JP2000115265A - イメージ除去型受信機 - Google Patents
イメージ除去型受信機Info
- Publication number
- JP2000115265A JP2000115265A JP10280706A JP28070698A JP2000115265A JP 2000115265 A JP2000115265 A JP 2000115265A JP 10280706 A JP10280706 A JP 10280706A JP 28070698 A JP28070698 A JP 28070698A JP 2000115265 A JP2000115265 A JP 2000115265A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- signal
- mixers
- input
- mixer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 イメージの除去効果の高い受信機を実現す
る。 【解決手段】 制御回路１１によって、ミキサ３，６の
出力の乗算結果の直流成分から移相器９の９０度からの
位相誤差φを検出し、ミキサ３，４の出力の乗算結果の
直流成分から移相器１０の９０度からの位相誤差を検出
し、各移相器９，１０に対して９０度からの位相誤差を
０にするための制御信号をそれぞれ送出する。
る。 【解決手段】 制御回路１１によって、ミキサ３，６の
出力の乗算結果の直流成分から移相器９の９０度からの
位相誤差φを検出し、ミキサ３，４の出力の乗算結果の
直流成分から移相器１０の９０度からの位相誤差を検出
し、各移相器９，１０に対して９０度からの位相誤差を
０にするための制御信号をそれぞれ送出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信に使用するイメージ除去型受信機に関するものであ
る。
信に使用するイメージ除去型受信機に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】現在一般的に使用されているディジタル
無線受信機は、図９に示すようなスーパーヘテロダイン
方式が使用されている。このスーパーヘテロダイン方式
では、第１のミキサ５１によって受信周波数信号を中間
周波数信号に変換し、この中間周波数信号の部分で狭帯
域フィルタ５２によってチャンネルを選択し、直交復調
器５３によって同相成分、直交成分のベースバンド信号
に変換する。
無線受信機は、図９に示すようなスーパーヘテロダイン
方式が使用されている。このスーパーヘテロダイン方式
では、第１のミキサ５１によって受信周波数信号を中間
周波数信号に変換し、この中間周波数信号の部分で狭帯
域フィルタ５２によってチャンネルを選択し、直交復調
器５３によって同相成分、直交成分のベースバンド信号
に変換する。
【０００３】これに対して、受信機の１チップＬＳＩ化
をめざして中間周波数部分の狭帯域フィルタ５２が必要
ないようにした構成として、図１０に示すようなイメー
ジ除去型受信機が提案されている。
をめざして中間周波数部分の狭帯域フィルタ５２が必要
ないようにした構成として、図１０に示すようなイメー
ジ除去型受信機が提案されている。
【０００４】図１０において、１〜６はミキサ、７は減
算器、８は加算器、５４，５５は９０度移相器である。
本構成では、符号３〜６で示される２段目ミキサでのア
ップコンバート成分とダウンコンバート成分の位相関係
を利用してアップコンバート成分をキャンセルできるた
め、中間周波数段でのフィルタが無くても、ベースバン
ド帯で希望波と同一周波数に現れるイメージ波が除去で
きるので、ベースバンド帯でチャネル選択を行うことが
できる。
算器、８は加算器、５４，５５は９０度移相器である。
本構成では、符号３〜６で示される２段目ミキサでのア
ップコンバート成分とダウンコンバート成分の位相関係
を利用してアップコンバート成分をキャンセルできるた
め、中間周波数段でのフィルタが無くても、ベースバン
ド帯で希望波と同一周波数に現れるイメージ波が除去で
きるので、ベースバンド帯でチャネル選択を行うことが
できる。
【０００５】この動作を式で表すと、以下のようにな
る。受信信号をcos（ωrｔ）とし、１段目のローカル信
号をそれぞれcos（ω1ｔ）、sin（ω1ｔ）とすると、１
段目のミキサ１，２の出力Ｉ、Ｑはそれぞれ、 Ｉ＝1/2・［cos(ωr＋ω1）t＋cos(ωr−ω1）t］ (1) Ｑ＝1/2・［sin(ωr＋ω1）t−sin(ωr−ω1）t］ (2) と表される。
る。受信信号をcos（ωrｔ）とし、１段目のローカル信
号をそれぞれcos（ω1ｔ）、sin（ω1ｔ）とすると、１
段目のミキサ１，２の出力Ｉ、Ｑはそれぞれ、 Ｉ＝1/2・［cos(ωr＋ω1）t＋cos(ωr−ω1）t］ (1) Ｑ＝1/2・［sin(ωr＋ω1）t−sin(ωr−ω1）t］ (2) と表される。
【０００６】上式のうち、周波数(ωr＋ω1）の成分は
十分に高い周波数成分となるため、簡単なフィルタで除
去することができる。従って、２段目のミキサ３〜６に
は、周波数(ωr−ω1）の成分のみが入力される。２段
目のミキサ３，６に入力するローカル信号をcos（ω２
