JP5310380B2 - 直交変復調回路 - Google Patents
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Description
本発明は，直交変復調回路に関する。
直交変復調回路において，直交変調回路は，I信号とQ信号に９０度位相が異なるローカル周波数信号をそれぞれ乗算し，乗算された信号を加算して変調波出力を生成する。一方，直交復調回路は，I信号とQ信号とが混在する変調波入力に９０度位相が異なるローカル周波数信号をそれぞれ乗算して，ベースバンドまたは中間周波数帯のI信号とQ信号の復調波出力を生成する。
直交変調回路については，例えば非特許文献１に記載されている。
THE DESIGN OF CMOS RADIO-FREQUENCY INTEGRATED CIRCUITS SECOND EDITION THOMAS H. LEE, FIGURE 2.11, Page 61
上記の直交変復調回路において，移相器が生成するローカル周波数信号の位相差が９０度からずれている場合，直交変調回路では，変調信号にその位相ずれが含まれ受信側で正しく復調することができない場合がある。また，直交復調回路では，受信側のローカル周波数信号と送信側の直交変調回路のローカル周波数信号とで位相が異なることになり，正しく復調できない場合がある。
特に，ローカル周波数信号の周波数が高くなると，乗算器であるミキサの周波数特性のばらつきが目立つことになり，わずかな位相ずれに対しても復調エラーを招くことになる。さらに，移相器の位相ずれをなくすためには，複雑で回路規模が大きな移相器を採用する必要があり，好ましくない。
そこで，本発明の目的は，移相器の位相差にずれが生じている場合でも，正しく直交変調または直交復調できる直交変調回路及び直交復調回路を提供することにある。
直交復調回路の第１の側面は，変調信号が入力される第１，第２，第３，第４の乗算器と，前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，前記第１の乗算器の出力信号と前記第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器と，前記第３の乗算器の出力信号と前記第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器とを有する。
第１の側面によれば，ローカル周波数信号の位相ずれをキャンセルした復調信号を生成することができる。
図１は，送信回路の構成図である。送信回路は，送信すべき入力データＩＮを符号化やマッピングなどを行いＩ軸とＱ軸の直交座標上の符号点に符号化されたＩ信号ＩｄとＱ信号Ｑｄとを出力するデジタルベースバンド回路１２と，デジタルのＩ信号ＩｄとＱ信号Ｑｄとをアナログベースバンド信号のＩ信号ＩａとＱ信号Ｑａに変換するデジタルアナログ変換器ＤＡＣと，それらＩ信号ＩａとＱ信号Ｑａを直交変調する直交変調回路１０とを有する。
直交変調回路１０は，発振器１４が生成するローカル周波数の信号から，互いに位相が９０度異なる正弦波または矩形波のローカル周波数信号ＬＯ（０），ＬＯ（９０）を生成する移相器１６と，それらのローカル周波数信号をＩ信号ＩａとＱ信号Ｑａにそれぞれ乗算するミキサ（乗算器）ＭＩＸ２１，ＭＩＸ２２と，ミキサ出力を加算して高周波の変調出力ＲＦｏｕｔを出力する加算器ＡＤＤＥＲとを有する。
ローカル周波数信号ＬＯ（０），ＬＯ（９０）の位相差が９０度からずれると，直交変調された出力ＲＦｏｕｔのコンスタレーションの各符号点の位相と振幅が本来のものからずれることになり，受信側での復調エラーを招くことになる。
図２は，受信回路の構成図である。受信回路は，受信した変調波入力ＲＦｉｎを直交復調してアナログベースバンド信号のＩ信号ＩａとＱ信号Ｑａを取り出す直交復調回路２０と，アナログベースバンド信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器ＡＤＣと，デジタルのＩ信号ＩｄとＱ信号Ｑｄとに対してデマッピングや復号化を行って受信データＯＵＴを出力するデジタルベースバンド回路２２とを有する。
直交復調回路２０は，発振器２４と，その発信信号から位相が９０度異なるローカル周波数信号ＬＯ（０），ＬＯ（９０）を生成する移相器２６と，変調波入力ＲＦｉｎに移相器２６が生成するローカル周波数信号ＬＯ（０），ＬＯ（９０）をそれぞれ乗算するミキサ（乗算器）ＭＩＸ３１，ＭＩＸ３２とを有する。
直交復調回路２０においても，移相器２６が生成するローカル周波数信号ＬＯ（０），ＬＯ（９０）の位相差が９０度からずれていると，変調波入力ＲＦｉｎを正しく直交復調できず，デジタルベースバンド回路２２での復調エラーを招く。
そこで，本実施の形態では，移相器に位相誤差が発生しても正しく直交変調または直交復調する直交変復調回路を提供する。
［直交復調回路］
図３は，本実施の形態における直交復調回路の回路図である。この直交復調回路は，高周波の変調信号ＲＦｉｎが入力される第１，第２，第３，第４の乗算器ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４と，第１，第３の乗算器ＭＩＸ１，３に第１のローカル周波数信号ＬＯ（０）を供給し，第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号ＬＯ（−９０）を第２の乗算器ＭＩＸ２に供給し，第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号ＬＯ（＋９０）を第４の乗算器ＭＩＸ４に供給する移相器２６０と，第１の乗算器の出力信号と第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器２７と，第３の乗算器の出力信号と第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器２８とを有する。
