＲもが加えられる。従って、乗算器２４．２５からは
以下の各周波数成分が得られることになる。
）端子Ｃより入力された信号【、およびｆｌは、９０°
移相ハイブリッドでＯ０移相および９０゜移相された三
信号に分配され、０°移移相骨であるＣＯ３（ｒ）、Ｉ
ＬおよびＣＯ３（ｄＨｔは乗算器２４に、９０６移相
成分であるｓｉｎω、むおよびｓｉｎω、１は乗算器２
５に入力される。また端子ｄに入力される信号は完全同
期検波なので周波数はｆＲで位相も入力の被変調波の搬
送波に一致しておりｃｏｓωＲｔとなる。この信号は０
″移相配器２３で分配され乗算器２４．２５にｃｏｓ
ωＲもが加えられる。従って、乗算器２４．２５からは
以下の各周波数成分が得られることになる。
乗算器２４の出力
・・・・・・（５）
すなわち、ω、±ω３．ωｉ±ω８の４つの周波数成分
とその９０°移相成分とが現われ、そのヘクトル関係は
第３図のようになる。ここで、乗算器２４の出力を９０
＠移相し乗算器２５の出力をＯ″移相て９０’移相ハイ
ブリッド２２で合成すれば、イメージ周波数成分ω８−
ω１は除去される。復調信号ω、−ω８以外に、ω、十
ω３およびω１＋ω３の各周波数成分も発生するが、復
調信号の上限周波数と十倍以上離れているので復調後に
低減通過フィルタを接続することにより容易に除くこと
ができる。
とその９０°移相成分とが現われ、そのヘクトル関係は
第３図のようになる。ここで、乗算器２４の出力を９０
＠移相し乗算器２５の出力をＯ″移相て９０’移相ハイ
ブリッド２２で合成すれば、イメージ周波数成分ω８−
ω１は除去される。復調信号ω、−ω８以外に、ω、十
ω３およびω１＋ω３の各周波数成分も発生するが、復
調信号の上限周波数と十倍以上離れているので復調後に
低減通過フィルタを接続することにより容易に除くこと
ができる。
以上のように本実施例によれば、広帯域高周波増幅器と
受信信号の映像搬送波にＰＬＬ同期した電圧制御発振器
と直交軸復調器Ｉ器とで、完全同期ホモダイン復調器を
構成することにより、ナイキストフィルタを１吏用せず
に周波数特性の平坦な復調出力を得ることができる。
受信信号の映像搬送波にＰＬＬ同期した電圧制御発振器
と直交軸復調器Ｉ器とで、完全同期ホモダイン復調器を
構成することにより、ナイキストフィルタを１吏用せず
に周波数特性の平坦な復調出力を得ることができる。
以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第２図は本発明の第２の実施例を示す受信装置のブロッ
ク図である。同図において、１は広帯域高周波増幅器、
２は直交軸復調器で、以上は第１図の構成と同様なもの
である。第１図の構成と異なるのは、インピーダンス変
換器８．ＬＰＦ６゜直流増幅器７．ｖＣＯ３，乗算器２
５で構成されるループによりＰＬＬ回路を構成している
点てあ上記のように構成された受信装置について、以下
その動作を説明する。
ク図である。同図において、１は広帯域高周波増幅器、
２は直交軸復調器で、以上は第１図の構成と同様なもの
である。第１図の構成と異なるのは、インピーダンス変
換器８．ＬＰＦ６゜直流増幅器７．ｖＣＯ３，乗算器２
５で構成されるループによりＰＬＬ回路を構成している
点てあ上記のように構成された受信装置について、以下
その動作を説明する。
高周波信号入力端子ａから入力されたＡＭ変調ＮＴＳＣ
方式テレビ信号は、広帯域高周波増幅器ｌにより増幅さ
れ被変調信号入力端子Ｃに入力される。一方、９０’移
相ハイブリッド２１により乗算器２５偏に９０’移相し
た信号が入力される。
方式テレビ信号は、広帯域高周波増幅器ｌにより増幅さ
れ被変調信号入力端子Ｃに入力される。一方、９０’移
相ハイブリッド２１により乗算器２５偏に９０’移相し
た信号が入力される。
乗算器２５にはＯ°移相分配器を通してＶＣＯ３の出力
も印加されている。従って、乗算器２５の出力が零の時
、端子Ｃに入力される受信信号の映像搬送波とｖＣ○３
の出力の周波数および位相は一致していることになる。
も印加されている。従って、乗算器２５の出力が零の時
