JPH063947B2 - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPH063947B2 JPH063947B2 JP58043495A JP4349583A JPH063947B2 JP H063947 B2 JPH063947 B2 JP H063947B2 JP 58043495 A JP58043495 A JP 58043495A JP 4349583 A JP4349583 A JP 4349583A JP H063947 B2 JPH063947 B2 JP H063947B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は自動利得制御回路、特に多値直交振幅変調によ
るディジタル搬送波伝送方式の復調装置に用いられる自
動利得制御回路に関する。
るディジタル搬送波伝送方式の復調装置に用いられる自
動利得制御回路に関する。
搬送波を用いてディジタル信号を伝送するディジタル・
マイクロ回線のようなディジタル搬送波伝送方式におい
て、周波数帯域を有効に利用でき高能率な変調方式とし
て１６値直交振幅変調（以下１６値ＱＡＭと略記する）
のような多値直交振幅変調方式が注目され開発が進めら
れている。この変調方式は振幅変調方式の１種であっ
て、復調装置において直交位相検波された復調信号の振
幅をあらかじめ定められた複数の識別基準値と比較し、
ディジタル信号が再生される。従って、正しい信号再生
が行われるためには直交位相検波された復調信号の出力
レベルは、受信入力のレベル変動や回路の利得変動等に
かかわらず識別基準値に対して常に正しい値に制御され
る必要がある。
マイクロ回線のようなディジタル搬送波伝送方式におい
て、周波数帯域を有効に利用でき高能率な変調方式とし
て１６値直交振幅変調（以下１６値ＱＡＭと略記する）
のような多値直交振幅変調方式が注目され開発が進めら
れている。この変調方式は振幅変調方式の１種であっ
て、復調装置において直交位相検波された復調信号の振
幅をあらかじめ定められた複数の識別基準値と比較し、
ディジタル信号が再生される。従って、正しい信号再生
が行われるためには直交位相検波された復調信号の出力
レベルは、受信入力のレベル変動や回路の利得変動等に
かかわらず識別基準値に対して常に正しい値に制御され
る必要がある。
従来この種の制御回路としては、例えば特開昭57-13115
2号「自動利得制御回路」公報に記載されているごと
く、識別再生を行うアナログ・ディジタル変換器（以下
Ａ／Ｄ変換器と略記する）の出力から制御信号を発生
し、直交振幅変調を受けた被変調波を増幅する振幅器、
例えば中間周波増幅器（以下ＩＦ増幅器と略記する）の
利得を制御する自動利得制御回路が一般に用いられてい
る。しかしながら、中間周波利得を制御する従来の回路
は、受信入力変動など直交する両変調成分に共通に影響
する変動要因に対しては制御範囲も広く有効であるが、
直交する各変調成分に対してそれぞれ別々に設けられて
いる位相検波器の検波感度やベースバンド増幅器の利得
に、温度変化や経年劣化によって違いが生じた場合には
これを救済することができず、従って識別誤りが発生し
易くなるという欠点がある。
2号「自動利得制御回路」公報に記載されているごと
く、識別再生を行うアナログ・ディジタル変換器（以下
Ａ／Ｄ変換器と略記する）の出力から制御信号を発生
し、直交振幅変調を受けた被変調波を増幅する振幅器、
例えば中間周波増幅器（以下ＩＦ増幅器と略記する）の
利得を制御する自動利得制御回路が一般に用いられてい
る。しかしながら、中間周波利得を制御する従来の回路
は、受信入力変動など直交する両変調成分に共通に影響
する変動要因に対しては制御範囲も広く有効であるが、
直交する各変調成分に対してそれぞれ別々に設けられて
いる位相検波器の検波感度やベースバンド増幅器の利得
に、温度変化や経年劣化によって違いが生じた場合には
これを救済することができず、従って識別誤りが発生し
易くなるという欠点がある。
本発明の目的は、上述の欠点を除去し、ベースバンド増
幅器の利得差のような変動要因に対しても有効で、識別
誤りの発生を防止できる自動利得制御回路を提供するこ
とである。
幅器の利得差のような変動要因に対しても有効で、識別
誤りの発生を防止できる自動利得制御回路を提供するこ
とである。
本発明の自動利得制御回路は、多値直交振幅変調波を復