図３は，本実施の形態における直交復調回路の回路図である。この直交復調回路は，高周波の変調信号ＲＦｉｎが入力される第１，第２，第３，第４の乗算器ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４と，第１，第３の乗算器ＭＩＸ１，３に第１のローカル周波数信号ＬＯ（０）を供給し，第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号ＬＯ（−９０）を第２の乗算器ＭＩＸ２に供給し，第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号ＬＯ（＋９０）を第４の乗算器ＭＩＸ４に供給する移相器２６０と，第１の乗算器の出力信号と第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器２７と，第３の乗算器の出力信号と第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器２８とを有する。
図３の例では，各乗算器，すなわちミキサの出力側にローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰＦ４がそれぞれ設けられている。また，加算器２７，２８の出力の利得をそれぞれ調整するための利得可変器２９，３０が設けられている。
移相器２６０は，発振器２４のローカル周波数を有する信号の移相をずらして，位相差が０度の第１のローカル周波数信号ＬＯ（０）と，位相差が−９０度，＋９０度の第２，第３のローカル周波数信号ＬＯ（−９０），ＬＯ（＋９０）とを生成する。ただし，移相器２６０は，位相差±９０度にずれがあっても，復調信号Ｉａ，Ｉｂの位相には位相ずれの影響がないようになっている。移相器の出力の９０度の位相差にずれが生じた場合は，移相器２６０が生成する第２，第３のローカル周波数信号ＬＯ（−９０），ＬＯ（＋９０）は，第１のローカル周波数信号ＬＯ（０）とは９０度以外の所定の位相差を有することになる。
つぎに，図３の直交復調回路の図中の（１）〜（１１）の信号について説明する。高周波の変調信号Rfin（１）が，A cos(ωRF t＋θ)，発振器２４の出力，つまり移相器２６０の入力(2)が，cos(ωLO t)の場合は，以下のとおりである。以下では，移相器２６０の出力ＬＯ（０）とＬＯ（−９０），ＬＯ（＋９０）とは，ずれのない位相差−９０度，＋９０度を有しているものとする。
乗算器MIX1とMIX3の出力(3)(5)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t)，
乗算器MIX2の出力(4)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t−π/2)，
乗算器MIX4の出力(6)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t＋π/2)，となる。
乗算器MIX1とMIX3の出力(3)(5)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t)，
乗算器MIX2の出力(4)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t−π/2)，
乗算器MIX4の出力(6)は，A cos(ωRF t＋θ)×cos(ωLO t＋π/2)，となる。
そこで，積和演算された各乗算器の出力のうちローパスフィルタLPFによりベースバンド成分のみを取り出すと，
ローパスフィルタLPF1とLPF3の出力(7)(9)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)，
ローパスフィルタLPF2の出力(8)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2)，
ローパスフィルタLPF4の出力(10)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2)，となる。
ローパスフィルタLPF1とLPF3の出力(7)(9)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)，
ローパスフィルタLPF2の出力(8)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2)，
ローパスフィルタLPF4の出力(10)は，A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2)，となる。
出力(7)と(8)を加算する加算器２７はI側復調信号(11)として以下を出力する。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4)×cos(−π/4)
＝A/(√2)×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4)
となる。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4)×cos(−π/4)
＝A/(√2)×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4)
となる。
また，出力(9)と(10)を加算する加算器２８はQ側復調信号(12)として以下を出力する。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4)×cos(π/4)