ｔ）、同ミキサ４，５に入力するローカル信号をsin
（ω２ｔ）とすると、各ミキサ３〜６の出力II,IQ,QQ,Q
Iはそれぞれ、 II＝1/4・［cos(ωr−ω1＋ω２）t＋cos(ωr−ω1−ω２）t］ (3) IQ＝1/4・［sin(ωr−ω1＋ω２）t−sin(ωr−ω1−ω２）t］ (4) QQ＝1/4・［cos(ωr−ω1＋ω２）t−cos(ωr−ω1−ω２）t］ (5) QI＝−1/4・［sin(ωr−ω1＋ω２）t＋sin(ωr−ω1−ω２）t］ (6) と表される。
十分に高い周波数成分となるため、簡単なフィルタで除
去することができる。従って、２段目のミキサ３〜６に
は、周波数(ωr−ω1）の成分のみが入力される。２段
目のミキサ３，６に入力するローカル信号をcos（ω２
ｔ）、同ミキサ４，５に入力するローカル信号をsin
（ω２ｔ）とすると、各ミキサ３〜６の出力II,IQ,QQ,Q
Iはそれぞれ、 II＝1/4・［cos(ωr−ω1＋ω２）t＋cos(ωr−ω1−ω２）t］ (3) IQ＝1/4・［sin(ωr−ω1＋ω２）t−sin(ωr−ω1−ω２）t］ (4) QQ＝1/4・［cos(ωr−ω1＋ω２）t−cos(ωr−ω1−ω２）t］ (5) QI＝−1/4・［sin(ωr−ω1＋ω２）t＋sin(ωr−ω1−ω２）t］ (6) と表される。
【０００７】したがって、ベースバンド出力BBI，BBQ
は、 BBI＝1/2・cos(ωr−ω1−ω２）t (7) BBQ＝−1/2・sin(ωr−ω1−ω２）t (8) となる。つまり、ベースバンド周波数が(ωr−ω1−ω
２)となる希望受信波ωrに対して、 (ωri−ω1＋ω２）＝(ωr−ω1−ω２） (9) となるイメージ波ωriが存在していても、ベースバンド
帯では除去されることになる。
は、 BBI＝1/2・cos(ωr−ω1−ω２）t (7) BBQ＝−1/2・sin(ωr−ω1−ω２）t (8) となる。つまり、ベースバンド周波数が(ωr−ω1−ω
２)となる希望受信波ωrに対して、 (ωri−ω1＋ω２）＝(ωr−ω1−ω２） (9) となるイメージ波ωriが存在していても、ベースバンド
帯では除去されることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、イメージ除
去型受信機では、ローカル信号のsin波、cos波を９０度
移相器５４，５５を用いて発生しているが、この９０度
移相器での移相変化量が正確に９０度でない場合には、
前述したようにイメージ波が完全には除去されず、ベー
スバンド帯の希望波に重畳され、フィルタ等で分離する
ことができなくなる。特に、初段のローカル信号は高周
波であるために理想的な移相器を実現することは困難で
ある。初段のローカル信号が理想的でない場合、ローカ
ル信号はそれぞれcosω1t、sin(ω1t+φ）と表すことが
できる。φは位相誤差である。
去型受信機では、ローカル信号のsin波、cos波を９０度
移相器５４，５５を用いて発生しているが、この９０度
移相器での移相変化量が正確に９０度でない場合には、
前述したようにイメージ波が完全には除去されず、ベー
スバンド帯の希望波に重畳され、フィルタ等で分離する
ことができなくなる。特に、初段のローカル信号は高周
波であるために理想的な移相器を実現することは困難で
ある。初段のローカル信号が理想的でない場合、ローカ
ル信号はそれぞれcosω1t、sin(ω1t+φ）と表すことが
できる。φは位相誤差である。
【０００９】この場合、前記した式(3)〜(6)は、 II＝1/4・［cos(ωr−ω1＋ω２）t＋cos(ωr−ω1−ω２）t］ (10) IQ＝1/4・［sin(ωr−ω1＋ω２）t−sin(ωr−ω1−ω２）t］ (11) QQ＝1/4・［cos｛(ωr−ω1＋ω２）t−φ｝ −cos｛(ωr−ω1−ω２）t−φ｝］ (12) QI＝−1/4・［sin｛(ωr−ω1＋ω２）t−φ｝ ＋sin｛(ωr−ω1−ω２）t−φ｝］ (13) となる。
【００１０】従って、式(7),(8)は、 BBI＝1/2・cos｛(ωr−ω1−ω２）t−φ/2｝・cosφ/2 −1/2・sin｛(ωr−ω1＋ω２）t−φ/2｝・sinφ/2 (14) BBQ＝−1/2・sin｛(ωr−ω1−ω２）t−φ/2｝・cosφ/2 ＋1/2・cos｛(ωr−ω1＋ω２）t−φ/2｝・cosφ/2 (15) となる。
【００１１】すなわち、ベースバンド周波数が(ωr−ω
1−ω２）となる希望周波数ωrに対して、 (ωri−ω1＋ω２）＝(ωr−ω1−ω２） となるイメージ波ωriが存在すると、ベースバンドの同
じ周波数に重畳されて分離不能となり、受信感度を劣化
させることになる。
1−ω２）となる希望周波数ωrに対して、 (ωri−ω1＋ω２）＝(ωr−ω1−ω２） となるイメージ波ωriが存在すると、ベースバンドの同
じ周波数に重畳されて分離不能となり、受信感度を劣化
させることになる。
【００１２】なお、上式では初段のローカル信号の位相
誤差のみを考慮しているが、実際には２段目のローカル
信号にも位相誤差は存在し、これも同様に受信感度劣化
の原因となる。また、２段目のミキサの出力IIとQQ、及
びIQとQIの相互に振幅の差がある場合にも、それらの減