調する復調装置に用いられる自動利得制御回路におい
て、前記多値直交振幅変調波を伝送し第１の制御信号に
より利得が変化する第１の利得制御回路と、前記第１の
利得制御回路の出力を互いに９０°位相の異った基準信
号で位相検波し同相および直交復調信号を出力する直交
位相復調器と、前記同相および直交復調信号をそれぞれ
多値識別してディジタル出力を発生する２つのアナログ
・ディジタル変換器と、前記直交位相復調器と前記アナ
ログ・ディジタル変換器との間に設けられ前記同相また
は直交復調信号を伝送し第２の制御信号により利得が変
化する第２の利得制御回路と、前記第２の利得制御回路
に接続される前記アナログ・ディジタル変換器の一方の
ディジタル出力のうち誤差信号及び極性判定信号を含む
出力の間で論理操作し前記第２の制御信号を発生させる
第１の制御信号発生器と、前記アナログ・ディジタル変
換器の他方のディジタル出力のうち誤差信号及び極性判
定信号を含む出力の間で論理操作し前記第１の制御信号
を発生させる第２の制御信号発生器とを備えている。
調する復調装置に用いられる自動利得制御回路におい
て、前記多値直交振幅変調波を伝送し第１の制御信号に
より利得が変化する第１の利得制御回路と、前記第１の
利得制御回路の出力を互いに９０°位相の異った基準信
号で位相検波し同相および直交復調信号を出力する直交
位相復調器と、前記同相および直交復調信号をそれぞれ
多値識別してディジタル出力を発生する２つのアナログ
・ディジタル変換器と、前記直交位相復調器と前記アナ
ログ・ディジタル変換器との間に設けられ前記同相また
は直交復調信号を伝送し第２の制御信号により利得が変
化する第２の利得制御回路と、前記第２の利得制御回路
に接続される前記アナログ・ディジタル変換器の一方の
ディジタル出力のうち誤差信号及び極性判定信号を含む
出力の間で論理操作し前記第２の制御信号を発生させる
第１の制御信号発生器と、前記アナログ・ディジタル変
換器の他方のディジタル出力のうち誤差信号及び極性判
定信号を含む出力の間で論理操作し前記第１の制御信号
を発生させる第２の制御信号発生器とを備えている。
次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は特開昭57-131152号公報記載の１６値ＱＡＭに
対する自動利得制御回路の従来例のブロック図であり、
参照番号１は直交振幅変調された入力信号１００を増幅
する可変利得のＩＦ増幅器、２は９０°位相器により互
いに９０°位相の異った基準信号１０２，１０３により
復調入力１０１を位相検波し、同相および直交復調信号
Ｐ及びＱを出力する直交位相復調器、３及び４はベース
バンド増幅器、５及び６は増幅された同相および直交復
調信号Ｐ１及びＱ１をそれぞれ多値識別して２ビットの
再生出力信号Ｘ１，Ｘ２及びＹ１，Ｙ２と誤差信号Ｘ３
及びＹ３とを出力するＡ／Ｄ変換器、７及び８はＸ１と
Ｘ３及びＹ１とＹ３を論理操作する排他的論理和回路
（以下ＥＸ−ＯＲ回路と略記する）、９及び１０はジッ
タ成分を抑圧する低域フィルタ（以下ＬＰＦと略記す
る）、１１はＬＰＦ９，１０の出力を加算する加算器で
その出力は制御信号としてＩＦ増幅器１に送られる。な
お再生出力信号Ｘ１，Ｙ１は象限判定信号あるいは極性
判定信号ともよばれる。第２図は第１図の回路の動作を
説明するための１６値ＱＡＭ信号の識別領域図であり、
横軸および縦軸の同相および直交復調信号Ｐ１及びＱ１
を表し、Ａ／Ｄ変換器５及び６の信号識別基準値Ｐ１＝
０、±２及びＱ１＝０、±２の実線で区分された１６の
領域は、１６値ＱＭＡ波の信号ベクトル平面上の識別領
域に対応している。図中の破線は各信号領域内の中心値
からのずれを識別する誤差信号の識別基準値で、Ｐ１，
Ｑ１とＡ／Ｄ変換器のディジタル電力Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１
〜Ｙ３の関係が示してある。第２図において白丸印は最
適動作状態における復調入力１０１の信号ベクトルの先
端位置を表しており、信号ベクトルの各軸に対する投影
が復調信号Ｐ１，Ｑ１となる。いま復調入力１０１が増
加すると信号ベクトルは白丸印から矢印の方向（座標原
点から放射状に遠ざかる方向）に増大し、A/D変換器の
出力Ｘ１，Ｘ３及びＹ１，Ｙ３をそれぞれ論理操作した
ＥＸ−ＯＲ回路７及び８の出力は、すべての場合に