＝A/(√2)×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4)
となる。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4)×cos(π/4)
＝A/(√2)×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4)
となる。
図４，図５，図６は，直交復調回路の各信号波形を示す図である。図４（Ａ）に，上記の信号(7)と(8)と(11)の波形を示す。信号（７）（８）は位相がπ／２ずれていて，それらを加算した加算器２７の出力（１１）は，信号（７）（８）の位相の中間の位相を有する。図４（Ｂ）に，上記の信号(9)と(10)と(12)の波形を示す。信号（９）（１０）は位相がπ／２ずれていて，それらを加算した加算器２７の出力（１２）は，信号（９）（１０）の位相の中間の位相を有する。さらに，I側復調信号(11)とQ側復調信号(12)は，同じ振幅A/(√2)で位相がπ/2(90度)ずれた信号となる。
そこで，移相器２６０の出力に位相ずれαが発生した場合の図３の直交復調回路中の（１）〜（１１）の信号について説明する。移相器の＋90度出力ＬＯ（＋９０）は，cos(ωLO t＋π/2＋α)，−90度出力ＬＯ（−９０）は，cos(ωLO t−π/2＋α)，となったと仮定する。
この場合，I側復調信号(11)は，
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2−α)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4−α/2)×cos(−π/4＋α/2)
＝Ai cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4−α/2)
ここで，振幅はAi＝A cos(−π/4＋α/2)と定数になる。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/2−α)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4−α/2)×cos(−π/4＋α/2)
＝Ai cos((ωRF−ωLO) t＋θ＋π/4−α/2)
ここで，振幅はAi＝A cos(−π/4＋α/2)と定数になる。
同様に，Q側復調信号(12)は，
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2−α)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4−α/2)×cos(π/4＋α/2)
＝Aq cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4−α/2)
ここで，振幅はAq＝A cos(π/4＋α/2)と定数になる。
A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ)＋A/2×cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/2−α)
＝A cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4−α/2)×cos(π/4＋α/2)
＝Aq cos((ωRF−ωLO) t＋θ−π/4−α/2)
ここで，振幅はAq＝A cos(π/4＋α/2)と定数になる。
図５に，位相ずれαがある場合の信号を示す。図５（Ａ）は移相器の出力ＬＯ（０），ＬＯ（−９０），ＬＯ（＋９０）をそれぞれ示す。これらの信号には＋９０度，−９０度からの位相ずれαが存在している。さらに，図５（Ｂ）は信号（７）（８）とI側復調信号(11)を示す。また，図５（Ｃ）は信号（９）（１０）とQ側復調信号(12)を示す。
図５に示されるように，Ｉ側とＱ側の復調信号（１１）（１２）は共に同じ方向に位相がずれるため（位相ずれ−α/2），移相器の位相ずれαはキャンセルされて，I側とQ側の復調信号（１１）（１２）の位相差はπ/2 (90度)となる。ただし，I側とQ側の復調信号（１１）（１２）は，振幅Ai,Aqが異なってしまうため，復調信号（１１）（１２）の振幅の補正機能が必要である。その補正機能を提供するのが，図３の利得可変器２９，３０である。これらの振幅には位相ずれ成分α／２が含まれる。利得可変器２９，３０により復調信号２９，３０の振幅が等しくなるように補正される。
上記図３の例で，変調入力信号Rfinの角周波数ωRF tと，発振器２４の出力（２）の角周波数ωLO tとが等しい場合は，I側とQ側の復調信号（１１）（１２）はベースバンド信号になる。一方，等しくない場合は，I側とQ側の復調信号（１１）（１２）は（ωRF t−ωLO t）に対応する中間周波数信号になる。いずれの場合も，I側とQ側の復調信号（１１）（１２）では移相器の位相ずれαがキャンセルされる。
図７は，本実施の形態における直交復調回路の別の回路図である。この直交復調回路も，図３と同様に，高周波の変調信号ＲＦｉｎが入力される第１，第２，第３，第４の乗算器ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４と，第１，第３の乗算器ＭＩＸ１，３に第１のローカル周波数信号ＬＯ（０）を供給し，第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号ＬＯ（−９０）を第２の乗算器ＭＩＸ２に供給し，第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号ＬＯ（＋９０）を第４の乗算器ＭＩＸ４に供給する移相器２６０と，第１の乗算器の出力信号と第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器２７と，第３の乗算器の出力信号と第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器２８とを有する。また，振幅調整機能として，利得可変器２９，３０が設けられている。
