JP3408452B2 - 直交復調器 - Google Patents
直交復調器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタルＢＳ受
信機に使われ、直交変調された受信信号から直交復調信
号を取り出す直交復調器に関する。
信機に使われ、直交変調された受信信号から直交復調信
号を取り出す直交復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデジタルＢＳ受信機は、直交変調
された受信信号から直交復調信号を取り出すためにダブ
ルコンバージョン方式による直交復調器を使用してい
た。図６に、ダブルコンバージョン方式によるデジタル
ＢＳ受信機の高周波信号入力からＧＰＳＫデモジュレー
タまでの構成をブロック図で示す。この図において、パ
ラボラアンテナ６１でキャッチされた電波は、周波数９
５０〜２１５０ＭＨｚの信号として増幅器６２に入力し
て増幅した後、可変減衰器６３によって所定レベルの信
号に減衰させ、ミキサ６４においてＰＬＬによるローカ
ルオシレータ６５の周波数１４３０〜２６３０ＭＨｚの
信号とミキシングして４８０ＭＨｚ±４０ＭＨｚの中間
周波信号に変換する。
された受信信号から直交復調信号を取り出すためにダブ
ルコンバージョン方式による直交復調器を使用してい
た。図６に、ダブルコンバージョン方式によるデジタル
ＢＳ受信機の高周波信号入力からＧＰＳＫデモジュレー
タまでの構成をブロック図で示す。この図において、パ
ラボラアンテナ６１でキャッチされた電波は、周波数９
５０〜２１５０ＭＨｚの信号として増幅器６２に入力し
て増幅した後、可変減衰器６３によって所定レベルの信
号に減衰させ、ミキサ６４においてＰＬＬによるローカ
ルオシレータ６５の周波数１４３０〜２６３０ＭＨｚの
信号とミキシングして４８０ＭＨｚ±４０ＭＨｚの中間
周波信号に変換する。
【０００３】この中間周波信号は、可変増幅器６６で増
幅された後、バンドパスフィルタ６７を経て直交復調器
６８に入力される。この直交復調器６８は、ＰＬＬによ
るローカルオシレータ６９の周波数４８０ＭＨｚの信号
から互いに直交する信号を発生させ、入力された中間周
波信号とミキシングすることによって、周波数０〜４０
ＭＨｚの直交するベースバンド信号I-OUT及びQ-OUTを出
力する。このベースバンド信号はＡ／Ｄコンバータ１０
１でデジタル変換され、ＱＰＳＫデモジュレータ１０２
に与えられる。
幅された後、バンドパスフィルタ６７を経て直交復調器
６８に入力される。この直交復調器６８は、ＰＬＬによ
るローカルオシレータ６９の周波数４８０ＭＨｚの信号
から互いに直交する信号を発生させ、入力された中間周
波信号とミキシングすることによって、周波数０〜４０
ＭＨｚの直交するベースバンド信号I-OUT及びQ-OUTを出
力する。このベースバンド信号はＡ／Ｄコンバータ１０
１でデジタル変換され、ＱＰＳＫデモジュレータ１０２
に与えられる。
【０００４】ここで、図７を参照して直交復調器の動作
について説明する。直交復調器６８に入力されるＲＦ入
力信号２は一般的に不平衡信号なので、増幅器７２の１
つの入力をキャパシタ４によって高周波的に接地し、差
動増幅動作させることにより平衡出力を得る。ローカル
オシレータ６９の信号は、Ｉ／Ｑ移相器７５によって、
０°(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号として出
力される。
について説明する。直交復調器６８に入力されるＲＦ入
力信号２は一般的に不平衡信号なので、増幅器７２の１
つの入力をキャパシタ４によって高周波的に接地し、差
動増幅動作させることにより平衡出力を得る。ローカル
オシレータ６９の信号は、Ｉ／Ｑ移相器７５によって、
０°(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号として出
力される。
【０００５】０°(In-phase)信号は、Ｉ−ミキサ１３に
おいて増幅器７２で増幅された信号とミキシングし、ミ
キシング出力はローパスフィルタ３１で高周波成分をカ
ットした後、増幅器１４で増幅してI-OUT信号として出
力する。９０°(Quad-phase)信号は、Ｑ−ミキサ１５に
おいて増幅器７２で増幅された信号とミキシングし、ミ
キシング出力はローパスフィルタ３２で高周波成分をカ
ットした後、増幅器１６で増幅してQ-OUT信号として出
力する。
おいて増幅器７２で増幅された信号とミキシングし、ミ
キシング出力はローパスフィルタ３１で高周波成分をカ
ットした後、増幅器１４で増幅してI-OUT信号として出
力する。９０°(Quad-phase)信号は、Ｑ−ミキサ１５に
おいて増幅器７２で増幅された信号とミキシングし、ミ
キシング出力はローパスフィルタ３２で高周波成分をカ
ットした後、増幅器１６で増幅してQ-OUT信号として出
力する。
【０００６】上述のダブルコンバージョン方式による構
成は、中間周波変換を行うため取り扱う周波数が低く、
直交復調動作が比較的容易で安定度が高いが受信機を構
成する回路が複雑になることから、回路簡素化のため、
図８に示すダイレクトコンバージョン方式が用いられる
ようになってきた。この方式は、図６における中間周波
を生成するミキサ６４、ローカルオシレータ６５および
可変増幅器６６の構成を省き、ローカルオシレータ６９
から９５０〜２１５０ＭＨｚの周波数の信号を与えて直
交復調器８１によって直交変換を行い、周波数０〜４０
ＭＨｚの直交するベースバンド信号I-OUT及びQ-OUTを直
接出力する方式である。
成は、中間周波変換を行うため取り扱う周波数が低く、
直交復調動作が比較的容易で安定度が高いが受信機を構
成する回路が複雑になることから、回路簡素化のため、
図８に示すダイレクトコンバージョン方式が用いられる
ようになってきた。この方式は、図６における中間周波
を生成するミキサ６４、ローカルオシレータ６５および
可変増幅器６６の構成を省き、ローカルオシレータ６９
から９５０〜２１５０ＭＨｚの周波数の信号を与えて直
交復調器８１によって直交変換を行い、周波数０〜４０
ＭＨｚの直交するベースバンド信号I-OUT及びQ-OUTを直
接出力する方式である。
【０００７】次に、図９を参照して、ダイレクトコンバ
ージョン方式のデジタルＢＳ受信機に用いられる従来の
技術による直交復調器について、動作説明をする。図９
において、高周波入力信号２は、ＡＧＣ入力電圧５によ
って設定されたＡＧＣ制御部１７の出力で増幅率を制御
された可変増幅器１１により所定レベルに増幅された平
衡出力を得る。
ージョン方式のデジタルＢＳ受信機に用いられる従来の
技術による直交復調器について、動作説明をする。図９
において、高周波入力信号２は、ＡＧＣ入力電圧５によ
って設定されたＡＧＣ制御部１７の出力で増幅率を制御
された可変増幅器１１により所定レベルに増幅された平
衡出力を得る。
【０００８】この平衡出力とＩ−ミキサ１３またはＱ−
ミキサ１５でミキシングされる信号は、ローカルオシレ
ータ３の出力信号をＩ／Ｑ移相器９１内の９０°移相器
２０に与え、出力された直交信号をそれぞれ振幅増幅器
２１または２３によって増幅し、振幅リミッタ２２また
は２４を通した後、０°(In-phase)信号または９０°(Q
uad-phase)信号としてＩ−ミキサ１３またはＱ−ミキサ
１５に与えられる。
ミキサ１５でミキシングされる信号は、ローカルオシレ
ータ３の出力信号をＩ／Ｑ移相器９１内の９０°移相器
２０に与え、出力された直交信号をそれぞれ振幅増幅器
２１または２３によって増幅し、振幅リミッタ２２また
は２４を通した後、０°(In-phase)信号または９０°(Q
uad-phase)信号としてＩ−ミキサ１３またはＱ−ミキサ
１５に与えられる。