算器７、加算器８での処理結果に影響を与え、イメージ
をキャンセル除去できない。出力II又はIQの振幅を１と
したときの出力QQ又はQIの振幅をαとすると、イメージ
波と希望波の比IRは、 IR＝10・log［（１＋α2−２αcosφ）／（１＋α2＋２
αcosφ）］ と表される。
誤差のみを考慮しているが、実際には２段目のローカル
信号にも位相誤差は存在し、これも同様に受信感度劣化
の原因となる。また、２段目のミキサの出力IIとQQ、及
びIQとQIの相互に振幅の差がある場合にも、それらの減
算器７、加算器８での処理結果に影響を与え、イメージ
をキャンセル除去できない。出力II又はIQの振幅を１と
したときの出力QQ又はQIの振幅をαとすると、イメージ
波と希望波の比IRは、 IR＝10・log［（１＋α2−２αcosφ）／（１＋α2＋２
αcosφ）］ と表される。
【００１３】本発明は以上のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、移相器の非理想状態やミキサ
の出力振幅の差を原因とするイメージ波による受信感度
の劣化を補償できるようにしたイメージ除去型受信機を
提供することである。
ものであり、その目的は、移相器の非理想状態やミキサ
の出力振幅の差を原因とするイメージ波による受信感度
の劣化を補償できるようにしたイメージ除去型受信機を
提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の発明は、同一の入力信号が入力する第１，第２
のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第
３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入
力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサ
の出力信号を減算して同相成分として出力する減算器
と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交
成分として出力する加算器と、第１のローカル信号入力
端子と、該第１のローカル信号が入力する可変の第１の
移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のロ
ーカル信号が入力する可変の第２の移相器と、前記第
１，第２の移相器を制御する制御回路とを具備し、前記
第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子からの
信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移相器
の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミキサに前記
第２のローカル信号入力端子からの信号を入力させ、前
記第４，第５のミキサに前記第２の移相器の出力信号を
入力させ、前記制御回路によって、前記第３，第４，第
５，第６の内の少なくとも３つのミキサの出力信号を取
り込み、前記第１，第２の移相器に対して９０度からの
位相誤差を０にするための制御信号をそれぞれ送出する
ように構成した。
の第１の発明は、同一の入力信号が入力する第１，第２
のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第
３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入
力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサ
の出力信号を減算して同相成分として出力する減算器
と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交
成分として出力する加算器と、第１のローカル信号入力
端子と、該第１のローカル信号が入力する可変の第１の
移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のロ
ーカル信号が入力する可変の第２の移相器と、前記第
１，第２の移相器を制御する制御回路とを具備し、前記
第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子からの
信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移相器
の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミキサに前記
第２のローカル信号入力端子からの信号を入力させ、前
記第４，第５のミキサに前記第２の移相器の出力信号を
入力させ、前記制御回路によって、前記第３，第４，第
５，第６の内の少なくとも３つのミキサの出力信号を取
り込み、前記第１，第２の移相器に対して９０度からの
位相誤差を０にするための制御信号をそれぞれ送出する
ように構成した。
【００１５】第２の発明は、第１の発明において、前記
制御回路が、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの位
相誤差を検出し、前記第３，第４のミキサの出力信号の