“０”となってＩＦ増幅器１の利得を減少させ、復調入
力１０１の信号ベクトルの先端位置が元の白丸印に戻る
ように制御される。逆に復調入力１０１が減少すると信
号ベクトルの先端位置は矢印と反対の座標原点方向に移
動し、ＥＸ−ＯＲ回路７，８の出力はすべて“１”とな
ってＩＦ増幅器１の利得を増加させる。従って、復調入
力１０１の信号ベクトルの先端は常に白丸印と一致する
よう制御され最適動作状態に維持される。
対する自動利得制御回路の従来例のブロック図であり、
参照番号１は直交振幅変調された入力信号１００を増幅
する可変利得のＩＦ増幅器、２は９０°位相器により互
いに９０°位相の異った基準信号１０２，１０３により
復調入力１０１を位相検波し、同相および直交復調信号
Ｐ及びＱを出力する直交位相復調器、３及び４はベース
バンド増幅器、５及び６は増幅された同相および直交復
調信号Ｐ１及びＱ１をそれぞれ多値識別して２ビットの
再生出力信号Ｘ１，Ｘ２及びＹ１，Ｙ２と誤差信号Ｘ３
及びＹ３とを出力するＡ／Ｄ変換器、７及び８はＸ１と
Ｘ３及びＹ１とＹ３を論理操作する排他的論理和回路
（以下ＥＸ−ＯＲ回路と略記する）、９及び１０はジッ
タ成分を抑圧する低域フィルタ（以下ＬＰＦと略記す
る）、１１はＬＰＦ９，１０の出力を加算する加算器で
その出力は制御信号としてＩＦ増幅器１に送られる。な
お再生出力信号Ｘ１，Ｙ１は象限判定信号あるいは極性
判定信号ともよばれる。第２図は第１図の回路の動作を
説明するための１６値ＱＡＭ信号の識別領域図であり、
横軸および縦軸の同相および直交復調信号Ｐ１及びＱ１
を表し、Ａ／Ｄ変換器５及び６の信号識別基準値Ｐ１＝
０、±２及びＱ１＝０、±２の実線で区分された１６の
領域は、１６値ＱＭＡ波の信号ベクトル平面上の識別領
域に対応している。図中の破線は各信号領域内の中心値
からのずれを識別する誤差信号の識別基準値で、Ｐ１，
Ｑ１とＡ／Ｄ変換器のディジタル電力Ｘ１〜Ｘ３，Ｙ１
〜Ｙ３の関係が示してある。第２図において白丸印は最
適動作状態における復調入力１０１の信号ベクトルの先
端位置を表しており、信号ベクトルの各軸に対する投影
が復調信号Ｐ１，Ｑ１となる。いま復調入力１０１が増
加すると信号ベクトルは白丸印から矢印の方向（座標原
点から放射状に遠ざかる方向）に増大し、A/D変換器の
出力Ｘ１，Ｘ３及びＹ１，Ｙ３をそれぞれ論理操作した
ＥＸ−ＯＲ回路７及び８の出力は、すべての場合に
“０”となってＩＦ増幅器１の利得を減少させ、復調入
力１０１の信号ベクトルの先端位置が元の白丸印に戻る
ように制御される。逆に復調入力１０１が減少すると信
号ベクトルの先端位置は矢印と反対の座標原点方向に移
動し、ＥＸ−ＯＲ回路７，８の出力はすべて“１”とな
ってＩＦ増幅器１の利得を増加させる。従って、復調入
力１０１の信号ベクトルの先端は常に白丸印と一致する
よう制御され最適動作状態に維持される。
以上の説明では復調感度やベースバンド増幅器３，４の
利得は両直交成分に対して等しく、変化しないと仮定し
ているが、ベースバンド増幅器４の利得がベースバンド
増幅器３の利得よりも大きくなった場合には、Ａ／Ｄ変
換器側に注目して考えると第２図において信号ベクトル
の先端位置が黒丸印に移動したと等価と考えられる。従
って、Ａ／Ｄ変換器には誤差情報が発生しＥＸ−ＯＲ回
路８の出力は常時“０”出力となりＩＦ増幅器１の利得
を減少させるよう制御するが、これは黒丸印の位置を座
標原点に近づけるよう一点鎖線上を移動させることにな
り、白丸印の正常位置に復帰させることはできない。す
なわち、上述した従来の制御回路では位相検波後の回路
の利得に、温度変化や経時変化によって差が生じた場合
に効果がなく、最適動作状態からはずれるため雑音等の
影響による識別誤りが発生し易くなるという欠点があ
る。
利得は両直交成分に対して等しく、変化しないと仮定し
ているが、ベースバンド増幅器４の利得がベースバンド
増幅器３の利得よりも大きくなった場合には、Ａ／Ｄ変
換器側に注目して考えると第２図において信号ベクトル
の先端位置が黒丸印に移動したと等価と考えられる。従
って、Ａ／Ｄ変換器には誤差情報が発生しＥＸ−ＯＲ回
路８の出力は常時“０”出力となりＩＦ増幅器１の利得
を減少させるよう制御するが、これは黒丸印の位置を座
標原点に近づけるよう一点鎖線上を移動させることにな
り、白丸印の正常位置に復帰させることはできない。す
なわち、上述した従来の制御回路では位相検波後の回路