ただし，図３と異なり，ローパスフィルタLPF11,LPF12が，各ミキサMIX1〜MIX4の出力ではなく，加算器２７，２８の出力側に設けられている。それ以外の構成は，図３と同じである。
図８は，本実施の形態における移相器２６０の一例を示す回路図である。図９は，その波形図である。移相器２６０は，２つのフリップフロップ回路２６１，２６２を有する。図８に示した位相器２６０は，差動型のものであり，発振器からの入力LOIN,XLOINは互いに逆相の信号であり，これらはフリップフロップ回路２６１，２６２のクロック端子CLK,/CLKにそれぞれ逆に入力される。そして，フリップフロップ回路２６１の出力Q,/Qは，フリップフロップ回路２６２の入力D,/Dに接続され，フリップフロップ回路２６２の出力Q,/Qは，フリップフロップ回路２６１の入力/D,Dに反転して接続される。それにより，クロック端子CLK,/CLKに入力される入力LOIN,XLOINの立ち上がりエッジに応答して，２つのフリップフロップ回路２６１，２６２は，それぞれのデータ入力D,/Dを取り込みデータ出力Q,/Qを出力する。
図９の波形図に示されるように，後段のフリップフロップ回路２６２は，入力信号LOIN,XLOINを２分周した信号phase0,phase180を出力し，前段のフリップフロップ回路２６１は，それらと位相が±９０度ずれた信号phase90,phase270を出力する。この信号phase0が図３，４のローカル周波数信号LO(0)に，phase90,phase270がローカル周波数信号LO(+90)，LO(-90)に対応する。この分周器回路からなる移相器の場合，出力信号phase90,phase270は同じフリップフロップ回路２６１から生成され同じ位相ずれαを有する。
図１０は，本実施の形態における直交復調回路を全て差動回路で構成した回路を示す図である。各乗算器であるミキサMIX1〜MIX4はダブルバランスミキサを使用している。４相移相器２６０は，発振器２４の逆相出力信号から0,90,180,270度の位相差を持つローカル周波数信号LO(0),LO(90),LO(180),LO(270)を生成する。この４相移相器は，たとえば，前述の図８で示した分周回路である。
そして，４相移相器２６０は，ミキサMIX1,MIX3に0,180度の位相差を持つローカル周波数信号LO(0),LO(180)を，ミキサMIX2に90,270度の位相差を持つローカル周波数信号LO(90),LO(270)を，ミキサMIX3に270,90度の位相差を持つローカル周波数信号LO(270),LO(90)をそれぞれ入力する。
そして，ミキサMIX1とMIX2およびMIX3とMIX4の合成出力をローパスフィルタLPF1, LPF2と利得可変器２９，３０を通すことで，位相誤差のないかつ振幅差のないI/Q変調信号Ia,XIa，Qa,XQaを生成することができる。なお，図中，加算器２７，２８は，ワイヤードオアで構成されている。
［直交変調回路］
図１１は，本実施の形態における直交変調回路を示す図である。この直交変調回路は，ローカル周波数信号を生成する移相器の出力に９０度から位相ずれがあっても，変調信号の位相が９０度からずれることはない。
図１１は，本実施の形態における直交変調回路を示す図である。この直交変調回路は，ローカル周波数信号を生成する移相器の出力に９０度から位相ずれがあっても，変調信号の位相が９０度からずれることはない。
直交変調回路は，第１の入力信号Iaが入力される第１，第３の乗算器MIX11,MIX13と，第２の入力信号Qaが入力される第２，第４の乗算器MIX12,MIX14と，第１，第３の乗算器MIX11,MIX13に第１のローカル周波数信号LO(0)を供給し，第１のローカル周波数信号LO(0)に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号LO(-90)を第２の乗算器MIX12に供給し，第２のローカル周波数信号LO(-90)と逆相の第３のローカル周波数信号LO(+90)を第４の乗算器MIX14に供給する移相器１６０と，第１，第２，第３，第４の乗算器の出力信号を加算し変調信号を出力する加算器17,18,19とを有する。加算器19の出力はバンドバスフィルタBPFによりRF周波数成分のみ出力される。
I側入力信号Ia(1)に，A cos(ωBB t＋θ)，
Q側入力信号Qa(2)に，A cos(ωBB t＋θ−π/2)，
±90度移相器160がミキサMIX11,13にローカル周波数信号として，cos(ωLO t)，
ミキサMIX12に，cos(ωLO t−π/2)，ミキサMIX14に，cos(ωLO t＋π/2)，
をそれぞれ入力した場合について説明する。
Q側入力信号Qa(2)に，A cos(ωBB t＋θ−π/2)，
±90度移相器160がミキサMIX11,13にローカル周波数信号として，cos(ωLO t)，
ミキサMIX12に，cos(ωLO t−π/2)，ミキサMIX14に，cos(ωLO t＋π/2)，
をそれぞれ入力した場合について説明する。
ミキサMIX11とMIX13の出力(4)(6)は，A cos(ωBB t＋θ)×cos(ωLO t)，
ミキサMIX12の出力(5)は，A cos(ωBB t＋θ−π/2)×cos(ωLO t−π/2)，