乗算結果の直流成分から前記第２の移相器の９０度から
の位相誤差を検出するよう構成した。
制御回路が、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの位
相誤差を検出し、前記第３，第４のミキサの出力信号の
乗算結果の直流成分から前記第２の移相器の９０度から
の位相誤差を検出するよう構成した。
【００１６】第３の発明は、同一の入力信号が入力する
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２，第３の移相器
と、前記第２，第３の移相器を制御する制御回路とを具
備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力
端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第
１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミ
キサに前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入
力させ、前記第４のミキサに前記第２の移相器の出力信
号を入力させ、前記第５のミキサに前記第３の移相器の
出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
第１の移相器の９０度からの位相誤差と同量となるよう
負の方向に変化させる制御信号を、前記第３の移相器に
対して９０度からの位相誤差を前記第１の移相器の９０
度からの位相誤差と同量となるよう変化させるための制
御信号を、それぞれ送出するように構成した。
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２，第３の移相器
と、前記第２，第３の移相器を制御する制御回路とを具
備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力
端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第
１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミ
キサに前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入
力させ、前記第４のミキサに前記第２の移相器の出力信
号を入力させ、前記第５のミキサに前記第３の移相器の
出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
第１の移相器の９０度からの位相誤差と同量となるよう
負の方向に変化させる制御信号を、前記第３の移相器に
対して９０度からの位相誤差を前記第１の移相器の９０
度からの位相誤差と同量となるよう変化させるための制
御信号を、それぞれ送出するように構成した。
【００１７】第４の発明は、第３の発明において、前記
制御回路が、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第１の移相器の９０度からの位相誤
差を検出し、前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第２の移相器の９０度からの位相誤
差を検出し、前記第５，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第３の移相器の９０度からの位相誤
差を検出するように構成した。
制御回路が、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第１の移相器の９０度からの位相誤
差を検出し、前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第２の移相器の９０度からの位相誤
差を検出し、前記第５，第６のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から第３の移相器の９０度からの位相誤
差を検出するように構成した。
【００１８】第５の発明は、同一の入力信号が入力する
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２，第３の移相器
と、該第２の移相器の出力が入力する可変の第４の移相
器と、前記第２〜第４の移相器を制御する制御回路とを
具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入
力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記
第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３のミキサ
に前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入力さ
せ、前記第４のミキサに前記第２の移相器の出力信号を
入力させ、前記第５のミキサに前記第４の移相器の出力
信号を入力させ、前記第６のミキサに前記第３の移相器
の出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