【０００９】この０°(In-phase)信号または９０°(Qua
d-phase)信号は位相比較器２５で位相比較される。この
位相比較器２５は、エクスクルーシブ・ノット・オア
（以下、ＥＸ−ＮＯＲと略称する）の機能を持つ比較器
であり、直交信号同士が９０°の位相差を持っていれ
ば、この比較器の出力はプラス側とマイナス側とが対称
となり、平均値がゼロとなるが、位相差が９０°からず
れた場合は平均値がゼロとならず、補正信号を出力し、
ローパスフィルタ２６によってリップルを除去した後、
増幅器２７で増幅して９０°移相器２０の位相角が９０
°になるように補正する。
d-phase)信号は位相比較器２５で位相比較される。この
位相比較器２５は、エクスクルーシブ・ノット・オア
（以下、ＥＸ−ＮＯＲと略称する）の機能を持つ比較器
であり、直交信号同士が９０°の位相差を持っていれ
ば、この比較器の出力はプラス側とマイナス側とが対称
となり、平均値がゼロとなるが、位相差が９０°からず
れた場合は平均値がゼロとならず、補正信号を出力し、
ローパスフィルタ２６によってリップルを除去した後、
増幅器２７で増幅して９０°移相器２０の位相角が９０
°になるように補正する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、高周波で広
いダイナミックレンジを持つ直交変調器において、上述
のダイレクトコンバージョン方式を用いた場合、高周波
入力信号のレベルが変動し、所定レベルの増幅出力を得
るためにＡＧＣ増幅器１１のゲインを変えたとき、この
ＡＧＣ増幅器１１の増幅出力の位相が回転し、この位相
ズレがミキシング後のI-OUT出力とQ-OUT出力間の位相ズ
レとして現れてしまい、良好な復調信号を得ることがで
きないという課題があった。
いダイナミックレンジを持つ直交変調器において、上述
のダイレクトコンバージョン方式を用いた場合、高周波
入力信号のレベルが変動し、所定レベルの増幅出力を得
るためにＡＧＣ増幅器１１のゲインを変えたとき、この
ＡＧＣ増幅器１１の増幅出力の位相が回転し、この位相
ズレがミキシング後のI-OUT出力とQ-OUT出力間の位相ズ
レとして現れてしまい、良好な復調信号を得ることがで
きないという課題があった。
【００１１】高周波入力信号のレベルのレベルの変動に
より、ＡＧＣ増幅器１１のゲインが変わったときのＲＦ
信号ｖRFの位相誤差φによるI-OUT出力とQ-OUT出力間の
位相ズレについて、以下に説明する。位相誤差φを持つ
ＲＦ信号ｖRFは、 ｖRF＝ＶRFcos(ωRFｔ−φ) ＝ＶRF(cosωRFｔ・cosφ＋sinωRFｔ・sinφ) ＝ＶRF(ＢcosωRFｔ＋ＣsinωRFｔ) と表せる。
より、ＡＧＣ増幅器１１のゲインが変わったときのＲＦ
信号ｖRFの位相誤差φによるI-OUT出力とQ-OUT出力間の
位相ズレについて、以下に説明する。位相誤差φを持つ
ＲＦ信号ｖRFは、 ｖRF＝ＶRFcos(ωRFｔ−φ) ＝ＶRF(cosωRFｔ・cosφ＋sinωRFｔ・sinφ) ＝ＶRF(ＢcosωRFｔ＋ＣsinωRFｔ) と表せる。
【００１２】９０°移相器による０°(In-phase)信号を
ＡcosωLOｔ、９０°(Quad-phase)信号をＡsin(−ωLO)
ｔとすると、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTおよびQ-OUT出力
の電圧ｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF・ＡcosωLOｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛cos(ωLO＋ωRF)ｔ＋cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ ＋Ｃ／２｛sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝〕、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF・Ａsin(−ωLO)ｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛−sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝ −Ｃ／２｛ cos(ωLO＋ωRF)ｔ−cos(ωLO−ωRF)ｔ｝〕 となる。
ＡcosωLOｔ、９０°(Quad-phase)信号をＡsin(−ωLO)
ｔとすると、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTおよびQ-OUT出力
の電圧ｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF・ＡcosωLOｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛cos(ωLO＋ωRF)ｔ＋cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ ＋Ｃ／２｛sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝〕、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF・Ａsin(−ωLO)ｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛−sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝ −Ｃ／２｛ cos(ωLO＋ωRF)ｔ−cos(ωLO−ωRF)ｔ｝〕 となる。
【００１３】高周波成分がローパスフィルタでカットさ
れ、ｖI-OUTおよびｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂcos(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
sin(ωLO−ωRF)ｔ｝、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂsin(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
cos(ωLO−ωRF)ｔ｝、 となる。
れ、ｖI-OUTおよびｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂcos(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
sin(ωLO−ωRF)ｔ｝、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂsin(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
cos(ωLO−ωRF)ｔ｝、 となる。
【００１４】したがって、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTと位
相角θIおよびQ-OUT出力の電圧ｖQ- OUTと位相角θQは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θI｝、 θI ＝tan-1(Ｂ／Ｃ)＝tan-1(cosφ／sinφ)、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θQ｝、 θQ ＝tan-1(Ｃ／Ｂ)＝tan-1(sinφ／cosφ) となり、振幅は、 ｖI-OUT＝ｖQ-OUTなので同一振幅で、位相差θI-Qは、 θI-Q ＝θI−θQ ＝tan-1(cosφ／sinφ)−tan-1(sinφ／cosφ) となる。例えば、φ＝２°であれば、θI-Q＝８６°と