の利得に、温度変化や経時変化によって差が生じた場合
に効果がなく、最適動作状態からはずれるため雑音等の
影響による識別誤りが発生し易くなるという欠点があ
る。
第３図は本発明の一実施例のブロック図でありＩＦ増幅
器１、直交位相復調器２、ベースバンド増幅器３、制御
信号により利得が変化する可変利得のベースバンド増幅
器４′、Ａ／Ｄ変換器５及び６、ＥＸ−ＯＲ回路７及び
８、ＬＰＦ９及び10から成り、ＥＸ−ＯＲ回路８の出力
でベースバンド増幅器４′を、ＥＸ−ＯＲ回路７の出力
でＩＦ増幅器１を制御するよう構成されている。図中第
１図と同じ参照番号を附したものは第１図と同一の回路
を示す。この構成によれば第２図に矢印で示される受信
入力レベルの変動に対してはＥＸ−ＯＲ回路７の出力に
よってＩＦ増幅器１の利得を制御し、黒丸印で示すよう
な同相・直交成分間の利得偏差に対してはＥＸ−ＯＲ回
路８の出力でベースバンド増幅器４′の利得を制御して
白丸印の位置に移動させることができる。
器１、直交位相復調器２、ベースバンド増幅器３、制御
信号により利得が変化する可変利得のベースバンド増幅
器４′、Ａ／Ｄ変換器５及び６、ＥＸ−ＯＲ回路７及び
８、ＬＰＦ９及び10から成り、ＥＸ−ＯＲ回路８の出力
でベースバンド増幅器４′を、ＥＸ−ＯＲ回路７の出力
でＩＦ増幅器１を制御するよう構成されている。図中第
１図と同じ参照番号を附したものは第１図と同一の回路
を示す。この構成によれば第２図に矢印で示される受信
入力レベルの変動に対してはＥＸ−ＯＲ回路７の出力に
よってＩＦ増幅器１の利得を制御し、黒丸印で示すよう
な同相・直交成分間の利得偏差に対してはＥＸ−ＯＲ回
路８の出力でベースバンド増幅器４′の利得を制御して
白丸印の位置に移動させることができる。
ここで、Ｑ側ルートはＩＦ増幅器１を含む制御ループ
と、ベースバンド増幅器４′を含む制御ループとが２重
にかかわっており、２重ループによる動作不安定が存在
するように思われるが、それは次のような手段によって
回避している。
と、ベースバンド増幅器４′を含む制御ループとが２重
にかかわっており、２重ループによる動作不安定が存在
するように思われるが、それは次のような手段によって
回避している。
すなわち、バースバンド増幅器４′の制御信号は、この
増幅器４′に接続されるＡ／Ｄ変換器６の出力から得た
誤差信号Ｙ３及び極性判定信号Ｙ１より得ており、また
ＩＦ増幅器１の制御信号はもう一方のＡ／Ｄ変換器５の
出力から得た誤差信号Ｘ３及び極性判定信号Ｘ１より得
ている。これにより、ＩＦ増幅器１の制御によりＰ側の
レベルとともにＱ側のレベルも制御されるが、このレベ
ル変動はベースバンド増幅器４′の制御によって救済さ
れる。しかもベースバンド増幅器４′の制御によって、
ＩＦ増幅器１の制御信号をその出力から作成しているＡ
／Ｄ変換器５に接続されている、Ｐ側ルートのレベルを
変化させることはないので、動作はここで収束すること
になる。
増幅器４′に接続されるＡ／Ｄ変換器６の出力から得た
誤差信号Ｙ３及び極性判定信号Ｙ１より得ており、また
ＩＦ増幅器１の制御信号はもう一方のＡ／Ｄ変換器５の
出力から得た誤差信号Ｘ３及び極性判定信号Ｘ１より得
ている。これにより、ＩＦ増幅器１の制御によりＰ側の
レベルとともにＱ側のレベルも制御されるが、このレベ
ル変動はベースバンド増幅器４′の制御によって救済さ
れる。しかもベースバンド増幅器４′の制御によって、
ＩＦ増幅器１の制御信号をその出力から作成しているＡ
／Ｄ変換器５に接続されている、Ｐ側ルートのレベルを
変化させることはないので、動作はここで収束すること
になる。
このように見かけ上２重ループとなっているが、実質上
１重ループの動作をさせることが可能となっている。
１重ループの動作をさせることが可能となっている。
もう少し詳しく説明を加えると、ＩＦ増幅器１と利得可
変のベースバンド増幅器４′を設けて、ＩＦ増幅器に対
応する第１の制御信号をＰルートに設けられているＡ／
Ｄ変換器５の出力を論理操作することで得て、又ベース
バンド増幅器４′に対応する第２の制御信号をＱルート
に設けられているＡ／Ｄ変換器６の出力を論理操作する
ことでそれぞれ得るような構成をとることで簡易な構成
で、且つ大きなダイナミックレンジを得て精密な制御を
安定に動作させている。以下説明する。
変のベースバンド増幅器４′を設けて、ＩＦ増幅器に対
応する第１の制御信号をＰルートに設けられているＡ／