０にさせるための制御信号を、前記第３，第４の移相器
に対して０度からの位相誤差を前記第１の移相器の９０
度からの位相誤差と同量にするための制御信号を、それ
ぞれ送出するように構成した。
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２，第３の移相器
と、該第２の移相器の出力が入力する可変の第４の移相
器と、前記第２〜第４の移相器を制御する制御回路とを
具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入
力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記
第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３のミキサ
に前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入力さ
せ、前記第４のミキサに前記第２の移相器の出力信号を
入力させ、前記第５のミキサに前記第４の移相器の出力
信号を入力させ、前記第６のミキサに前記第３の移相器
の出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
０にさせるための制御信号を、前記第３，第４の移相器
に対して０度からの位相誤差を前記第１の移相器の９０
度からの位相誤差と同量にするための制御信号を、それ
ぞれ送出するように構成した。
【００１９】第６の発明は、第５の発明において、前記
制御回路が、前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から前記第２の移相器の９０度からの位
相誤差を検出し、前記第３，第６のミキサの出力信号の
乗算結果と前記第４，第５のミキサの出力信号の乗算結
果の差の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの
位相誤差と前記第３，第４の移相器の０度からの位相誤
差を検出するよう構成した。
制御回路が、前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算
結果の直流成分から前記第２の移相器の９０度からの位
相誤差を検出し、前記第３，第６のミキサの出力信号の
乗算結果と前記第４，第５のミキサの出力信号の乗算結
果の差の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの
位相誤差と前記第３，第４の移相器の０度からの位相誤
差を検出するよう構成した。
【００２０】第７の発明は、同一の入力信号が入力する
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２の移相器と、該
第２の移相器の出力が入力する可変の第３，第４の移相
器と、前記第２〜第４の移相器を制御する制御回路とを
具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入
力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記
第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６の
ミキサに前記第２のローカル信号入力端子からの信号を
入力させ、前記第４のミキサに前記第３の移相器の出力
信号を入力させ、前記第５のミキサに前記第４の移相器
の出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
０にさせる制御信号を、前記第３の移相器に対して０度
からの位相誤差を前記第１の移相器の９０度からの位相
誤差と同量だけ負の方向にするための制御信号を、第４
の移相器に対して０度からの位相誤差を前記第１の移相
器の９０度からの位相誤差と同量だけ制御するための制
御信号を、それぞれ送出するように構成した。
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号入力端子と、該第
２のローカル信号が入力する可変の第２の移相器と、該
第２の移相器の出力が入力する可変の第３，第４の移相
器と、前記第２〜第４の移相器を制御する制御回路とを
具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入
力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記
第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６の
ミキサに前記第２のローカル信号入力端子からの信号を
入力させ、前記第４のミキサに前記第３の移相器の出力
信号を入力させ、前記第５のミキサに前記第４の移相器
の出力信号を入力させ、前記制御回路によって、前記第
３，第４，第５，第６のミキサの出力信号を取り込ん
で、前記第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
０にさせる制御信号を、前記第３の移相器に対して０度
からの位相誤差を前記第１の移相器の９０度からの位相
誤差と同量だけ負の方向にするための制御信号を、第４
