JP2603699B2 - デュアル枝路受信機 - Google Patents

デュアル枝路受信機

Info

Publication number
JP2603699B2
JP2603699B2 JP63218645A JP21864588A JP2603699B2 JP 2603699 B2 JP2603699 B2 JP 2603699B2 JP 63218645 A JP63218645 A JP 63218645A JP 21864588 A JP21864588 A JP 21864588A JP 2603699 B2 JP2603699 B2 JP 2603699B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
phase
mixers
sum
dual branch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP63218645A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS6472624A (en
Inventor
カー・セン・チャン
Original Assignee
フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ filed Critical フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ
Publication of JPS6472624A publication Critical patent/JPS6472624A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2603699B2 publication Critical patent/JP2603699B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
    • H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H04B1/302—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers for single sideband receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0025—Gain control circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0029—Loop circuits with controlled phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は利得及び位相訂正されるデュアル枝路受信機
に関する。
デュアル枝路受信機自体は既知であり、例えば米国特
許明細書第4,633,315号（特開昭59−186431号（特願昭5
9−65655号））に開示されており、その第１図にはテレ
ビジョン信号用のデュアル枝路受信機が示されており、
この受信機は第１及び第３ミキサ並びに第２及び第４ミ
キサで構成した第１並びに第２枝路を具え、信号入力端
子を第１及び第２ミキサに結合し、これらミキサにはr.
f.局部発振手段の同相及び直交位相出力を結合する。r.
f.発振器周波数（ωｏ）は入力搬送周波数（ωｃ）から
Δωだけオフセットされ、Δωはできるだけ小さい値と
するが２π×100ラジアン／秒より小さいが２π×200ラ
ジアン／秒を超えないようにすると好適である。入力信
号は混合されてベースバンドに低下され、ローパス濾波
され、第３及び第４ミキサにおいて他の中間周波数局部
発振手段の直交関連出力を用いて周波数アップ変換さ
れ、第１及び第２枝路における同相及び直交位相信号を
加算回路及び差回路に供給し、これによりビデオ及び音
声信号を得ることができる。入力信号を真に同一ではな
い２つの個別の通路に分割することは、それぞれの信号
がこれら通路間の利得及び位相差の影響を受けることを
意味する。かかる不平衡により妨害及び歪を生ずる。
前記米国特許第4,633,315号では２つの通路間の不平
衡を訂正するようにする。制御に使用される誤差信号は
周波数アップ変換された（又は再変調された）信号にお
ける画像成分の振幅及び位相の偏差から導出される。前
記米国特許の第１図に開示された実施例は画像（ビデ
オ）搬送波信号Ｖを基準として用いる。この搬送波信号
は狭帯域位相ロックループ（PLL）に供給して、同相搬
送波及び90゜移相された搬送波を、検出された搬送波と
して発生させる。これら２つの検波搬送波は差回路の出
力Ｖをも供給されるそれぞれの同期復調器に供給され
る。同期復調器の出力をローパス濾波してdc電圧を発生
させる。同相搬送波を用いて位相同期ループから導出し
たdc電圧は振幅制御回路に供給し、この振幅制御回路は
供給された発振器混合信号を増幅することにより第４ミ
キサの混合利得を制御する。90゜移相PLL信号を用いて
導出したdc電圧は２つのIF発振器信号間の位相直交関係
の偏差を実現することによって位相制御を行うのに使用
される。
この既知のデュアル枝路受信機の数学的解析によれ
ば、dc制御電圧に存在する脈動成分があり、この脈動は
大抵の作動状態のもとでは無視できる。しかし、変調信
号がオフセット周波数Δωと同一に近い周波数の成分を
有する状態においては、利得偏差を訂正するため誤差信
号において極めて大きい脈動を生ずる恐れがある。かか
る大きい脈動の存在により訂正ループにおいて不安定状
態が起こる。
狭帯域位相ロックループの使用により、受信機はテレ