なり、直交出力の品質が低下してしまうという課題があ
った。
相角θIおよびQ-OUT出力の電圧ｖQ- OUTと位相角θQは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θI｝、 θI ＝tan-1(Ｂ／Ｃ)＝tan-1(cosφ／sinφ)、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θQ｝、 θQ ＝tan-1(Ｃ／Ｂ)＝tan-1(sinφ／cosφ) となり、振幅は、 ｖI-OUT＝ｖQ-OUTなので同一振幅で、位相差θI-Qは、 θI-Q ＝θI−θQ ＝tan-1(cosφ／sinφ)−tan-1(sinφ／cosφ) となる。例えば、φ＝２°であれば、θI-Q＝８６°と
なり、直交出力の品質が低下してしまうという課題があ
った。
【００１５】本発明はこのような背景の下になされたも
ので、ＡＧＣ増幅器のゲインが変わったときに生ずる増
幅歪みに起因して発生した位相のズレをＩ／Ｑ移相器で
キャンセルさせる補正を行うことによって良好なベース
バンド信号I-OUT及びQ-OUTを出力することができる直交
復調器を提供することを目的とする。
ので、ＡＧＣ増幅器のゲインが変わったときに生ずる増
幅歪みに起因して発生した位相のズレをＩ／Ｑ移相器で
キャンセルさせる補正を行うことによって良好なベース
バンド信号I-OUT及びQ-OUTを出力することができる直交
復調器を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に請求項１に記載の発明は、受信した直交信号を所定レ
ベルに増幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
と、このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、ミキ
シングのための周波数信号を発生するローカルオシレー
タの出力から互いに直交する０゜信号及び９０゜信号を
生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、前記０゜信号と前記
ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシングするＩ−ミキサ
と、前記９０゜信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とを
ミキシングするＱ−ミキサとを具備して直交出力を取り
出す直交復調器であって、前記ＡＧＣ制御部の制御出力
によって動作し、前記Ｉ／Ｑ移相器の出力信号の位相を
変えることによって周波数変換後に誤差を生じさせない
位相補正部を配設したことを特徴とする直交復調器提供
する。
に請求項１に記載の発明は、受信した直交信号を所定レ
ベルに増幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
と、このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、ミキ
シングのための周波数信号を発生するローカルオシレー
タの出力から互いに直交する０゜信号及び９０゜信号を
生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、前記０゜信号と前記
ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシングするＩ−ミキサ
と、前記９０゜信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とを
ミキシングするＱ−ミキサとを具備して直交出力を取り
出す直交復調器であって、前記ＡＧＣ制御部の制御出力
によって動作し、前記Ｉ／Ｑ移相器の出力信号の位相を
変えることによって周波数変換後に誤差を生じさせない
位相補正部を配設したことを特徴とする直交復調器提供
する。
【００１７】請求項２に記載の発明は、受信した直交変
調信号を所定レベルに増幅して出力する自動利得制御
（ＡＧＣ）増幅器と、このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧ
Ｃ制御部と、ミキシングのための周波数信号を発生する
ローカルオシレータの出力から互いに直交する０°信号
および９０°信号を生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、
前記０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシ
ングするＩ−ミキサと、前記９０°信号と前記ＡＧＣ増
幅器の出力信号とをミキシングするＱ−ミキサとを具備
して直交復調出力を取り出す直交復調器であって、前記
Ｉ／Ｑ移相器は、前記ローカルオシレータの周波数信号
から同相の第１の信号および９０°位相差の第２の信号
を生成する９０°移相器と、前記第１の信号を増幅する
第１の振幅可変増幅器、および第１の振幅リミッタと、
前記第２の信号を増幅する増幅器または第２の振幅可変
増幅器、および第２の振幅リミッタと、前記第１の振幅
リミッタの出力と前記第２の振幅リミッタの出力との比
較出力によって前記９０°移相器の位相差補正を行う比
較器とからなり、前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって
動作し、前記第１または第２の振幅可変増幅器のゲイン
を制御して前記０°信号と前記９０°信号間の位相補正
を行う位相補正部を配設したことを特徴とする直交復調
器を提供する。
調信号を所定レベルに増幅して出力する自動利得制御
（ＡＧＣ）増幅器と、このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧ
Ｃ制御部と、ミキシングのための周波数信号を発生する
ローカルオシレータの出力から互いに直交する０°信号
および９０°信号を生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、
前記０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシ
ングするＩ−ミキサと、前記９０°信号と前記ＡＧＣ増
幅器の出力信号とをミキシングするＱ−ミキサとを具備
して直交復調出力を取り出す直交復調器であって、前記
Ｉ／Ｑ移相器は、前記ローカルオシレータの周波数信号
から同相の第１の信号および９０°位相差の第２の信号
を生成する９０°移相器と、前記第１の信号を増幅する
第１の振幅可変増幅器、および第１の振幅リミッタと、
前記第２の信号を増幅する増幅器または第２の振幅可変
増幅器、および第２の振幅リミッタと、前記第１の振幅
リミッタの出力と前記第２の振幅リミッタの出力との比
較出力によって前記９０°移相器の位相差補正を行う比
較器とからなり、前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって
動作し、前記第１または第２の振幅可変増幅器のゲイン
を制御して前記０°信号と前記９０°信号間の位相補正
を行う位相補正部を配設したことを特徴とする直交復調
器を提供する。
【００１８】請求項３に記載の発明は、請求項２記載の
直交復調器において、前記第１または第２の振幅可変増
幅器が、増幅器の電流を変えることによって制御するこ
とを特徴とする。
直交復調器において、前記第１または第２の振幅可変増
幅器が、増幅器の電流を変えることによって制御するこ