ミキサMIX14の出力(7)は，A cos(ωBB t＋θ−π/2)×cos(ωLO t＋π/2)，となる。
ミキサMI1X1とMI1X3の出力(4)(6)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)，
ミキサMIX12の出力(5)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π)，
ミキサMIX14の出力(7)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)，となる。
ミキサMIX12の出力(5)は，A cos(ωBB t＋θ−π/2)×cos(ωLO t−π/2)，
ミキサMIX14の出力(7)は，A cos(ωBB t＋θ−π/2)×cos(ωLO t＋π/2)，となる。
ミキサMI1X1とMI1X3の出力(4)(6)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)，
ミキサMIX12の出力(5)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π)，
ミキサMIX14の出力(7)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)，となる。
その結果，バンドパスフィルタBPFの出力(10)は，次のとおりである。
(4)+(5)+(6)+(7)
＝2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) ＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＝ 2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) −A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＝ A×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
となる。
(4)+(5)+(6)+(7)
＝2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) ＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＝ 2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) −A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
＝ A×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
となる。
一方，±90度移相器160の出力にαの位相ずれがあった場合は，次のとおりである。
＋90度出力LO(+90)は，cos(ωLO t＋π/2＋α)，
−90度出力LO(-90)は，cos(ωLO t−π/2＋α)，となり，
ミキサMIX12の出力(5)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π＋α)，
ミキサMIX14の出力(7)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)，となる。
出力(4)と出力(5)を加算した出力(8)と，出力(6)と出力(7)を加算した出力(9)とをさらに加算し，バンドパスフィルタBPFによりRF周波数成分のみを取り出すと，
(4)+(5)+(6)+(7)
＝2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) ＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π＋α)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＝ 2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) −A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＝ A×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
となり，高周波の変調信号RFoutでは，±90度移相器160の位相ずれαはキャンセルされる。
＋90度出力LO(+90)は，cos(ωLO t＋π/2＋α)，
−90度出力LO(-90)は，cos(ωLO t−π/2＋α)，となり，
ミキサMIX12の出力(5)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π＋α)，
ミキサMIX14の出力(7)のRF周波数成分は，A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)，となる。
出力(4)と出力(5)を加算した出力(8)と，出力(6)と出力(7)を加算した出力(9)とをさらに加算し，バンドパスフィルタBPFによりRF周波数成分のみを取り出すと，
(4)+(5)+(6)+(7)
＝2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) ＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ−π＋α)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＝ 2×A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ) −A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＋A/2×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ＋α)