ビジョン受信機では許容される比較的長いアクイジショ
ン時間を有することとなる。しかしかかる長いアクイジ
ション時間は自動車無線受信機の如き他の用途において
は許容できない。
本発明の目的はデュアル枝路受信機の利得訂正ループ
の不安定の恐れを低減するデュアル枝路受信機を提供す
るにある。
かかる目的を達成するため本発明は、デュアル枝路受
信機であって、搬送周波数（ωｃ）を有する入力信号用
の信号入力端子と、第１及び第３ミキサを設けた第１枝
路と、第２及び第４ミキサを設けた第２枝路とを具え、
第１及び第２ミキサが信号入力端子に結合した信号入力
端子を有し、更にデュアル枝路受信機が、第１及び第２
ミキサに結合される局部発振信号（ωｌ）を発生する第
１局部発振器と、第２ミキサに対する信号通路の一方に
配設される第１の90゜移相回路とを具え、第３及び第４
ミキサを第１及び第２ミキサに結合して、ダウン・コン
バートされた信号を受信するようにし、更にデュアル枝
路受信機が、第３ミキサに結合されかつ直交移相回路を
介して第４ミキサに結合される第２局部発振器と、第３
及び第４ミキサの出力端子における信号の和を得るため
の加算手段と、第３及び第４ミキサの出力端子における
信号の間の差を得るための差手段と、信号通路における
利得及び位相誤差を訂正する訂正手段とを具え、訂正手
段を加算及び差手段に結合してその出力を転送すること
により中心周波数２Δω（但しΔωは（ωｌ−ωｃ）に
等しい）の項を有する信号を発生するよう構成したこと
を特徴とする。
本発明は、前記米国特許明細書に開示されたデュアル
枝路受信機において不所望な脈動は和信号における所望
成分（Sw）及び差信号における所望成分（Dw）の積に起
因することを認識し、これを基礎として為したものであ
る。従って脈動はdc制御信号中には生じない積SwDwによ
って防止できる。これに代えて和及び差信号を適切に変
換して、中心周波数が２Δωの信号を用いて利得及び位
相訂正信号を発生するようにする。
本発明の実施例では和及び差信号の変換には訂正手段
において同時に行われる一連の３つの主要動作が含まれ
る。第１の動作においては第１手段が差信号（DIFF）又
は和信号（SUM）をそれ自体と乗算し、即ちDIFF×DIFF
又はSUM×SUMを行い、この積を、dc及び高周波は阻止す
るが２Δωを中心周波数とする信号を通過する第１濾波
手段に供給する。
第２の同時動作においては第２手段によりDIFF信号に
SUM信号を乗算し、即ちDIFF×SUMを行い、この積を、２
Δωを中心周波数とする信号を通過しかつdc及び高周波
を阻止する第２濾波手段に供給する。第１及び第２濾波
手段の出力を混合し、その出力はローパス濾波され、dc
利得訂正信号を発生させる。
和信号及び90゜移相された差（DIFF90゜）信号又は差
信号及び90゜移相された和（SUM90゜）信号を第３手段
において互いに乗算し、その積を、２Δωを中心周波数
とする信号を通過しかつdc及び高周波を阻止する第３濾
波手段に供給する。第１及び第３濾波手段の出力を互い
に乗算し、その出力をローパス濾波してdc位相訂正信号
を発生させる。
和又は差信号の90゜位相推移は広帯域位相ロックルー
プを用いることによって実現できる。広帯域位相ロック
ループの使用により、自動車無線受信機の如きチャンネ
ルのダイナミックスイッチングを含む用途に好適な短い
アクイジション時間が実現可能となる。
利得訂正信号は一方の枝路に設けた調整可能利得増幅
器に供給し、他方の枝路に一定利得増幅器を設ける。位
相訂正信号は直交移相回路に供給し、この直交移相回路
は供給された信号に応答してその出力間の相対位相を調
整する。
以下図面につき本発明の実施例を説明する。
第１図に示した受信機は到来する搬送波被変調信号を
受信する入力端子10を具える。変調の形式は振幅変調
（AM）、周波数変調（FM）及び位相変調（PM）を含む角
度変調又は単側帯波（SSB）とすることができる。ここ
では説明を簡明にするため、実施例としてFM変調用のデ
ュアル枝路受信機を示す。かかる受信機構成はAM,PM及
びSSB復調に適用できる。
到来信号は２つの個別枝路12,14に分割される。枝路1
2は第１ミキサ16と、ローパスフィルタ18と、第３ミキ
サ20とを具え、かつ枝路14は第２ミキサ17と、ローパス
フィルタ19と、第４ミキサ21とを具える。加算回路22及
び差（減算）回路24は第３及び第４ミキサ20及び21によ
って供給される信号を受信する入力端子を有する。
通常のデュアル枝路受信機における如く、到来信号は
同相信号Ｉ及び直交位相信号Ｑと称される１対の直交ベ
ースバンド信号に変換される。この変換は、局部発振器
26の出力を直交関係でミキサ16,17に供給することによ
りミキサ16,17によって行われる。直交関係の出力は移
相回路28によって発生させる。局部発振器26の周波数は
到来信号の搬送波周波数から100Hzだけ相違させる。
前記フロントエンド構成に代わる図示しない例では移
相回路28を入力端子10に接続し、それぞれの枝路に直交
出力を発生させるようにする必要がある。この代替構成
では局部発振器26をミキサ16,17に直接接続する。
再び第１図に戻り、ミキサ16,17における周波数ダウ
ン変換の積は信号11及びQ1を含む。これら信号は、原理
的にチャンネル選択用に作動するローパスフィルタ18,1
9にそれぞれ供給する。濾波によって生じた信号I2,Q2は
第３及び第４ミキサ20及び21において適当な低い中間周
波数（IF）に再変調アップ（即ち周波数アップ変換）さ
れる。第２の局部発振器30により移相回路32に供給する
IF搬送波周波数を発生させる。再変調によって生じた信
号I3及びQ3は増幅器34及び35における増幅の後加算回路
22及び差回路24にそれぞれ供給する。FM検波器に供給す