の移相器に対して０度からの位相誤差を前記第１の移相
器の９０度からの位相誤差と同量だけ制御するための制
御信号を、それぞれ送出するように構成した。
【００２１】第８の発明は、第７の発明において、前記
制御回路が、前記第３，第４の移相器の位相変化量を０
として前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算結果の
直流成分から前記第２の移相器の９０度からの位相誤差
を検出し、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算結
果の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの位相
誤差を検出し、前記第５，第６のミキサの出力信号の乗
算結果の直流成分から前記第４の移相器の０度からの位
相誤差を検出するよう構成した。
制御回路が、前記第３，第４の移相器の位相変化量を０
として前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算結果の
直流成分から前記第２の移相器の９０度からの位相誤差
を検出し、前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算結
果の直流成分から前記第１の移相器の９０度からの位相
誤差を検出し、前記第５，第６のミキサの出力信号の乗
算結果の直流成分から前記第４の移相器の０度からの位
相誤差を検出するよう構成した。
【００２２】第９の発明は、同一の入力信号が入力する
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号を入力する位相設
定回路と、該位相設定回路に制御信号を送出する制御回
路とを具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル
信号入力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサ
に前記第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３〜
第６のミキサに前記第２のローカル信号の位相を調整し
た前記位相設回路の出力信号を入力させ、前記制御回路
によって、前記第３〜第６のミキサの出力信号を取り込
んで、前記第１の移相器の９０度からの位相誤差と、前
記位相設定回路から各ミキサに供給される第２のローカ
ル信号の位相とを検出し、前記位相設定回路から前記各
ミキサに供給される第２のローカル信号の位相を制御す
る制御信号を送出するよう構成した。
第１，第２のミキサと、該第１のミキサの出力信号が入
力する第３，第４のミキサと、前記第２のミキサの出力
信号が入力する第５，第６のミキサと、前記第３，第５
のミキサの出力信号を減算して同相成分として出力する
減算器と、前記第４，第６のミキサの出力信号を加算し
て直交成分として出力する加算器と、第１のローカル信
号入力端子と、該第１のローカル信号が入力する固定の
第１の移相器と、第２のローカル信号を入力する位相設
定回路と、該位相設定回路に制御信号を送出する制御回
路とを具備し、前記第１のミキサに前記第１のローカル
信号入力端子からの信号を入力させ、前記第２のミキサ
に前記第１の移相器の出力信号を入力させ、前記第３〜
第６のミキサに前記第２のローカル信号の位相を調整し
た前記位相設回路の出力信号を入力させ、前記制御回路
によって、前記第３〜第６のミキサの出力信号を取り込
んで、前記第１の移相器の９０度からの位相誤差と、前
記位相設定回路から各ミキサに供給される第２のローカ
ル信号の位相とを検出し、前記位相設定回路から前記各
ミキサに供給される第２のローカル信号の位相を制御す
る制御信号を送出するよう構成した。
【００２３】第１０の発明は、第１乃至第９の発明にお
いて、前記第３、第４，第５，第６のミキサの出力側に
それぞれ第１、第２，第３，第４のゲインコントロール
アンプを接続し、該各ゲインコントロールアンプの出力
信号を振幅検波して得た検出信号に基づき、前記第１，
第３のゲインコントロールアンプの出力信号振幅を互い
に同じに制御し、前記第２，第４のゲインコントロール
アンプの出力信号振幅を互いに同じに制御する手段を設
けて構成した。
いて、前記第３、第４，第５，第６のミキサの出力側に
それぞれ第１、第２，第３，第４のゲインコントロール
アンプを接続し、該各ゲインコントロールアンプの出力
信号を振幅検波して得た検出信号に基づき、前記第１，
第３のゲインコントロールアンプの出力信号振幅を互い
に同じに制御し、前記第２，第４のゲインコントロール
アンプの出力信号振幅を互いに同じに制御する手段を設
けて構成した。
【００２４】
【発明の実施の形態】移相器の非理想状態を補償するに
は、その移相器の出力位相の９０度からの位相誤差と振
幅差を検出し、これを補正してやればよい。この位相誤
差の補正方法としては大きく分けて２つの方法が考えら
れる。第１の方法は、初段の移相器の位相誤差と２段目
の移相器の位相誤差をそれぞれ検出して、それぞれ個別
に補償することで、２つの移相器の誤差を０にする方法
である。第２の方法は、２段目のミキサ３〜６のローカ
ルに１段目の移相器の位相誤差を補償するような位相の