Ｄ変換器５の出力を論理操作することで得て、又ベース
バンド増幅器４′に対応する第２の制御信号をＱルート
に設けられているＡ／Ｄ変換器６の出力を論理操作する
ことでそれぞれ得るような構成をとることで簡易な構成
で、且つ大きなダイナミックレンジを得て精密な制御を
安定に動作させている。以下説明する。
第３図の回路は、一見すると第２の制御信号がＩＦ増幅
器１の動作によって影響を受けて、ベースバンド増幅器
４′を制御してしまうように見え、第３図は２重ループ
の如き不安定なループにみえる。しかし、第３図では第
１の制御信号がベースバンド増幅器４′の影響を受けな
い構成となっており、第１の利得制御ループはそのルー
プ単独で動作し収束可能となっていることにより、第２
ループは安定に動作する。即ち第一のループが動作収束
すれば、ＩＦ増幅器１の利得が固定されるため、その状
態で最適状態になるようにベースバンド増幅器４′の利
得が制御され第２のループが収束する。
器１の動作によって影響を受けて、ベースバンド増幅器
４′を制御してしまうように見え、第３図は２重ループ
の如き不安定なループにみえる。しかし、第３図では第
１の制御信号がベースバンド増幅器４′の影響を受けな
い構成となっており、第１の利得制御ループはそのルー
プ単独で動作し収束可能となっていることにより、第２
ループは安定に動作する。即ち第一のループが動作収束
すれば、ＩＦ増幅器１の利得が固定されるため、その状
態で最適状態になるようにベースバンド増幅器４′の利
得が制御され第２のループが収束する。
次に大きなダイナミックレンジで且つ精密制御できる理
由について説明する。
由について説明する。
第１のループはＩＦ増幅器を含んでおり通常ＩＦ帯での
利得可変範囲は大きくとれ通常の設計により大きなダイ
ナミックレンジを得ることができる。又、第１の制御信
号はＡ／Ｄ変換器５出力より作成しているので精密な制
御が可能である。第２のループはベースバンド増幅器
４′を有しており、通常ベースバンド帯での利得可変範
囲は大きくとることができないが４′の入力レベルはす
でにＩＦ増幅器１にて制御されており、ほぼ粗制御され
ている。４′で制御しなければならない範囲はＰ，Ｑ間
のレベル差程度で良いので２〜３dB程度で十分である。
又第２の制御信号をＡ／Ｄ変換器６出力より作成してい
るので第２のループにおいても精密な制御が可能であ
る。
利得可変範囲は大きくとれ通常の設計により大きなダイ
ナミックレンジを得ることができる。又、第１の制御信
号はＡ／Ｄ変換器５出力より作成しているので精密な制
御が可能である。第２のループはベースバンド増幅器
４′を有しており、通常ベースバンド帯での利得可変範
囲は大きくとることができないが４′の入力レベルはす
でにＩＦ増幅器１にて制御されており、ほぼ粗制御され
ている。４′で制御しなければならない範囲はＰ，Ｑ間
のレベル差程度で良いので２〜３dB程度で十分である。
又第２の制御信号をＡ／Ｄ変換器６出力より作成してい
るので第２のループにおいても精密な制御が可能であ
る。
以上まとめると第１ループ単独でＰルートに関して大き
なダイナミックレンジで且つ精密な制御を行うことがで
きる。又第１ループ、第２ループが補完し合ってＱルー
トに関して大きなダイナミックレンジで且つ精密な制御
を可能としている。
なダイナミックレンジで且つ精密な制御を行うことがで
きる。又第１ループ、第２ループが補完し合ってＱルー
トに関して大きなダイナミックレンジで且つ精密な制御
を可能としている。
次に第１及び第２のループのループ設計についてである
が、特別な制約条件はなく、通常のループ設計で良い。
特に２つのループ間の制御時定数の関係についても制約
はない（但し通常は共に同じ程度の値をとる。）。その
理由は第１及び第２ループの制御信号の作成方法を含む
第３図の構成をとることによってループの造作シーケン
スとして、第１のループが収束した後、第２のループが
収束するという動作シーケンスが画定しており、ループ
の制御時定数の選択は全体としての収束時間を決定する
にすぎず、収束の精度には大きな影響を与えないからで
ある。
が、特別な制約条件はなく、通常のループ設計で良い。
特に２つのループ間の制御時定数の関係についても制約
はない（但し通常は共に同じ程度の値をとる。）。その
理由は第１及び第２ループの制御信号の作成方法を含む
第３図の構成をとることによってループの造作シーケン