る出力は端子36から導出し、本例ではこの出力端子を差
回路24の出力端子に接続する。
信号I2,Q2を再変調アップすることにより真の乗算器
の代わりに普通のミキサを使用することが可能となる。
濾波されたI2,Q2信号を復調するのに直接使用すること
が要求される場合かかる乗算器は、特に、高いダイナミ
ックレンジを有することを必要とされる場合実現するの
が難しい。さらに、FM復調のためミリッタ（図示せず）
を使用して不所望の振幅変調を抑圧できる。最後に、到
来信号を２つの個別のチャンネルにおいて処理すること
に起因して生ずる利得及び位相の偏差を訂正するための
誤差信号は再変調された信号から容易に導出できる。
FM信号におけるかかる利得及び位相の偏差の影響を次
に数学的に説明する。
第１図には受信機の種々の点における信号を示してあ
る。到来FM信号を Vi＝Ecos（ωct＋φ（ｔ）） （１） によって表され、ここで ωｃは伝送された搬送波の角周波数であり、φ（ｔ）
は φ（ｔ）＝ψ∫ｆ（ｔ）dt によって表される位相関数の形態の情報であり、ψはピ
ーク周波数偏差であり、ｆ（ｔ）は変調信号である。
第１直交混合段の入力ポート及び分割接合における漂
遊リアクチブ成分に起因して第１ミキサ16における入力
信号は第２ミキサ17における信号の遅延された信号とな
り、 Vi′＝Ecos（ωｃ（ｔ−γ）＋φ（ｔ−γ）） Ecos（ωｃ＋φ（ｔ）−α） （２） となり、ここでγは２つの枝路の間の遅れであり、α＝
ωｃγは遅れγに起因する過大又は過剰な位相であり、
αは搬送波周波数に左右される。ミキサ16,17に供給さ
れる局部発振器26からの２つの信号を VLO1I＝cos（ωot＋δ） （３） VLO1Q＝sin（ωot） （４） で表し、ここでωｏは局部発振器26の角度周波数であ
り、δは90度移相回路28の直交関係からの偏差である。
ミキサ16,17による混合後、出力信号 が得られる。
チャンネル選択ローパスフィルタ18及び19による濾波
の後出力信号 が得られ、ここでΔω＝ω０−ωｃはオフセット周波数
であり、GI及びGQはＩ及びＱチャネルの増幅係数であ
り、θ＝α＋δは位相偏差に起因する過剰位相である。
信号I2及びQ2は第３及び第４ミキサ20及び21によりψ
１の角度IF周波数に再変調されるので、ミキサ20及び21
の出力は となり、ここでβは第２直交変調器における90度移相回
路32の直交関係からの位相偏差である。
中間周波数ωｌにおける被変調FM信号を再生するた
め、２つの信号I3及びQ3を回路22又は24において加算す
るか又は減算することにより が得られ、ここでGn＝GQ/GIはGIにつき正規化された利
得係数である。
式（11）及び（12）のSUM及びDIFF信号は次の如く変
換でき 利得及び位相偏差の存在に起因して式（13）及び（1
4）の第２項によって表されるSUM及びDIFF信号において
付加的不所望画像信号が発生する。式（13）及び（14）
は第２及び３図に示す如く示すことができ、第２図はSU
M信号を示し第３図は差信号（DIFF）を示す。不所望画
像信号は破線で示す。
利得及び位相偏差によって生ずる不所望画像信号の存
在により、再生されたオーディオ出力においていわゆる
ホイッスル（whistle）トーン及び歪が生ずる。変調が
存在しない場合ホイッスルトーンの周波数の周波数はオ
フセット周波数Δωの２倍に対応する。このホイッスル
トーンはユーザにとって極めて厄介なものと考えられ、
極めて低いレベル、例えば、、ピーク偏差において600H
zに対し−50dBより小さくする必要がある。
ホイッスルトーンの問題は、送信された搬送波及び発
振器周波数の間に周波数オフセットがない場合即ちΔω
＝０である場合には起こらない。しかしこの形式の実際
の受信機では２つの信号路12,14の間にac結合を導入し
て、種々の回路のダイナミックレンジを低減するdcオフ
セット電圧の累積を防止する必要がある。更にac結合に
よりデュアル枝路直接変換受信機において著しいオーデ
ィオ歪を生ずる恐れがある。ac結合によって生ずるオー
ディオ歪を低減する一つの方法は意図的に低いオフセッ
ト周波数例えば100Hzを導入することである。オフセッ
ト周波数の値は下記の２つの理由のためできるだけ小さ
く維持する。即ち（ｉ）人間の聴取レスポンスにおいて
極めて低い周波数に対する不感性、及び（ii）選択フィ
ルタ18及び19によるこのオフセット周波数を収容するに
必要な帯域幅伸長を最小にすること。
式（13）及び（14）において示される如く、SUM及びD
IFFに対応する不所望画像の振幅は利得及び位相偏差の
目安となる。言い換えれば、不所望画像信号が抑圧され
た場合、利得及び位相偏差が訂正される。第１図は利得
及び位相偏差の目安として画像レベルを使用する既知の
方法を示す。
この方法について説明する前に、関連する回路素子を
説明する。加算回路22からのSUM信号は狭帯域位相ロッ
クループ38に供給し、この位相ロックループは２つの機
能、即ち検波搬送波として使用するための搬送波周波数
を選択する機能と、利得訂正において使用するための同
相検波搬送波及び位相訂正において使用するための直交
位相推移検波搬送波を発生する機能とを有する。
差回路24の出力は同期復調器40,41に供給する。同相
検波搬送波は復調器40に供給され、直交位相検波搬送波
は復調器41に供給される。復調器40,41の出力はローパ
スフィルタ42,43に供給して訂正信号を求め、この信号
は増幅器44,45でそれぞれ増幅した後、増幅器34に供給
してその利得を変化させ、かつ移相回路32に供給してそ
の出力端子におけるIF搬送波の相対位相を変化させる。
この方法の基礎はSUM及びDIFF信号を互いに乗算する