、端子Ｃに入力される受信信号の映像搬送波とｖＣ○３
の出力の周波数および位相は一致していることになる。
すなわら乗算器２５の出力をＬＰＦ６．直流増幅器７を
通してＶＣＯ３を制御するＰＬＬループを構成すれば、
第１図のＶＣＯ３，９０”移相器５１乗算器４．ＬＰＦ
６直流増幅器７で構成されるＰＬＬループと同様の動作
をする。なお、インピーダンス変換器８は直交軸復調器
２の動作に支障を与えずに、乗算器２５の出力から信号
を取り出すために付加したもので、高入力インピーダン
スのエミッタ・ホロワ回路等を使用する。直交軸復調器
の動作については第１図の場合と同等である。
通してＶＣＯ３を制御するＰＬＬループを構成すれば、
第１図のＶＣＯ３，９０”移相器５１乗算器４．ＬＰＦ
６直流増幅器７で構成されるＰＬＬループと同様の動作
をする。なお、インピーダンス変換器８は直交軸復調器
２の動作に支障を与えずに、乗算器２５の出力から信号
を取り出すために付加したもので、高入力インピーダン
スのエミッタ・ホロワ回路等を使用する。直交軸復調器
の動作については第１図の場合と同等である。
以上のように、直交軸復調器中の二個の乗算器の内、高
周波入力信号が９０＠移相して印加される方の乗算器出
力により■ＣＯを受信信号の映像搬送波に同期するよう
にＰＬＬ制御して、完全同期ホモダイン検波することに
より、ナイキストフィルタを使用せずに周波数特性の平
坦な復調出力を得ることができると同時に、乗算器およ
び９０′″し相器を各１個減らすことが可能となり回路
の簡素化により低コスト化・高性能化を図ることができ
る。
周波入力信号が９０＠移相して印加される方の乗算器出
力により■ＣＯを受信信号の映像搬送波に同期するよう
にＰＬＬ制御して、完全同期ホモダイン検波することに
より、ナイキストフィルタを使用せずに周波数特性の平
坦な復調出力を得ることができると同時に、乗算器およ
び９０′″し相器を各１個減らすことが可能となり回路
の簡素化により低コスト化・高性能化を図ることができ
る。
発明の効果
以上のように本発明は、広帯域高周波増幅器と受信信号
の映像搬送波にＰＬＬ同期した電圧制御発振器と直交軸
復調器とで、完全同期ホモダイン復調器を構成すること
により、高」波設において実現の困難なナイキストフィ
ルタを使用せずに周波数特性の平坦な復調出力を得るこ
とができる。
の映像搬送波にＰＬＬ同期した電圧制御発振器と直交軸
復調器とで、完全同期ホモダイン復調器を構成すること
により、高」波設において実現の困難なナイキストフィ
ルタを使用せずに周波数特性の平坦な復調出力を得るこ
とができる。
第１図は本発明の第１の実施例における受信装置のブロ
ック図、第２図は本発明の第２の実施例における受信装
置のブロック図、第３図は直交軸復調器の動作を説明す
るためのベクトル図、第４図は従来の受信装置のブロッ
ク図、第５図は復調信号の振幅特性の周波数特性図（ナ
イキストフィルタ無しの場合）、第６図は復調信号の振
幅特性の周波数特性図（ナイキストフィルタ有りの場合
）である。 １・・・・・・広帯域高周波増幅器、２・・・・・・直
交軸復調器、３・・・・・・ＶＣ○、４・・・・・・乗
に器、５・・・・・・９０″′移相器、６・・・・・・
ＬＰＦ、７・・・・・・直流増幅器、２１゜２２・・・
・・・９０１＃多相ハイフ゛リツド、２３・・・０１率
多相分配器、２４．２５・・・乗算器、ａ・・・・・・
高周波信号入力端子、ｂ・・・・・・復調信号出力端子
、Ｃ・・・・・・被ＩＩ図 ！ −・ ４、２４．２５ α −−− −ｍ− 広％戚唇ｆｆ１漬壇堪６ ｌｉｌ 交 紬 償 調 巳 電圧ｐ）儒奏諷唇 ｌｉｌ る 瓢屑波１！テ入７＋堝子 １！調１茗号田方１畠子 役変！＃Ｉ信号入力堵子 鳩部発ｙｆｉ層彎入力πｉ子 第 図 インピーリンス変決舊 第 図 ５ｉｎ（ωｄ啼ωＲ）て ｓｉｎ （ｗｉ □ｕ＊）ｔ Ｓｉｎ（ｕｊ−ｕ、＋＊）ｔ −３ｒｎ（（ト）Ｒ−顕）ｔ
ック図、第２図は本発明の第２の実施例における受信装
置のブロック図、第３図は直交軸復調器の動作を説明す