信号を入力する方法である。
は、その移相器の出力位相の９０度からの位相誤差と振
幅差を検出し、これを補正してやればよい。この位相誤
差の補正方法としては大きく分けて２つの方法が考えら
れる。第１の方法は、初段の移相器の位相誤差と２段目
の移相器の位相誤差をそれぞれ検出して、それぞれ個別
に補償することで、２つの移相器の誤差を０にする方法
である。第２の方法は、２段目のミキサ３〜６のローカ
ルに１段目の移相器の位相誤差を補償するような位相の
信号を入力する方法である。
【００２５】第１の方法に関しては、前記の式(10)に示
される信号IIと式(13)に示される信号QIの積を次の式(1
6)に示すようにとり、その式(16)の直流（ＤＣ）成分を
取り出すことによって、 II・QI＝-1/32・［sin（２ωa−φ）＋sin（２ωb−φ） ＋２sin｛（ωa＋ωb）t−φ｝ −２sinφ・cos（ωa−ωb）t−２sinφ］ (16) II・QIDC＝1/16・sinφ (17) のように、位相ずれφが検出される。但し、ωa＝ω1＋
ω2、ωa＝ω1−ω2である。
される信号IIと式(13)に示される信号QIの積を次の式(1
6)に示すようにとり、その式(16)の直流（ＤＣ）成分を
取り出すことによって、 II・QI＝-1/32・［sin（２ωa−φ）＋sin（２ωb−φ） ＋２sin｛（ωa＋ωb）t−φ｝ −２sinφ・cos（ωa−ωb）t−２sinφ］ (16) II・QIDC＝1/16・sinφ (17) のように、位相ずれφが検出される。但し、ωa＝ω1＋
ω2、ωa＝ω1−ω2である。
【００２６】同様に、信号IIとIQの積の直流成分を抽出
することで、２段目の移相器の９０度からの位相誤差が
検出できるため、その検出結果をその移相器にフィード
バックすることによって、位相誤差を補償することがで
きる。
することで、２段目の移相器の９０度からの位相誤差が
検出できるため、その検出結果をその移相器にフィード
バックすることによって、位相誤差を補償することがで
きる。
【００２７】第２の方法については、２段目の各ローカ
ル入力の位相誤差をミキサ３のローカル信号の位相を基
準に、ミキサ４，５，６について、それぞれθ1、θ2、
θ3とすると、式(14),(15)はそれぞれ、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−(φ＋θ2)/2} ・cos(φ＋θ2)/2 −1/2・sin{(ωr−ω1＋ω２)t−(φ−θ2)/2} ・sin(φ−θ2)/2 (18) BBQ＝−1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t−(φ＋θ1＋θ3)/2} ・cos(φ＋θ1＋θ3)/2 ＋1/2・cos{(ωr−ω1＋ω２)t−(φ−θ1−θ3)/2} ・sin(φ＋θ1−θ3)/2 (19) となる。
ル入力の位相誤差をミキサ３のローカル信号の位相を基
準に、ミキサ４，５，６について、それぞれθ1、θ2、
θ3とすると、式(14),(15)はそれぞれ、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−(φ＋θ2)/2} ・cos(φ＋θ2)/2 −1/2・sin{(ωr−ω1＋ω２)t−(φ−θ2)/2} ・sin(φ−θ2)/2 (18) BBQ＝−1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t−(φ＋θ1＋θ3)/2} ・cos(φ＋θ1＋θ3)/2 ＋1/2・cos{(ωr−ω1＋ω２)t−(φ−θ1−θ3)/2} ・sin(φ＋θ1−θ3)/2 (19) となる。
【００２８】式(18),(19)によりイメージをキャンセル
する方法として、以下の２つの方法が考えられる。
する方法として、以下の２つの方法が考えられる。
【００２９】まず、ミキサ３のローカル信号の位相を０
度、ミキサ４のローカル信号の位相を「９０−φ」度、
ミキサ５のローカル信号の位相を「９０＋φ」度、ミキ
サ６のローカル信号の位相を０度とする場合、すなわ
ち、θ1＝−φ、θ2＝φ、θ3＝０の場合、式(18),(19)
は、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (20) BBQ＝-1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t}・cosφ (21) となる。この場合、BBIの位相がφだけ遅れるため、BBI
とBBQの間の直交関係が失われるが、文献「斉藤、”p/4
-QPSK遅延検波回路における各種劣化要因とその補償
法”、信学技報、RCS92-101。」に示されるように、補
償回路を用いることで補償可能である。
度、ミキサ４のローカル信号の位相を「９０−φ」度、
ミキサ５のローカル信号の位相を「９０＋φ」度、ミキ
サ６のローカル信号の位相を０度とする場合、すなわ
ち、θ1＝−φ、θ2＝φ、θ3＝０の場合、式(18),(19)
は、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (20) BBQ＝-1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t}・cosφ (21) となる。この場合、BBIの位相がφだけ遅れるため、BBI