ことにあり、 SUM×（SwDu＋SuDw）＋（SwDw＋SuDu） （15） 但し Sw＝SUMにおける所望信号成分 Su＝SUMにおける不所望信号成分 Dw＝DIFFにおける所望信号成分 Du＝DIFFにおける不所望信号成分。
式（15）の第１括弧内の項はdc信号を生じ、 式（16）によって与えられるdc電圧は増幅器34の利得
を調整することによって利得偏差を調整する制御信号を
形成し、増幅器35の利得は一定である。しかしこの所望
のdc誤差信号に加え、式（15）の第２括弧内の項によっ
て示される不所望脈動信号も存在する。実際上SuDu項に
よって導入される脈動信号は小さいので無視できる。そ
の結果脈動信号は次式 によって与えられる。
式（17）から明らかなように、変調信号φ（ｔ）がオ
フセット周波数Δωにほぼ等しい周波数の成分を有する
場合、利得偏差を訂正するための誤差信号において極め
て大きい脈動が生ずる恐れがある。この大きい脈動信号
により訂正ループが不安定となり、これは利得訂正のた
めの制御信号を導出するこの方法の主な欠点の１つとな
る。
また位相偏差を訂正する制御信号は同様な態様におい
ても導出できるが、この場合SUM又はDIFF信号を90度だ
け移相する必要がある。SUM信号が第１図に示す如く90
度推移されたと仮定すると、 SUM90×DIFF＝（S90wDu＋S90uDw） ＋（S90wDw＋S90uDu） （18） 但しSUM90は90度でだけ移相されたSUM信号である。
式（15）の如く式（18）の第１括弧内の項はdc制御信
号を形成し、一方、第２括弧内の項は不所望な脈動信号
を示す。dc成分を一層綿密に試験することにより が得られる。
式（19）及び（20）は２つのdc信号の極性が反対であ
ることを示し、従ってこれから得られる制御信号はゼロ
に近くなる。これを避けるため式（18）の第１括弧内の
２つのdc項の一方を濾波により除去する必要がある。こ
れは第１図に示した狭帯域位相同期ループ38を使用して
SUM信号を濾波することによって便宜に行われる。また
この位相同期ループはSUM信号に対する90度移相回路と
して作動させはることができる。しかし、狭帯域位相ロ
ックループを必要とすることにより、特に低いオフセッ
ト周波数が選択された場合位相訂正ループに対するアク
イジョン時間が過大になる。
第４及び５図においては本発明の受信機は、Sw及びDw
の積がdc制御信号に現れる第１図につき説明した受信機
に比べ変調の存在下における制御信号の脈動レベルを大
幅に低減することを目的とする。
SUM又はDIFFにおける画像信号は利得及び位相のずれ
の振幅の目安として使用できる。これを例示する目的の
ためDIFF信号を選択する。第４図から明らかなように、
DIFF信号は第１乗算器46においてそれ自体と乗算され、
第２乗算器49においてSUM信号と交さ乗算される。これ
ら乗算の結果は次の通りである。
（ｉ）DIFF×DIFF DIFF×DIFF＝（DuDu＋DwDw）＋（DuDw＋DwDu） （21） 式（21）の第１括弧内の項はdc信号及び中心周波数２
ωｌの信号を発生し、 である。式（21）の第２括弧内の項は中心周波数２Δω
及び２ωｌの信号を発生し、 である。
式（22）及び（23）に示された大きいdc信号はハイパ
スフィルタ47によって阻止され、一方、中心周波数２ω
ｌの信号は第４図に示す如くローパスフィルタ48によっ
て除去される。実際上、フィルタ47及び48はCR（コンデ
ンサ−抵抗）ハイパス回路網及びRCローパス回路網によ
って実現する。式（24）における中心周波数２Δωの信
号は以下に述べる所要の制御信号を導出するのに使用さ
れる。
（ii） DIFF×SUM DIFF×SUM＝（SwDu＋SuDw）＋（SwDw＋SuDu） （25） 式（25）の第１括弧内の項はdc信号及び中心周波数２
ωｌの信号を発生する。同様に、dc信号はハイパスフィ
ルタ50によって阻止され、かつ２ωｌ項は第４図に示し
たローパスフィルタ51によって除去される。
式（25）の第２括弧内の項は中心周波数２Δωの信号
を発生し、かつ２ωｌ項は濾波され２Δω項のみ残る。
更に、信号（SwDw）が（SuDu）より遥かに大きいと仮定
すると、これから得られる中心周波数２Δωの信号は近
似的に となる。
式（24）及び（26）によって与えられる濾波された
（DIFF×DIFF）及び濾波された（DIFF×SUM）からの中
心周波数は乗算器52において互いに乗算され となる。
式（27）から明らかなように、dc項は中心周波数４Δ
ωにおける脈動項と同一ピーク値を有する。式（27）の
所望の信号は一層簡単化して とすることができる。
式（28）のdc信号はローパスフィルタ53による濾波
後、利得偏差を訂正するための制御信号として使用でき
る。式（28）から明らかなように、Ｉ及びＱチャンネル
間の利得の不平衡が存在しない場合Gnは１となり、制御
信号EGはゼロになる。
位相訂正のためには、（DIFF×SUM）を遂行する前にS
UM又はDIFF信号を90度だけ位相推移する必要がある。こ
の位相推移を達成する便宜な手段は広帯域位相ロックル
ープ54を使用することである。更に、（DIFF×DIFF）の
場合（SUM×SUM）に対して使用されているのと同一信号
につきこの位相推移を行わせると好適である。この場
合、広帯域位相ロックループ54はこの位相ロックループ
54における電圧制御発振器（VCO）の入力端からの復調
された信号を後段の適当なローパスフィルタ66を介して
送出するようにすることによりFM復調器として作動させ
ることもでき、これによりハードウエアが簡単化され
る。第１図につき前述した既知の受信機における狭帯域
位相ロックループの使用と異なり、広帯域位相ロックル
ープ54によっては、位相訂正ループにおける著しいアク