＝ A×cos((ωBB＋ωLO) t＋θ)
となり，高周波の変調信号RFoutでは，±90度移相器160の位相ずれαはキャンセルされる。
上記の入力信号Ia,Qaは，ベースバンド信号であってもよく，中間周波数の信号であってもよい。そして，変調信号RFoutは入力信号Ia,Qaより発振器１４のローカル周波数だけ高い周波数を有する。
なお，高周波成分のみを通過させるバンドパスフィルタBPFは，各ミキサMIX11〜MIX14の出力側に設けても良いし，加算器１７，１８の出力側に設けても良い。
図１２は，本実施の形態における直交変調回路を全て差動回路で構成した回路を示す図である。各乗算器であるミキサMIX1〜MIX4はダブルバランスミキサを使用している。４相移相器１６０は，発振器１４の逆相出力信号から0,90,180,270度の位相差を持つローカル周波数信号LO(0),LO(90),LO(180),LO(270)を生成する。この４相移相器は，たとえば，前述の図８で示した分周回路である。
そして，移相器１６０は，ミキサMIX11,MIX13に0,180度の移相差を持つローカル周波数信号LO(0),LO(180)を，ミキサMIX12に90,270度の移相差を持つローカル周波数信号LO(90),LO(270)を，ミキサMIX13に270,90度の移相差を持つローカル周波数信号LO(270),LO(90)を，それぞれ入力する。さらに，ミキサMIX11とMIX12とMIX13とMIX14の合成出力をバッファBufferで入力して合成し，バンドパスフィルタBPFで高周波成分のみを抽出する。その結果，位相誤差αのない高周波の差動変調信号Rfin，XRFinを生成することができる。なお，加算器１７，１８，１９はワイヤードドットで構成されている。
以上説明したとおり，上記の実施の形態における直交復調回路と直交変調回路は，ローカル周波数信号に位相のずれαが存在していても，復調信号と変調信号にはその位相のずれαがキャンセルされ存在しない。
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
（付記１）
変調信号が入力される第１，第２，第３，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１の乗算器の出力信号と前記第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器と，
前記第３の乗算器の出力信号と前記第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器とを有する直交復調回路。
変調信号が入力される第１，第２，第３，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１の乗算器の出力信号と前記第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器と，
前記第３の乗算器の出力信号と前記第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器とを有する直交復調回路。
（付記２）
付記１において，
さらに，前記第１の加算器の出力の利得を調整する第１の利得可変回路と，
前記第２の加算器の出力の利得を調整する第２の利得可変回路とを有する直交復調回路。
付記１において，
さらに，前記第１の加算器の出力の利得を調整する第１の利得可変回路と，
前記第２の加算器の出力の利得を調整する第２の利得可変回路とを有する直交復調回路。
（付記３）
付記１において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて−９０度異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて＋９０度異なるように構成されている直交復調回路。
付記１において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて−９０度異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて＋９０度異なるように構成されている直交復調回路。
（付記４）
付記１において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。
付記１において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。
（付記５）
付記１において，
さらに，前記第１，第２の加算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。
付記１において，
さらに，前記第１，第２の加算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。
（付記６）
付記１において，
前記変調信号，前記第１，第２，第３のローカル周波数信号，及び前記第１，第２の復調信号が，差動信号である直交復調回路。
付記１において，
前記変調信号，前記第１，第２，第３のローカル周波数信号，及び前記第１，第２の復調信号が，差動信号である直交復調回路。
（付記７）
第１の入力信号が入力される第１，第３の乗算器と，
第２の入力信号が入力される第２，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力信号を加算し変調信号を出力する加算器とを有する直交変調回路。