スとして、第１のループが収束した後、第２のループが
収束するという動作シーケンスが画定しており、ループ
の制御時定数の選択は全体としての収束時間を決定する
にすぎず、収束の精度には大きな影響を与えないからで
ある。
第３図の実施例においては、同相復調信号Ｐ側に設けら
れた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路７、ＬＰＦ９から
成る）の出力でＩＦ増幅器を制御し、直交復調信号Ｑ側
に設けられた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路８、ＬＰ
Ｆ１０から成る）の出力でＱ側に設けられた可変利得の
ベースバンド増幅器を制御しているが、可変利得のベー
スバンド増幅器をＰ側に設け、Ｑ側の制御信号で上述の
実施例とは逆方向に利得を制御するように構成しても同
様の効果が得られる。又、Ｐ側及びＱ側の両方のベース
バンド増幅器を可変利得として、Ｐ側の制御信号でＩＦ
増幅器を、Ｑ側の制御信号で両方のベースバンド増幅器
の利得を差動的に制御するように構成することもでき
る。又、上述の各例とは反対にＰ側の制御信号でベース
バンド増幅器を、Ｑ側の制御信号でＩＦ増幅器を制御す
るように構成してもよい。これまでの説明は１６値ＱＡ
Ｍについて行ったが１６値以外の多値直交振幅変調につ
いても同様の構成が可能なことは言うまでもない。更
に、通常の多値直交振幅変調では振幅変調レベルの間隔
は均等に選ばれているが、８相位相変調は変調レベル間
隔が不均等な多値直交振幅変調と考えられ本発明を適用
することが可能である。なお、上述の説明では直交位相
復調器の入力は中間周波信号としたが、中間周波に限定
されるものではない。
れた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路７、ＬＰＦ９から
成る）の出力でＩＦ増幅器を制御し、直交復調信号Ｑ側
に設けられた制御信号発生器（ＥＸ−ＯＲ回路８、ＬＰ
Ｆ１０から成る）の出力でＱ側に設けられた可変利得の
ベースバンド増幅器を制御しているが、可変利得のベー
スバンド増幅器をＰ側に設け、Ｑ側の制御信号で上述の
実施例とは逆方向に利得を制御するように構成しても同
様の効果が得られる。又、Ｐ側及びＱ側の両方のベース
バンド増幅器を可変利得として、Ｐ側の制御信号でＩＦ
増幅器を、Ｑ側の制御信号で両方のベースバンド増幅器
の利得を差動的に制御するように構成することもでき
る。又、上述の各例とは反対にＰ側の制御信号でベース
バンド増幅器を、Ｑ側の制御信号でＩＦ増幅器を制御す
るように構成してもよい。これまでの説明は１６値ＱＡ
Ｍについて行ったが１６値以外の多値直交振幅変調につ
いても同様の構成が可能なことは言うまでもない。更
に、通常の多値直交振幅変調では振幅変調レベルの間隔
は均等に選ばれているが、８相位相変調は変調レベル間
隔が不均等な多値直交振幅変調と考えられ本発明を適用
することが可能である。なお、上述の説明では直交位相
復調器の入力は中間周波信号としたが、中間周波に限定
されるものではない。
以上詳細に説明したように、本発明の自動利得制御回路
によれば、多値直交振幅変調波の復調再生にあたって、
入力信号の変動のみならず復調感度やベースバンド利得
の差に対しても対応することができるので、温度変化や
経時劣化に対しても安定で識別誤りの発生しない復調装
置が実現できる効果がある。
によれば、多値直交振幅変調波の復調再生にあたって、
入力信号の変動のみならず復調感度やベースバンド利得
の差に対しても対応することができるので、温度変化や
経時劣化に対しても安定で識別誤りの発生しない復調装
置が実現できる効果がある。
第１図は従来の自動利得制御回路のブロック図、第２図
は１６値ＱＡＭの識別領域図、第３図は本発明の一実施
例のブロック図である。 １…ＩＦ増幅器、２…直交位相復調器、３，４，４′…
ベースバンド増幅器、５，６…Ａ／Ｄ変換器、７，８…
ＥＸ−ＯＲ回路、９，１０…ＬＰＦ、１１…加算器。
は１６値ＱＡＭの識別領域図、第３図は本発明の一実施
例のブロック図である。 １…ＩＦ増幅器、２…直交位相復調器、３，４，４′…
ベースバンド増幅器、５，６…Ａ／Ｄ変換器、７，８…
ＥＸ−ＯＲ回路、９，１０…ＬＰＦ、１１…加算器。
Claims (1)
- 【請求項１】多値直交振幅変調波を復調する復調装置に