イジション遅れは導入されない。
図示の例ではDIFF信号は90度だけ推移されるので DIFF90×SUM＝（SwD90u＋SuD90w） ＋（SwD90w＋SuD90u） （29） となる。
前述した如く、式（29）の第１括弧内の項によりdc及
び２ωｌにおける信号が発生する。これら信号は使用さ
れず、ハイパスフィルタ56及びローパスフィルタ57の組
合せによって除去される。中心周波数２Δにおける所望
信号は式（29）の第２括弧内の項から発生する。同様に
（SuD90u）項を無視すると、（SwD90w）は となる。濾波された（SwD90w）に対し乗算器58において
乗算が行われた場合、その結果得られる信号は となる。
式（31）から明らかなように、所望のdc信号のピーク
振幅は不所望脈動信号のピーク振幅と同じである。３角
関数の走査によって処理した後、位相偏差に対する所望
dc誤差信号εPHは となる。式（32）は、γｄがゼロのとき、式（32）によ
って与えられる位相訂正のための制御信号もゼロになる
ことを示す。
γｄは γｄ＝β−θ＝β−（α＋δ） （33） として定義されることに注意する必要がある。
従って第１移相回路28によって導入される位相偏差
（δ）及び信号路における過剰な位相（α）は、第５図
の完全なブロック図に示す如くγｄをゼロに等しくする
ような（β）の値を発生するよう第２移相回路32を適切
に調整することによって訂正できる。
簡潔の目的のため第５図について詳細な説明は行わ
ず、その理由はその基本構造及び動作は第１及び４図か
ら容易に認識できるからである。
しかし第５図に示した受信機は多数の付加的要素を有
する。加算回路22及び差回路24の出力端子はバンドパス
フィルタ60及び61にそれぞれ接続する。信号路において
バンドパスフィルタ60及びミキサ46の間に可変利得増幅
器62を接続する。バンドパスフィルタ60,61には信号形
成装置即ちリミッタ63,64を接続する。形成装置63の出
力端子は位相ロックループ54に接続し、形成装置64の出
力端子はミキサ49,55に接続する。
可変利得増幅器62に対する制御信号はミキサ46の出力
端子から導出され、ローパスフィルタ65において濾波さ
れる。利得及び位相偏差を訂正するための制御信号が式
（28）及び（32）におけるＫ＝（＝（GIE/4）２）に対
する値を規定する受信信号の振幅の変化に感応するとい
う事実に起因して付加的な利得制御が必要になる。増幅
器62による付加的自動利得制御の導入により制御信号
は、受信信号の振幅の変化とは独立に維持される。図示
の実施例では自動利得制御（AGC）のための誤差信号は
式（21）の（DwDw＋DuDu）項の直流信号から容易に導出
される。ローパスフィルタ65における濾波後このdc信号
は増幅器62の利得を制御するのに使用できる。代案とし
てAGC制御信号は到来信号の振幅変化に従ってＩ及びＱ
チャンネルの振幅レベルを調整するのにも使用でき、即
ち調整可能利得増幅器（図示せず）を、信号路を分割す
る以前又はＩ及びＱ通路における適切な位置に接続でき
る。
デュアル枝路受信機における利得及び位相を訂正する
ための制御信号の導出は、信号濾波用の狭帯域位相ロッ
クループの使用を必要とせず、信号アクイジションの不
明確さの影響を受けない。
また、変調の存在下における制御信号と関連する不所
望脈動の振幅は第１図につき説明した既知の受信機のも
のより遥かに小さい。従って、これら制御信号のローパ
ス濾波に使用されるフィルタの時定数を一層小さくでき
る。
また制御信号を導出する方法も既知の方法に比べ遥か
に融通性に富み、その理由は本発明によって作製した受
信機において使用されるローパスフィルタ及びハイパス
フィルタを、過剰なアクイジション時間を導入すること
無しに不所望脈動信号の低減改善を最適化できることで
ある。
本発明の原理を説明するのに乗算機能を説明したが、
この機能は普通のスイッチングミキサ、例えば、平衡ミ
キサを用いて実現することもできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は米国特許第4,633,315号明細書に開示された形
式のデュアル枝路受信機の概要を示すブロック図、 第２及び３図は和及び差信号の包絡線を示す図、 第４図は本発明の受信機にデュアル枝路受信機において
利得及び位相訂正信号を得る方法を示すブロック図、 第５図は本発明によるデュアル枝路受信機を示すブロッ
ク図である。 10……入力端子、12,14……枝路 16,17……ミキサ、18,19……ローパスフィルタ 20,21……ミキサ、22……加算回路 24……差回路、26……局部発振器 28……移相回路、30……局部発振器 32……移相回路、34,35……増幅器 38……狭帯域位相ロックループ 40,41……同期復調器、42,43……ローパスフィルタ 44,45……増幅器、46……乗算器 47……ハイパスフィルタ 48……ローパスフィルタ、49……乗算器 50……ハイパスフィルタ、51……ローパスフィルタ 53……ローパスフィルタ 54……広帯域位相ロックループ 56……ハイパスフィルタ、57……ローパスフィルタ 58……乗算器 60,61……バンドパスフィルタ 62……可変利得増幅器、63,64……リミッタ 65,66……ローパスフィルタ

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】デュアル枝路受信機であって、搬送周波数
    （ωｃ）を有する入力信号用の信号入力端子と、第１及
    び第３ミキサを設けた第１枝路と、第２及び第４ミキサ
    を設けた第２枝路とを具え、第１及び第２ミキサが信号
    入力端子に結合した信号入力端子を有し、更にデュアル