とを特徴とする。
【００１９】請求項４に記載の発明は、請求項２記載の
直交復調器において、前記第１または第２の振幅可変増
幅器が、ＡＧＣ増幅器であることを特徴とする。
直交復調器において、前記第１または第２の振幅可変増
幅器が、ＡＧＣ増幅器であることを特徴とする。
【００２０】請求項５に記載の発明は、請求項２ないし
４のいずれか記載の直交復調器において、前記ＡＧＣ増
幅器が、多段構成の増幅器であることを特徴とする。
４のいずれか記載の直交復調器において、前記ＡＧＣ増
幅器が、多段構成の増幅器であることを特徴とする。
【００２１】請求項６に記載の発明は、請求項２ないし
５のいずれか記載の直交復調器において、前記Ｉ−ミキ
サまたは前記Ｑ−ミキサの出力をそれぞれローパスフィ
ルタを通した後、増幅して直交復調出力を取り出すこと
を特徴とする。
５のいずれか記載の直交復調器において、前記Ｉ−ミキ
サまたは前記Ｑ−ミキサの出力をそれぞれローパスフィ
ルタを通した後、増幅して直交復調出力を取り出すこと
を特徴とする。
【００２２】請求項７に記載の発明は、請求項２ないし
６のいずれか記載の直交復調器において、前記９０°移
相器が、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、または遅
延器、またはこれらの合成によって構成されたことを特
徴とする。
６のいずれか記載の直交復調器において、前記９０°移
相器が、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、または遅
延器、またはこれらの合成によって構成されたことを特
徴とする。
【００２３】請求項８に記載の発明は、請求項２ないし
７のいずれか記載の直交復調器において、前記比較器
が、エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯＲ）
の機能を持つ比較器であることを特徴とする。
７のいずれか記載の直交復調器において、前記比較器
が、エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯＲ）
の機能を持つ比較器であることを特徴とする。
【００２４】また、上述の課題を解決するために請求項
９に記載の発明は、受信した直交変調信号を所定レベル
に増幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器と、
このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、ミキシン
グのための周波数信号を発生するローカルオシレータの
出力から互いに直交する０°信号および９０°信号を生
成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、前記０°信号と前記Ａ
ＧＣ増幅器の出力信号とをミキシングするＩ−ミキサ
と、前記９０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とを
ミキシングするＱ−ミキサと具備して直交復調出力を取
り出す直交復調器であって、前記Ｉ／Ｑ移相器は、前記
ローカルオシレータの周波数信号から同相の第１の信号
および９０°位相差の第２の信号を生成する９０°移相
器と、前記第１の信号を増幅する第１の増幅器および第
１の振幅リミッタと、前記第２の信号を増幅する第２の
増幅器および第２の振幅リミッタと、前記第１の振幅リ
ミッタの出力と前記第２の振幅リミッタの出力との比較
出力によって前記９０°移相器の位相差補正を行う比較
器と、前記９０°信号を遅延させる第１の遅延回路とか
らなり、前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって動作し、
前記第１の遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号
と前記９０°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設
したことを特徴とする直交復調器を提供する。
９に記載の発明は、受信した直交変調信号を所定レベル
に増幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器と、
このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、ミキシン
グのための周波数信号を発生するローカルオシレータの
出力から互いに直交する０°信号および９０°信号を生
成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、前記０°信号と前記Ａ
ＧＣ増幅器の出力信号とをミキシングするＩ−ミキサ
と、前記９０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とを
ミキシングするＱ−ミキサと具備して直交復調出力を取
り出す直交復調器であって、前記Ｉ／Ｑ移相器は、前記
ローカルオシレータの周波数信号から同相の第１の信号
および９０°位相差の第２の信号を生成する９０°移相
器と、前記第１の信号を増幅する第１の増幅器および第
１の振幅リミッタと、前記第２の信号を増幅する第２の
増幅器および第２の振幅リミッタと、前記第１の振幅リ
ミッタの出力と前記第２の振幅リミッタの出力との比較
出力によって前記９０°移相器の位相差補正を行う比較
器と、前記９０°信号を遅延させる第１の遅延回路とか
らなり、前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって動作し、
前記第１の遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号
と前記９０°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設
したことを特徴とする直交復調器を提供する。
【００２５】請求項１０に記載の発明は、請求項９記載
の直交復調器において、前記０°信号を遅延させる第２
の遅延回路を具備し、前記第１の遅延回路または、前記
第２の遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号と前
記９０°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設した
ことを特徴とする。
の直交復調器において、前記０°信号を遅延させる第２
の遅延回路を具備し、前記第１の遅延回路または、前記
第２の遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号と前
記９０°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設した
ことを特徴とする。
【００２６】請求項１１に記載の発明は、請求項９また
は１０記載の直交復調器において、前記第１または前記
第２の遅延回路が、エミッタフォロワの多段接続によっ
て構成され、流す電流を変えることによって遅延時間を
制御することを特徴とする。
は１０記載の直交復調器において、前記第１または前記
第２の遅延回路が、エミッタフォロワの多段接続によっ
て構成され、流す電流を変えることによって遅延時間を
制御することを特徴とする。
【００２７】請求項１２に記載の発明は、請求項９また
は１０記載の直交復調器において、前記第１または前記
第２の遅延回路が、エミッタフォロワの多段接続によっ
て構成され、通過回路のパスを変えることによって遅延
時間を制御することを特徴とする。
は１０記載の直交復調器において、前記第１または前記
第２の遅延回路が、エミッタフォロワの多段接続によっ