用いられる自動利得制御回路において、前記多値直交振
幅変調波を伝送し第１の制御信号により利得が変化する
第１の利得制御回路と、前記第１の利得制御回路の出力
を互いに９０°位相の異った基準信号で位相検波し同相
および直交復調信号を出力する直交位相復調器と、前記
同相および直交復調信号をそれぞれ多値識別してディジ
タル出力を発生する２つのアナログ・ディジタル変換器
と、前記直交位相復調器と前記アナログ・ディジタル変
換器との間に設けられ前記同相または直交復調信号を伝
送し第２の制御信号により利得が変化する第２の利得制
御回路と、前記第２の利得制御回路に接続される前記ア
ナログ・ディジタル変換器の一方のディジタル出力のう
ち誤差信号及び極性判定信号を含む出力の間で論理操作
し前記第２の制御信号を発生させる第１の制御信号発生
器と、前記アナログ・ディジタル変換器の他方のディジ
タル出力のうち誤差信号及び極性判定信号を含む出力の
間で論理操作し前記第１の制御信号を発生させる第２の
制御信号発生器とを備える自動利得制御回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043495A JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
| US06/589,265 US4574246A (en) | 1983-03-16 | 1984-03-13 | Demodulator with AGC circuit for multi-level quadrature amplitude-modulated carrier wave |
| DE8484102854T DE3462207D1 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with automatic gain control circuit |
| AU25642/84A AU556888B2 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Qam demodulator |
| EP84102854A EP0120416B1 (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with automatic gain control circuit |
| CA000449678A CA1214834A (en) | 1983-03-16 | 1984-03-15 | Demodulator with agc circuit for multi-level quadrature amplitude-modulated carrier wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043495A JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59169256A JPS59169256A (ja) | 1984-09-25 |
| JPH063947B2 true JPH063947B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=12665290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58043495A Expired - Lifetime JPH063947B2 (ja) | 1983-03-16 | 1983-03-16 | 自動利得制御回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4574246A (ja) |
| EP (1) | EP0120416B1 (ja) |
| JP (1) | JPH063947B2 (ja) |
| AU (1) | AU556888B2 (ja) |
| CA (1) | CA1214834A (ja) |
| DE (1) | DE3462207D1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US4703282A (en) | 1985-06-29 | 1987-10-27 | Nec Corporation | Digital demodulation system |