    枝路受信機が、第１及び第２ミキサに結合される局部発
    振信号（ωｌ）を発生する第１局部発振器と、第２ミキ
    サに対する信号通路の一方に配設される第１の90゜移相
    回路とを具え、第３及び第４ミキサを第１及び第２ミキ
    サに結合して、ダウン・コンバートされた信号を受信す
    るようにし、更にデュアル枝路受信機が、第３ミキサに
    結合されかつ直交移相回路を介して第４ミキサに結合さ
    れる第２局部発振器と、第３及び第４ミキサの出力端子
    における信号の和を得るための加算手段と、第３及び第
    ４ミキサの出力端子における信号の間の差を得るための
    差手段と、信号通路における利得及び位相誤差を訂正す
    る訂正手段とを具え、訂正手段を加算及び差手段に結合
    してその出力を転送することにより中心周波数２Δω
    （但しΔωは（ωｌ−ωｃ）に等しい）の項を有する信
    号を発生するよう構成したことを特徴とするデュアル枝
    路受信機。
  2. 【請求項２】訂正手段が、第１の積を形成するための和
    又は差信号にそれ自体を乗算する第１手段と、第１の積
    において中心周波数２Δωの項を導出する第１濾波手段
    と、第２の積を形成するため差信号に和信号を乗算する
    第２手段と、第２の積において中心周波数２Δωの項を
    導出する第２濾波手段と、ローパス濾波後利得訂正にお
    いて使用される第３の積を発生するため第１及び第２の
    積において中心周波数２Δωの項を互いに乗算する第３
    手段と、和及び差信号の一方を90゜だけ位相推移する別
    の移相回路と、第４の積を形成するため和又は差信号と
    和又は差信号の90゜移相された信号との乗算を行う第４
    手段と、第４の積において中心周波数２Δωの項を導出
    する第３濾波手段と、ローパス濾波後位相訂正に使用さ
    れる信号を形成する第５の積を形成するため第１及び第
    ４の積において中心周波数２Δωにおける項を互いに乗
    算する第５乗算手段とを具えたことを特徴とする請求項
    １に記載のデュアル枝路受信機。
  3. 【請求項３】第1,第２及び第３濾波手段の各々がローパ
    スフィルタと直列接続されたハイパスフィルタを具えた
    ことを特徴とする請求項２に記載のデュアル枝路受信
    機。
  4. 【請求項４】別の移相回路が広帯域位相ロックループを
    具えたことを特徴とする請求項２又は３に記載のデュア
    ル枝路受信機。
  5. 【請求項５】広帯域位相ロックループが復調器としても
    作動するよう構成したことを特徴とする請求項４に記載
    のデュアル枝路受信機。
  6. 【請求項６】一方の通路に一定利得増幅器を具え、他方
    の通路に調整可能利得増幅器を具え、調整可能利得増幅
    器が利得訂正信号を供給されるよう接続される制御入力
    端子を有することを特徴とする請求項２〜５のいずれか
    に記載のデュアル枝路受信機。
  7. 【請求項７】直交移相回路が位相訂正信号を供給される
    よう接続される制御入力端子を有することを特徴とする
    請求項２〜６のいずれかに記載のデュアル枝路受信機。
  8. 【請求項８】差回路及び第１乗算手段の間に結合された
    別の調整可能利得増幅器と、第１乗算手段の出力端子及
    び別の調整可能利得増幅器の制御入力端子に接続される
    ローパスフィルタを具えたことを特徴とする請求項２〜
    ７のいずれかに記載のデュアル枝路受信機。
JP63218645A 1987-09-03 1988-09-02 デュアル枝路受信機 Expired - Lifetime JP2603699B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP87201667.0 1987-09-03
EP87201667A EP0305603B1 (en) 1987-09-03 1987-09-03 Gain and phase correction in a dual branch receiver

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS6472624A JPS6472624A (en) 1989-03-17
JP2603699B2 true JP2603699B2 (ja) 1997-04-23

Family

ID=8197662

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP63218645A Expired - Lifetime JP2603699B2 (ja) 1987-09-03 1988-09-02 デュアル枝路受信機

Country Status (9)

Country Link
US (1) US4953182A (ja)
EP (1) EP0305603B1 (ja)
JP (1) JP2603699B2 (ja)
KR (1) KR960015277B1 (ja)
AU (1) AU614702B2 (ja)
CA (1) CA1293302C (ja)
DE (1) DE3784717T2 (ja)
DK (1) DK484088A (ja)
FI (1) FI87711C (ja)

Families Citing this family (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL8802917A (nl) * 1988-11-28 1990-06-18 Philips Nv Direktmengende am-synchroonontvanger.