て構成され、通過回路のパスを変えることによって遅延
時間を制御することを特徴とする。
【００２８】請求項１３に記載の発明は、請求項９ない
し１２のいずれか記載の直交復調器において、前記ＡＧ
Ｃ増幅器が、多段構成の増幅器であることを特徴とす
る。
し１２のいずれか記載の直交復調器において、前記ＡＧ
Ｃ増幅器が、多段構成の増幅器であることを特徴とす
る。
【００２９】請求項１４に記載の発明は、請求項９ない
し１３のいずれか記載の直交復調器において、前記Ｉ−
ミキサまたは前記Ｑ−ミキサの出力をそれぞれローパス
フィルタを通した後、増幅して直交復調出力を取り出す
ことを特徴とする。
し１３のいずれか記載の直交復調器において、前記Ｉ−
ミキサまたは前記Ｑ−ミキサの出力をそれぞれローパス
フィルタを通した後、増幅して直交復調出力を取り出す
ことを特徴とする。
【００３０】請求項１５に記載の発明は、請求項９ない
し１４のいずれか記載の直交復調器において、前記９０
°移相器が、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、また
は遅延器、またはこれらの合成によって構成されたこと
を特徴とする。
し１４のいずれか記載の直交復調器において、前記９０
°移相器が、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、また
は遅延器、またはこれらの合成によって構成されたこと
を特徴とする。
【００３１】請求項１６に記載の発明は、請求項９ない
し１５のいずれか記載の直交復調器において、前記比較
器が、エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯ
Ｒ）の機能を持つ比較器であることを特徴とする。
し１５のいずれか記載の直交復調器において、前記比較
器が、エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯ
Ｒ）の機能を持つ比較器であることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】デジタルＢＳ受信機に使われ、直
交変調された受信信号から直交復調信号を取り出す直交
復調器において、高周波入力信号のレベルのレベルの変
動により、ＡＧＣ増幅器のゲインが変わったときのＲＦ
信号ｖRFの位相誤差φによるI-OUT出力とQ-OUT出力間の
位相ズレについて、以下に説明する。位相誤差φを持つ
ＲＦ信号ｖRFは、 ｖRF＝ＶRFcos(ωRFｔ−φ) ＝ＶRF(cosωRFｔ・cosφ＋sinωRFｔ・sinφ) ＝ＶRF(ＢcosωRFｔ＋ＣsinωRFｔ) と表せる。
交変調された受信信号から直交復調信号を取り出す直交
復調器において、高周波入力信号のレベルのレベルの変
動により、ＡＧＣ増幅器のゲインが変わったときのＲＦ
信号ｖRFの位相誤差φによるI-OUT出力とQ-OUT出力間の
位相ズレについて、以下に説明する。位相誤差φを持つ
ＲＦ信号ｖRFは、 ｖRF＝ＶRFcos(ωRFｔ−φ) ＝ＶRF(cosωRFｔ・cosφ＋sinωRFｔ・sinφ) ＝ＶRF(ＢcosωRFｔ＋ＣsinωRFｔ) と表せる。
【００３３】９０°移相器による０°(In-phase)信号を
ＡcosωLOｔ、９０°(Quad-phase)信号をＡsin(−ωLO)
ｔとすると、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTおよびQ-OUT出力
の電圧ｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF・ＡcosωLOｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛cos(ωLO＋ωRF)ｔ＋cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ ＋Ｃ／２｛sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝〕、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF・Ａsin(−ωLO)ｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛−sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝ −Ｃ／２｛ cos(ωLO＋ωRF)ｔ−cos(ωLO−ωRF)ｔ｝〕 となる。
ＡcosωLOｔ、９０°(Quad-phase)信号をＡsin(−ωLO)
ｔとすると、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTおよびQ-OUT出力
の電圧ｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF・ＡcosωLOｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛cos(ωLO＋ωRF)ｔ＋cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ ＋Ｃ／２｛sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝〕、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF・Ａsin(−ωLO)ｔ ＝Ｋ・ＶRF・Ａ〔Ｂ／２｛−sin(ωLO＋ωRF)ｔ＋sin(ωLO−ωRF)ｔ｝ −Ｃ／２｛ cos(ωLO＋ωRF)ｔ−cos(ωLO−ωRF)ｔ｝〕 となる。
【００３４】高周波成分がローパスフィルタでカットさ
れ、ｖI-OUTおよびｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂcos(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
sin(ωLO−ωRF)ｔ｝、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂsin(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ となる。
れ、ｖI-OUTおよびｖQ-OUTは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂcos(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
sin(ωLO−ωRF)ｔ｝、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ｛Ｂsin(ωLO−ωRF)ｔ＋Ｃ
cos(ωLO−ωRF)ｔ｝ となる。
【００３５】したがって、I-OUT出力の電圧ｖI-OUTと位
相角θIおよびQ-OUT出力の電圧ｖQ- OUTと位相角θQは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θI｝、 θI ＝tan-1(Ｂ／Ｃ)＝tan-1(cosφ／sinφ)、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θQ｝、 θQ ＝tan-1(Ｃ／Ｂ)＝tan-1(sinφ／cosφ) となり、振幅は、 ｖI-OUT＝ｖQ-OUTなので同一振幅で、位相差θI-Qは、 θI-Q ＝θI−θQ ＝tan-1(cosφ／sinφ)−tan-1(sinφ／cosφ) となる。