るためのベクトル図、第４図は従来の受信装置のブロッ
ク図、第５図は復調信号の振幅特性の周波数特性図（ナ
イキストフィルタ無しの場合）、第６図は復調信号の振
幅特性の周波数特性図（ナイキストフィルタ有りの場合
）である。 １・・・・・・広帯域高周波増幅器、２・・・・・・直
交軸復調器、３・・・・・・ＶＣ○、４・・・・・・乗
に器、５・・・・・・９０″′移相器、６・・・・・・
ＬＰＦ、７・・・・・・直流増幅器、２１゜２２・・・
・・・９０１＃多相ハイフ゛リツド、２３・・・０１率
多相分配器、２４．２５・・・乗算器、ａ・・・・・・
高周波信号入力端子、ｂ・・・・・・復調信号出力端子
、Ｃ・・・・・・被ＩＩ図 ！ −・ ４、２４．２５ α −−− −ｍ− 広％戚唇ｆｆ１漬壇堪６ ｌｉｌ 交 紬 償 調 巳 電圧ｐ）儒奏諷唇 ｌｉｌ る 瓢屑波１！テ入７＋堝子 １！調１茗号田方１畠子 役変！＃Ｉ信号入力堵子 鳩部発ｙｆｉ層彎入力πｉ子 第 図 インピーリンス変決舊 第 図 ５ｉｎ（ωｄ啼ωＲ）て ｓｉｎ （ｗｉ □ｕ＊）ｔ Ｓｉｎ（ｕｊ−ｕ、＋＊）ｔ −３ｒｎ（（ト）Ｒ−顕）ｔ
Claims (2)
- （１）９０゜移相ハイブリッドにより第一の乗算器の第
一の入力端子には０゜移相した信号を、第二の乗算器の
第一の入力端子には９０゜移相した信号を入力し、第一
および第二の乗算器の第二の入力端子には０゜移相分配
器により同相の信号を加え、９０゜移相ハイブリッドに
より第一の乗算器の出力を９０゜移相し、第二の乗算器
の出力を０゜移相して合成して出力する構成とした直交
軸復調器に、広帯域高周波増幅器の出力信号と、受信信
号の搬送波に位相同期するように制御された電圧制御発
振器の発振信号とを入力して完全同期ホモダイン検波す
ることを特徴とする受信装置。 - （２）直交軸復調器中の二個の乗算器の内、入力信号が
９０゜移相ハイブリッドにより９０゜移相して印加され
る方の乗算器の出力で電圧制御発振器の発振信号を受信
信号の搬送波に位相同期するように制御して、完全同期
ホモダイン検波することを特徴とした請求項１記載の受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18901488A JPH0237810A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18901488A JPH0237810A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0237810A true JPH0237810A (ja) | 1990-02-07 |
Family
ID=16233858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18901488A Pending JPH0237810A (ja) | 1988-07-28 | 1988-07-28 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0237810A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04354406A (ja) * | 1991-05-31 | 1992-12-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Ｓｓｂ復調回路 |
-
1988
- 1988-07-28 JP JP18901488A patent/JPH0237810A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04354406A (ja) * | 1991-05-31 | 1992-12-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Ｓｓｂ復調回路 |
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