US5095536A (en) * 1990-03-23 1992-03-10 Rockwell International Corporation Direct conversion receiver with tri-phase architecture
US5122879A (en) * 1990-06-01 1992-06-16 Citizen Watch Co., Ltd. Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel
US5146338A (en) * 1990-08-06 1992-09-08 Thomson Consumer Electronics, Inc. Fixed rf agc of a television tuner for fm reception in a television receiver
US5093847A (en) * 1990-12-21 1992-03-03 Silicon Systems, Inc. Adaptive phase lock loop
US5230099A (en) * 1991-01-24 1993-07-20 Rockwell International Corporation System for controlling phase and gain errors in an i/q direct conversion receiver
US5249203A (en) * 1991-02-25 1993-09-28 Rockwell International Corporation Phase and gain error control system for use in an i/q direct conversion receiver
US5371902A (en) * 1991-09-25 1994-12-06 General Instrument Corporation Method and apparatus for recovering baseband signals from in-phase and quadrature-phase signal components having phase error therebetween
AT398658B (de) * 1992-03-06 1995-01-25 Siemens Ag Oesterreich Störschutzschaltung für demodulatoren digital modulierter signale
US5400363A (en) * 1993-05-07 1995-03-21 Loral Aerospace Corp. Quadrature compensation for orthogonal signal channels
US5351016A (en) * 1993-05-28 1994-09-27 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptively self-correcting modulation system and method
CN1061489C (zh) * 1993-06-04 2001-01-31 Rca.汤姆森许可公司 直接变频调谐器
ZA95605B (en) * 1994-04-28 1995-12-20 Qualcomm Inc Method and apparatus for automatic gain control and dc offset cancellation in quadrature receiver
JP3478313B2 (ja) * 1995-01-25 2003-12-15 ソニー株式会社 受信機
KR960038686A (ko) * 1995-04-13 1996-11-21 김광호 단일 주파수에 의한 신호 송수신회로
FI951918A (fi) * 1995-04-21 1996-10-22 Nokia Mobile Phones Ltd Lähetin-vastaanotinlaite ja menetelmä kompleksien I/Q-signaalin synnyttämiseksi ja käsittelemiseksi
JPH09261101A (ja) * 1996-03-18 1997-10-03 General Res Of Electron Inc 受信機
JP3503722B2 (ja) * 1996-05-17 2004-03-08 パイオニア株式会社 多値ディジタル伝送システム
US5787362A (en) * 1996-07-08 1998-07-28 Nokia Mobile Phones Limited AM removal from FM signal generated by IQ modulator
US5768691A (en) * 1996-08-07 1998-06-16 Nokia Mobile Phones Limited Antenna switching circuits for radio telephones
US5937341A (en) * 1996-09-13 1999-08-10 University Of Washington Simplified high frequency tuner and tuning method
US5901173A (en) * 1996-12-09 1999-05-04 Raytheon Company Noise Estimator
GB2326038A (en) 1997-06-06 1998-12-09 Nokia Mobile Phones Ltd Signal level balancing in quadrature receiver
US5939916A (en) * 1997-12-23 1999-08-17 Northern Telecom Limited Phase shifter suitable for clock recovery systems
CN100508508C (zh) * 1999-01-19 2009-07-01 交互数字技术公司 相移键控接收机中振幅和相位不平衡的校正方法及相应信号平衡器
US6377620B1 (en) * 1999-01-19 2002-04-23 Interdigital Technology Corporation Balancing amplitude and phase
US6535560B1 (en) * 1999-06-03 2003-03-18 Ditrans Corporation Coherent adaptive calibration system and method
US6714776B1 (en) * 1999-09-28 2004-03-30 Microtune (Texas), L.P. System and method for an image rejecting single conversion tuner with phase error correction
US6704349B1 (en) * 2000-01-18 2004-03-09 Ditrans Corporation Method and apparatus for canceling a transmit signal spectrum in a receiver bandwidth
US7088765B1 (en) 2000-03-15 2006-08-08 Ndsu Research Foundation Vector calibration system
US6744829B1 (en) * 2000-09-21 2004-06-01 Koninklijke Philips Electronics N.V. Calibration of a quadrature receiver
US6807406B1 (en) * 2000-10-17 2004-10-19 Rf Micro Devices, Inc. Variable gain mixer circuit
AU2002321694A1 (en) 2002-08-02 2004-02-25 Nokia Corporation Quadrature demodulator using a fft-processor
US7272375B2 (en) 2004-06-30 2007-09-18 Silicon Laboratories Inc. Integrated low-IF terrestrial audio broadcast receiver and associated method
US7813931B2 (en) * 2005-04-20 2010-10-12 QNX Software Systems, Co. System for improving speech quality and intelligibility with bandwidth compression/expansion
US8249861B2 (en) * 2005-04-20 2012-08-21 Qnx Software Systems Limited High frequency compression integration