相角θIおよびQ-OUT出力の電圧ｖQ- OUTと位相角θQは、 ｖI-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θI｝、 θI ＝tan-1(Ｂ／Ｃ)＝tan-1(cosφ／sinφ)、 ｖQ-OUT＝Ｋ・ｖRF／２・Ａ(Ｂ2＋Ｃ2)1/2・sin｛(ωLO
−ωRF)ｔ＋θQ｝、 θQ ＝tan-1(Ｃ／Ｂ)＝tan-1(sinφ／cosφ) となり、振幅は、 ｖI-OUT＝ｖQ-OUTなので同一振幅で、位相差θI-Qは、 θI-Q ＝θI−θQ ＝tan-1(cosφ／sinφ)−tan-1(sinφ／cosφ) となる。
【００３６】例えば、φ＝２°であれば、θI-Q＝８６
°となり、直交出力の品質が低下してしまう。したがっ
て、θI-Q＝９０°とするためには、０°(In-phase)信
号と９０°(Quad-phase)信号の位相差が４°大きくなる
ように補正すればよい。以下、この発明の２つの実施形
態について図を参照しながら説明する。
°となり、直交出力の品質が低下してしまう。したがっ
て、θI-Q＝９０°とするためには、０°(In-phase)信
号と９０°(Quad-phase)信号の位相差が４°大きくなる
ように補正すればよい。以下、この発明の２つの実施形
態について図を参照しながら説明する。
【００３７】＜第１の実施形態＞図１は、この発明の第
１の実施形態による直交復調器の構成を示すブロック図
である。また、図２は図１の位相比較器の動作を説明す
るための図であり、図３は図１の位相比較器の比較入力
信号と比較器出力の基本動作を説明するための図であ
り、図４は図１の位相移相比較器の振幅リミッタを通過
した比較入力信号と比較器出力を説明するための図であ
る。
１の実施形態による直交復調器の構成を示すブロック図
である。また、図２は図１の位相比較器の動作を説明す
るための図であり、図３は図１の位相比較器の比較入力
信号と比較器出力の基本動作を説明するための図であ
り、図４は図１の位相移相比較器の振幅リミッタを通過
した比較入力信号と比較器出力を説明するための図であ
る。
【００３８】図１において、符号１は直交復調器であ
り、高周波入力信号２がＡＧＣ入力電圧５によって設定
されたＡＧＣ制御部１７の出力で増幅率を制御されたＡ
ＧＣ増幅器１１により所定レベルに増幅される。入力さ
れる高周波入力信号２は不平衡信号なので、可変増幅器
１１の１つの入力をキャパシタ４によって高周波的に接
地し、差動増幅動作させることにより平衡出力を得る。
り、高周波入力信号２がＡＧＣ入力電圧５によって設定
されたＡＧＣ制御部１７の出力で増幅率を制御されたＡ
ＧＣ増幅器１１により所定レベルに増幅される。入力さ
れる高周波入力信号２は不平衡信号なので、可変増幅器
１１の１つの入力をキャパシタ４によって高周波的に接
地し、差動増幅動作させることにより平衡出力を得る。
【００３９】この平衡出力とＩ−ミキサ１３またはＱ−
ミキサ１５でミキシングされる信号は、ローカルオシレ
ータ３の出力信号をＩ／Ｑ移相器３０内の９０°移相器
２０に与え、出力された直交信号をそれぞれ振幅可変増
幅器２８または増幅器２３によって増幅し、振幅リミッ
タ２２または振幅リミッタ２４を通した後、０°(In-ph
ase)信号または９０°(Quad-phase)信号としてＩ−ミキ
サ１３またはＱ−ミキサ１５に与えられる。
ミキサ１５でミキシングされる信号は、ローカルオシレ
ータ３の出力信号をＩ／Ｑ移相器３０内の９０°移相器
２０に与え、出力された直交信号をそれぞれ振幅可変増
幅器２８または増幅器２３によって増幅し、振幅リミッ
タ２２または振幅リミッタ２４を通した後、０°(In-ph
ase)信号または９０°(Quad-phase)信号としてＩ−ミキ
サ１３またはＱ−ミキサ１５に与えられる。
【００４０】前記振幅可変増幅器２８は、前記ＡＧＣ制
御部１７の出力が与えられてＡＧＣ増幅器１１と連動す
る信号を出力する位相補正部１８によって制御され、所
定振幅に増幅されることによって位相比較器２５から補
正信号を出力し、前記９０°移相器２０を制御して０°
(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号との位相角を
補正し、結果的に前記ＡＧＣ増幅器の増幅率の変化によ
る高周波入力信号の位相ズレを補正して良好なI-OUT信
号とQ-OUT信号を得る。
御部１７の出力が与えられてＡＧＣ増幅器１１と連動す
る信号を出力する位相補正部１８によって制御され、所
定振幅に増幅されることによって位相比較器２５から補
正信号を出力し、前記９０°移相器２０を制御して０°
(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号との位相角を
補正し、結果的に前記ＡＧＣ増幅器の増幅率の変化によ
る高周波入力信号の位相ズレを補正して良好なI-OUT信
号とQ-OUT信号を得る。
【００４１】次に、図１および図２から図４を参照し
て、この発明の第１の実施形態のＩ／Ｑ移相器３０の動
作について説明する。図２において、振幅リミッタ２２
または振幅リミッタ２４を通った前記０°(In-phase)信
号または９０°(Quad-phase)信号は、図１のＩ−ミキサ
１３またはＱ−ミキサ１５に与えられるとともに、位相
比較器２５において位相比較される。
て、この発明の第１の実施形態のＩ／Ｑ移相器３０の動
作について説明する。図２において、振幅リミッタ２２
または振幅リミッタ２４を通った前記０°(In-phase)信
号または９０°(Quad-phase)信号は、図１のＩ−ミキサ
１３またはＱ−ミキサ１５に与えられるとともに、位相
比較器２５において位相比較される。
【００４２】この位相比較器２５は、エクスクルーシブ
・ノット・オア（以下、ＥＸ−ＮＯＲと略称する）の機
能を持つ比較器であり、直交信号同士が９０°の位相差
を持ち、同一振幅の信号であれば、図３（ａ）に示すよ
うにこの比較器のＥＸ−ＮＯＲ出力はプラス側Ａ１とマ
イナス側Ａ２とが対称となり、平均値がゼロとなるの
で、ローパスフィルタ２６からの出力はゼロとなる。こ
のときは９０°移相器２０に対する補正は行われず、こ
の９０°移相器２０が生成した０°(In-phase)信号また
は９０°(Quad-phase)信号がそのまま、図１のＩ−ミキ
サ１３またはＱ−ミキサ１５に与えられる。
・ノット・オア（以下、ＥＸ−ＮＯＲと略称する）の機
能を持つ比較器であり、直交信号同士が９０°の位相差
を持ち、同一振幅の信号であれば、図３（ａ）に示すよ
うにこの比較器のＥＸ−ＮＯＲ出力はプラス側Ａ１とマ
イナス側Ａ２とが対称となり、平均値がゼロとなるの
で、ローパスフィルタ２６からの出力はゼロとなる。こ
のときは９０°移相器２０に対する補正は行われず、こ
の９０°移相器２０が生成した０°(In-phase)信号また
は９０°(Quad-phase)信号がそのまま、図１のＩ−ミキ
サ１３またはＱ−ミキサ１５に与えられる。
【００４３】実際の直交復調器１の動作では、高周波入
力信号２のレベルが一定ではないので、ＡＧＣ制御部１
７の制御によってＡＧＣ増幅器のゲインが変わり、信号
の位相ズレが起こる。そこで、前記ＡＧＣ制御部１７の
出力によって動作する位相補正部１８が設けられ、この
位相補正部１８の出力によって振幅可変増幅器２８を制
御し、振幅を変化させる。
力信号２のレベルが一定ではないので、ＡＧＣ制御部１
７の制御によってＡＧＣ増幅器のゲインが変わり、信号
の位相ズレが起こる。そこで、前記ＡＧＣ制御部１７の
出力によって動作する位相補正部１８が設けられ、この
位相補正部１８の出力によって振幅可変増幅器２８を制
御し、振幅を変化させる。
【００４４】ここで扱われる信号は高周波なので、振幅
が大きくなるに従い、振幅可変増幅器２８を構成するト
ランジスタのＤＣバイアスの変化が大きくなり、接合容