第１の入力信号が入力される第１，第３の乗算器と，
第２の入力信号が入力される第２，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力信号を加算し変調信号を出力する加算器とを有する直交変調回路。
（付記８）
付記７において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて−９０度異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて＋９０度異なるように構成されている直交変調回路。
付記７において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて−９０度異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号が前記第１のローカル周波数信号と位相が誤差を含めて＋９０度異なるように構成されている直交変調回路。
（付記９）
付記７において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の高周波成分をそれぞれ抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。
付記７において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の高周波成分をそれぞれ抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。
（付記１０）
付記７において，
さらに，前記加算器の出力の高周波成分を抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。
付記７において，
さらに，前記加算器の出力の高周波成分を抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。
（付記１１）
付記７において，
前記第１，第２の入力信号，前記第１，第２，第３のローカル周波数信号，及び前記出力信号が，差動信号である直交変調回路。
付記７において，
前記第１，第２の入力信号，前記第１，第２，第３のローカル周波数信号，及び前記出力信号が，差動信号である直交変調回路。
MIX:乗算器，ミキサ ２６０：移相器
LO(0),LO(90),LO(180),LO(270):ローカル周波数信号
２７，２８：加算器 ２９，３０：利得可変器
LPF:ローパスフィルタ
LO(0),LO(90),LO(180),LO(270):ローカル周波数信号
２７，２８：加算器 ２９，３０：利得可変器
LPF:ローパスフィルタ
Claims (10)
- 変調信号が入力される第１，第２，第３，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１の乗算器の出力信号と前記第２の乗算器の出力信号とを加算して第１の復調信号を出力する第１の加算器と，
前記第３の乗算器の出力信号と前記第４の乗算器の出力信号とを加算して第２の復調信号を出力する第２の加算器とを有する直交復調回路。 - 請求項１において，
さらに，前記第１の加算器の出力の利得を調整する第１の利得可変回路と，
前記第２の加算器の出力の利得を調整する第２の利得可変回路とを有する直交復調回路。 - 請求項１において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号の位相が前記第１のローカル周波数信号の位相と，−９０度に誤差を加えた位相だけ異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号の位相が前記第１のローカル周波数信号の位相と，＋９０度に誤差を加えた位相だけ異なるように構成されている直交復調回路。 - 請求項１において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。 - 請求項１において，
さらに，前記第１，第２の加算器の出力の低周波成分をそれぞれ抽出するローパスフィルタを有する直交復調回路。 - 第１の入力信号が入力される第１，第３の乗算器と，
第２の入力信号が入力される第２，第４の乗算器と，
前記第１，第３の乗算器に第１のローカル周波数信号を供給し，前記第１のローカル周波数信号に対して所定の位相差を有する第２のローカル周波数信号を前記第２の乗算器に供給し，前記第２のローカル周波数信号と逆相の第３のローカル周波数信号を前記第４の乗算器に供給する移相器と，
前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力信号を加算し変調信号を出力する加算器とを有する直交変調回路。 - 請求項６において，
前記移相器は，前記第２のローカル周波数信号の位相が前記第１のローカル周波数信号の位相と，−９０度に誤差を加えた位相だけ異なるように構成され，前記第３のローカル周波数信号の位相が前記第１のローカル周波数信号の位相と，＋９０度に誤差を加えた位相だけ異なるように構成されている直交変調回路。 - 請求項６において，
さらに，前記第１，第２，第３，第４の乗算器の出力の高周波成分をそれぞれ抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。 - 請求項６において，
さらに，前記加算器の出力の高周波成分を抽出するバンドパスフィルタを有する直交変調回路。 - 請求項６において，
前記第１，第２の入力信号，前記第１，第２，第３のローカル周波数信号，及び前記出力信号が，差動信号である直交変調回路。
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