US8086451B2 (en) 2005-04-20 2011-12-27 Qnx Software Systems Co. System for improving speech intelligibility through high frequency compression
US8311840B2 (en) * 2005-06-28 2012-11-13 Qnx Software Systems Limited Frequency extension of harmonic signals
US7546237B2 (en) * 2005-12-23 2009-06-09 Qnx Software Systems (Wavemakers), Inc. Bandwidth extension of narrowband speech
US8654885B2 (en) * 2006-06-06 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Fast in-phase and quadrature imbalance calibration
WO2008003061A2 (en) * 2006-06-28 2008-01-03 Maxlinear, Inc. Method and apparatus for calibrating the sideband rejection of a receiver
US7912729B2 (en) * 2007-02-23 2011-03-22 Qnx Software Systems Co. High-frequency bandwidth extension in the time domain
EP2157691A1 (en) * 2008-08-20 2010-02-24 ST-Ericsson Belgium NV Signal generation with cancelled harmonics
FI20086252A0 (fi) 2008-12-30 2008-12-30 Nokia Corp Radiovastaanotin
JP5188448B2 (ja) 2009-05-11 2013-04-24 中外炉工業株式会社 連続焼鈍炉
US9054938B2 (en) * 2010-05-28 2015-06-09 Intel Corporation Quadrature gain and phase imbalance correction
EP2400660B1 (en) * 2010-06-15 2014-04-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) Conversion circuit
EP2434640B1 (en) * 2010-09-24 2012-12-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Correction of imbalances in a complex intermediate frequency mixer
EP2434641B1 (en) 2010-09-24 2012-12-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Complex intermediate frequency mixer stage and calibration thereof
US8670738B2 (en) * 2011-09-19 2014-03-11 Mediatek Inc. Imbalance compensator for correcting mismatch between in-phase branch and quadrature branch, and related imbalance compensation method and direct conversion receiving apparatus thereof

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4476585A (en) * 1982-01-25 1984-10-09 International Telephone And Telegraph Corporation Baseband demodulator for FM signals
JPH063947B2 (ja) * 1983-03-16 1994-01-12 日本電気株式会社 自動利得制御回路
NL8301179A (nl) * 1983-04-01 1984-11-01 Philips Nv Ontvanger voor hf-signalen voorzien van een paar parallelle signaalwegen.
US4584710A (en) * 1984-11-13 1986-04-22 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Coherent receiver phase and amplitude alignment circuit

Also Published As

Publication number Publication date
US4953182A (en) 1990-08-28
DK484088D0 (da) 1988-08-31
KR960015277B1 (ko) 1996-11-07
KR890006006A (ko) 1989-05-18
EP0305603B1 (en) 1993-03-10
JPS6472624A (en) 1989-03-17
FI884019A (fi) 1989-03-04
FI87711B (fi) 1992-10-30
FI884019A0 (fi) 1988-08-31
AU614702B2 (en) 1991-09-05
EP0305603A1 (en) 1989-03-08
DE3784717T2 (de) 1993-08-26
DK484088A (da) 1989-03-04
AU2180088A (en) 1989-03-09
FI87711C (fi) 1993-02-10
DE3784717D1 (de) 1993-04-15
CA1293302C (en) 1991-12-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2603699B2 (ja) デュアル枝路受信機
EP0977351B1 (en) Method and apparatus for radio communication
KR920002762B1 (ko) Rf 신호 수신기
US5809088A (en) Digital carrier wave restoring device and method for use in a television signal receiver
EP0877476B1 (en) Down conversion mixer
US4476585A (en) Baseband demodulator for FM signals
US5771442A (en) Dual mode transmitter
EP0883242A2 (en) Radio receiver and method of operation
JP2628710B2 (ja) 二重ブランチ受信機
JPS6133416B2 (ja)
US4599743A (en) Baseband demodulator for FM and/or AM signals
US4677690A (en) Baseband demodulator for FM and/or AM signals
US4218586A (en) Compatible AM stereo broadcast system
US6559899B1 (en) Digital blocks television tuner having simple baseband signal processing portion
US4864640A (en) Directly mixing synchronous receiver
EP0883237A1 (en) Radio receiver and method of operation
US7227912B2 (en) Receiver with mirror frequency suppression
JPH01261903A (ja) 被変調搬送波テレビジョン信号用の同期復調回路
GB1565405A (en) Compatible am stereo broadcast system including transmitter and receiver
KR810000345B1 (ko) 수 신 기
KR860000232B1 (ko) 양립식 am스테레오 방송 시스템
CA1122658A (en) Compatible am stereo broadcast system
JPH09307600A (ja) ９０度移相器、直交検波器および受信器
JP2690135B2 (ja) テレビジョン同期受信機
JPH04239805A (ja) 復調回路