量の影響によって図４（ａ）の０°の波形に示すような
立ち上がり、および立ち下がりのなまった波形となる。
０°(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号が図４
（ａ）に示す波形になったとき、位相比較器２５の出力
はプラス側のＡ１の面積がマイナス側のＡ２の面積より
も小さくなり、図４（ｂ）に示すようにＡ１とＡ２の面
積が等しくなる９０°＋βで位相比較器２５、ローパス
フィルタ２６、増幅器２７および９０°移相器２０の制
御ループが収束し、０°(In-phase)信号と９０°(Quad-
phase)信号は９０°＋βの位相差を持った信号を出力す
る。そして、I-OUT信号とQ-OUT信号は、結果的に互いに
９０°の位相差となり、良好な信号出力を得ることがで
きる。
が大きくなるに従い、振幅可変増幅器２８を構成するト
ランジスタのＤＣバイアスの変化が大きくなり、接合容
量の影響によって図４（ａ）の０°の波形に示すような
立ち上がり、および立ち下がりのなまった波形となる。
０°(In-phase)信号と９０°(Quad-phase)信号が図４
（ａ）に示す波形になったとき、位相比較器２５の出力
はプラス側のＡ１の面積がマイナス側のＡ２の面積より
も小さくなり、図４（ｂ）に示すようにＡ１とＡ２の面
積が等しくなる９０°＋βで位相比較器２５、ローパス
フィルタ２６、増幅器２７および９０°移相器２０の制
御ループが収束し、０°(In-phase)信号と９０°(Quad-
phase)信号は９０°＋βの位相差を持った信号を出力す
る。そして、I-OUT信号とQ-OUT信号は、結果的に互いに
９０°の位相差となり、良好な信号出力を得ることがで
きる。
【００４５】＜第２の実施形態＞図５は、この発明の第
２の実施形態の構成を示すブロック図である。この図に
おいて、図１の第１の実施形態と異なる部分は、ＡＧＣ
制御部１７の出力で動作する位相補正部１９の出力信号
によって動作する遅延回路２９を位相比較器２５の出力
で９０°移相器２０を補正するループの外に配設して９
０°(Quad-phase)信号を直接遅延させるようにしたこと
である。ＡＧＣ増幅器１１のゲインの変化に連動して９
０°(Quad-phase)信号を遅延させることにより、I-OUT
信号とQ-OUT信号は、結果的に互いに９０°の位相差と
することができ、良好な信号出力を得ることができる。
２の実施形態の構成を示すブロック図である。この図に
おいて、図１の第１の実施形態と異なる部分は、ＡＧＣ
制御部１７の出力で動作する位相補正部１９の出力信号
によって動作する遅延回路２９を位相比較器２５の出力
で９０°移相器２０を補正するループの外に配設して９
０°(Quad-phase)信号を直接遅延させるようにしたこと
である。ＡＧＣ増幅器１１のゲインの変化に連動して９
０°(Quad-phase)信号を遅延させることにより、I-OUT
信号とQ-OUT信号は、結果的に互いに９０°の位相差と
することができ、良好な信号出力を得ることができる。
【００４６】以上、本発明の実施形態の動作を図面を参
照して詳述してきたが、本発明はこの実施形態に限られ
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
変更等があっても本発明に含まれる。たとえば、９０°
移相器の構成は、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、
または遅延器、またはこれらの合成による構成など、ど
のような構成であってもよい。また、第１の実施形態の
振幅可変増幅器は、０°信号側のみでなく、９０°信号
側にも設けてもよい。また、第１の実施形態の振幅可変
増幅器は、増幅器の電流を変えることによって制御する
ものであってもＡＧＣ増幅器によるものであってもよ
い。また、第２の実施形態の遅延回路は、Ｑ−ミキサ側
の入力のみでなく、Ｉ−ミキサの入力にも設けてもよ
い。
照して詳述してきたが、本発明はこの実施形態に限られ
るものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
変更等があっても本発明に含まれる。たとえば、９０°
移相器の構成は、キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、
または遅延器、またはこれらの合成による構成など、ど
のような構成であってもよい。また、第１の実施形態の
振幅可変増幅器は、０°信号側のみでなく、９０°信号
側にも設けてもよい。また、第１の実施形態の振幅可変
増幅器は、増幅器の電流を変えることによって制御する
ものであってもＡＧＣ増幅器によるものであってもよ
い。また、第２の実施形態の遅延回路は、Ｑ−ミキサ側
の入力のみでなく、Ｉ−ミキサの入力にも設けてもよ
い。
【００４７】
【発明の効果】これまでに説明したように、この発明に
よれば、ＡＧＣ増幅器のゲインが変化したときに発生す
る直交信号の位相ズレをＡＧＣ制御信号と連動して動作
する補正回路によって補正するようにしたので、良好な
直交復調信号を得ることができるという効果が得られ
る。
よれば、ＡＧＣ増幅器のゲインが変化したときに発生す
る直交信号の位相ズレをＡＧＣ制御信号と連動して動作
する補正回路によって補正するようにしたので、良好な
直交復調信号を得ることができるという効果が得られ
る。
【図１】 この発明の第１の実施形態による直交復調器
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図２】 図１の位相比較器の動作を説明するための
図。
図。
【図３】 図１の位相比較器の比較入力信号と比較器出
力の基本動作を説明するための図。
力の基本動作を説明するための図。
【図４】 図１の位相比較器の振幅リミッタを通過した
比較入力信号と比較器出力を説明するための図。
比較入力信号と比較器出力を説明するための図。
【図５】 この発明の第２の実施形態による直交復調器
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図６】 ダブルコンバージョン方式によるデジタルＢ
Ｓ受信機の構成を示すブロック図。
Ｓ受信機の構成を示すブロック図。
【図７】 直交復調器の動作原理を示すブロック図。
【図８】 ダイレクトコンバージョン方式によるデジタ
ルＢＳ受信機の構成を示すブロック図。
ルＢＳ受信機の構成を示すブロック図。
【図９】 従来の技術による直交復調器の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１…直交復調器
２…ＲＦ入力信号
３…ローカルオシレータ
４…キャパシタ
５…ＡＧＣ入力電圧
１１…ＡＧＣ増幅器
１２、３０…Ｉ／Ｑ移相器
１３…Ｉ−ミキサ
１４…増幅器
１５…Ｑ−ミキサ
１６…増幅器
１７…ＡＧＣ制御部
１８、１９…位相補正部
２０…９０°移相器
２１、２３…増幅器
２２、２４…振幅リミッタ
２５…位相比較器（ＥＸ−ＮＯＲ）
２６…ローパスフィルタ
２７…増幅器
２８…振幅可変増幅器
２９…遅延回路
３１、３２…ローパスフィルタ
６１…パラボラアンテナ
６２…増幅器
６３…可変減衰器
６４…ミキサ
６５、６９…ローカルオシレータ
６６…可変増幅器
６７…バンドパスフィルタ
６８…直交復調器
７２…増幅器
７５…Ｉ／Ｑ移相器
８１…直交復調器
９１…Ｉ／Ｑ移相器
１０１…Ａ／Ｄコンバータ
１０２…ＱＰＳＫデモジュレータ
Claims (16)
- 【請求項１】 受信した直交信号を所定レベルに増幅し
て出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器と、 このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、 ミキシングのための周波数信号を発生するローカルオシ