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| JPS637024A (ja) * | 1986-06-27 | 1988-01-12 | Fujitsu Ltd | 自動ドリフト制御回路 |
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| JP4027431B2 (ja) * | 1997-05-23 | 2007-12-26 | コーニンクレッカ、フィリップス、エレクトロニクス、エヌ、ヴィ | コントローラブル増幅手段を持つ受信機 |
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| CN1729615A (zh) * | 2002-12-19 | 2006-02-01 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 具有振幅、共模和相位校正的混频器系统 |
| US8306098B1 (en) * | 2007-08-15 | 2012-11-06 | Agilent Technologies, Inc. | Method for error display of orthogonal signals |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3646448A (en) * | 1970-02-16 | 1972-02-29 | Datamax Corp | Quadrature injection control circuit |
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| JPS57131152A (en) * | 1981-02-06 | 1982-08-13 | Nec Corp | Automatic gain controlling circuit |
| US4476585A (en) * | 1982-01-25 | 1984-10-09 | International Telephone And Telegraph Corporation | Baseband demodulator for FM signals |
| JPS58137309A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-15 | Nec Corp | Ｆｍ復調器 |
-
1983
- 1983-03-16 JP JP58043495A patent/JPH063947B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-03-13 US US06/589,265 patent/US4574246A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-03-15 EP EP84102854A patent/EP0120416B1/en not_active Expired
- 1984-03-15 CA CA000449678A patent/CA1214834A/en not_active Expired
- 1984-03-15 DE DE8484102854T patent/DE3462207D1/de not_active Expired
- 1984-03-15 AU AU25642/84A patent/AU556888B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3462207D1 (en) | 1987-02-26 |
| JPS59169256A (ja) | 1984-09-25 |
| US4574246A (en) | 1986-03-04 |
| AU556888B2 (en) | 1986-11-20 |
| CA1214834A (en) | 1986-12-02 |
| EP0120416A1 (en) | 1984-10-03 |
| EP0120416B1 (en) | 1987-01-21 |
| AU2564284A (en) | 1984-09-20 |
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