レータの出力から互いに直交する０゜信号及び９０゜信
号を生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、 前記０゜信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシ
ングするＩ−ミキサと、 前記９０゜信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキ
シングするＱ−ミキサと、 を具備して直交出力を取り出す直交復調器であって、前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって動作し、 前記Ｉ／
Ｑ移相器の出力信号の位相を変えることによって周波数
変換後に誤差を生じさせない位相補正部を配設したこと
を特徴とする直交復調器。 - 【請求項２】 受信した直交変調信号を所定レベルに増
幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器と、 このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、 ミキシングのための周波数信号を発生するローカルオシ
レータの出力から互いに直交する０°信号および９０°
信号を生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、 前記０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシ
ングするＩ−ミキサと、 前記９０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキ
シングするＱ−ミキサとを具備して直交復調出力を取り
出す直交復調器であって、 前記Ｉ／Ｑ移相器は、 前記ローカルオシレータの周波数信号から同相の第１の
信号および９０°位相差の第２の信号を生成する９０°
移相器と、 前記第１の信号を増幅する第１の振幅可変増幅器、およ
び第１の振幅リミッタと、 前記第２の信号を増幅する増幅器または第２の振幅可変
増幅器、および第２の振幅リミッタと、 前記第１の振幅リミッタの出力と前記第２の振幅リミッ
タの出力との比較出力によって前記９０°移相器の位相
差補正を行う比較器とからなり、 前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって動作し、前記第１
または第２の振幅可変増幅器のゲインを制御して前記０
°信号と前記９０°信号間の位相補正を行う位相補正部
を配設したことを特徴とする直交復調器。 - 【請求項３】 前記第１または第２の振幅可変増幅器
は、 増幅器の電流を変えることによって制御することを特徴
とする請求項２記載の直交復調器。 - 【請求項４】 前記第１または第２の振幅可変増幅器
は、 ＡＧＣ増幅器であることを特徴とする請求項２記載の直
交復調器。 - 【請求項５】 前記ＡＧＣ増幅器は、 多段構成の増幅器であることを特徴とする請求項２ない
し４のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項６】 前記Ｉ−ミキサまたは前記Ｑ−ミキサの
出力をそれぞれローパスフィルタを通した後、増幅して
直交復調出力を取り出すことを特徴とする請求項２ない
し５のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項７】 前記９０°移相器は、 キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、または遅延器、ま
たはこれらの合成によって構成されたことを特徴とする
請求項２ないし６のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項８】 前記比較器は、 エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯＲ）の機
能を持つ比較器であることを特徴とする請求項２ないし
７のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項９】 受信した直交変調信号を所定レベルに増
幅して出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器と、 このＡＧＣ増幅器を制御するＡＧＣ制御部と、 ミキシングのための周波数信号を発生するローカルオシ
レータの出力から互いに直交する０°信号および９０°
信号を生成する直交（Ｉ／Ｑ）移相器と、 前記０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキシ
ングするＩ−ミキサと、 前記９０°信号と前記ＡＧＣ増幅器の出力信号とをミキ
シングするＱ−ミキサとを具備して直交復調出力を取り
出す直交復調器であって、 前記Ｉ／Ｑ移相器は、 前記ローカルオシレータの周波数信号から同相の第１の
信号および９０°位相差の第２の信号を生成する９０°
移相器と、 前記第１の信号を増幅する第１の増幅器および第１の振
幅リミッタと、 前記第２の信号を増幅する第２の増幅器および第２の振
幅リミッタと、 前記第１の振幅リミッタの出力と前記第２の振幅リミッ
タの出力との比較出力によって前記９０°移相器の位相
差補正を行う比較器と、 前記９０°信号を遅延させる第１の遅延回路とからな
り、 前記ＡＧＣ制御部の制御出力によって動作し、前記第１
の遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号と前記９
０°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設したこと
を特徴とする直交復調器。 - 【請求項１０】 前記０°信号を遅延させる第２の遅延
回路を具備し、前記第１の遅延回路または、前記第２の
遅延回路の遅延時間を制御して前記０°信号と前記９０
°信号間の位相補正を行う位相補正部を配設したことを
特徴とする請求項９記載の直交復調器。 - 【請求項１１】 前記第１または前記第２の遅延回路
は、 エミッタフォロワの多段接続によって構成され、流す電
流を変えることによって遅延時間を制御することを特徴
とする請求項９または１０記載の直交復調器。 - 【請求項１２】 前記第１または前記第２の遅延回路
は、 エミッタフォロワの多段接続によって構成され、通過回
路のパスを変えることによって遅延時間を制御すること
を特徴とする請求項９または１０記載の直交復調器。 - 【請求項１３】 前記ＡＧＣ増幅器は、 多段構成の増幅器であることを特徴とする請求項９ない
し１２のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項１４】 前記Ｉ−ミキサまたは前記Ｑ−ミキサ
の出力をそれぞれローパスフィルタを通した後、増幅し
て直交復調出力を取り出すことを特徴とする請求項９な
いし１３のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項１５】 前記９０°移相器は、 キャパシタおよび抵抗の組み合わせ、または遅延器、ま
たはこれらの合成によって構成されたことを特徴とする
請求項９ないし１４のいずれか記載の直交復調器。 - 【請求項１６】 前記比較器は、 エクスクルーシブ・ノット・オア（ＥＸ−ＮＯＲ）の機
能を持つ比較器であることを特徴とする請求項９ないし
１５のいずれか記載の直交復調器。
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