とBBQの間の直交関係が失われるが、文献「斉藤、”p/4
-QPSK遅延検波回路における各種劣化要因とその補償
法”、信学技報、RCS92-101。」に示されるように、補
償回路を用いることで補償可能である。
【００３０】次に、ミキサ３のローカル信号の位相を０
度、ミキサ４のローカル信号の位相を９０度、ミキサ５
のローカル信号の位相を「９０＋φ」度、ミキサ６のロ
ーカル信号の位相をφ度とする場合、すなわち、θ1＝
０、θ2＝φ、θ3＝φの場合、式(18),(19)は、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (22) BBQ＝-1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (23) となる。この場合、BBI，BBQの位相が同じように遅れる
ため、両者の直交関係は維持される。
度、ミキサ４のローカル信号の位相を９０度、ミキサ５
のローカル信号の位相を「９０＋φ」度、ミキサ６のロ
ーカル信号の位相をφ度とする場合、すなわち、θ1＝
０、θ2＝φ、θ3＝φの場合、式(18),(19)は、 BBI＝1/2・cos{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (22) BBQ＝-1/2・sin{(ωr−ω1−ω２)t−φ}・cosφ (23) となる。この場合、BBI，BBQの位相が同じように遅れる
ため、両者の直交関係は維持される。
【００３１】以上のいずれの場合も、θ1、θ2、θ3はI
I,IQ,QQ,QIの信号間の相互の積の直流成分を抽出するこ
とで、９０度からの位相誤差が検出できる。このため、
これを各移相器にフィードバックすることで、その誤差
を補償することができる。
I,IQ,QQ,QIの信号間の相互の積の直流成分を抽出するこ
とで、９０度からの位相誤差が検出できる。このため、
これを各移相器にフィードバックすることで、その誤差
を補償することができる。
【００３２】また、振幅差を検出し補償するには、各ミ
キサ３〜６の出力にゲインコントロールアンプを接続
し、その出力を振幅検波することにより振幅情報を検出
し、これを比較し同じになるようにゲインコントロール
アンプを制御することによって補償できる。
キサ３〜６の出力にゲインコントロールアンプを接続
し、その出力を振幅検波することにより振幅情報を検出
し、これを比較し同じになるようにゲインコントロール
アンプを制御することによって補償できる。
【００３３】［第１の実施の形態］図１は本発明の第１
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。９，１０は可変移相器であり、９０度を中心とし
て制御信号によってその位相変化量を制御することがで
きるものである。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。９，１０は可変移相器であり、９０度を中心とし
て制御信号によってその位相変化量を制御することがで
きるものである。
【００３４】１１は制御回路であり、式(16),(17)に示
したように、ミキサ３，６の出力を相互に乗算し、その
直流成分を抽出することによって、可変移相器９の９０
度からの位相誤差を検出する。また、同様に、ミキサ
３，４の出力を相互に乗算し、その直流成分を抽出する
ことで、可変移相器１０の９０度からの位相誤差を検出
する。
したように、ミキサ３，６の出力を相互に乗算し、その
直流成分を抽出することによって、可変移相器９の９０
度からの位相誤差を検出する。また、同様に、ミキサ
３，４の出力を相互に乗算し、その直流成分を抽出する
ことで、可変移相器１０の９０度からの位相誤差を検出
する。
【００３５】そして、この制御回路１１によって、検出
したそれぞれの位相誤差を０とするように可変移相器
９，１０を制御することによって、それぞれの可変移相
器９，１０の位相変化量がちょうど９０度となるようす
る。
したそれぞれの位相誤差を０とするように可変移相器
９，１０を制御することによって、それぞれの可変移相
器９，１０の位相変化量がちょうど９０度となるようす
る。
【００３６】以上により、ベースバンドの同相成分BB
I、直交成分BBQに出力されるイメージ成分はキャンセル
され、希望波成分のみが出力される。
I、直交成分BBQに出力されるイメージ成分はキャンセル
され、希望波成分のみが出力される。
【００３７】図２は上記した可変移相器９，１０の構成
の一例を示す図である。ip,inはそれぞれローカル信号
の正相信号、逆相信号が入力する入力端子、gndは接地
端子、o0,o1,o2,o3は出力端子、C1,C2,C3,C4は容量、R
1,R2,R3,R4は抵抗であり、その抵抗R1,R2,R3,R4の値が
同じとき、出力端子o0,o1,o2,o3の信号位相は、それぞ
れ０，９０，１８０，２７０度となるが、抵抗R2，R4を
可変抵抗器１２，１３で構成して、これらを同時に制御
することにより、出力端子o1,o3の信号について、その
位相差を１８０度に保持したまま、その位相を変化させ
ることができる。つまり、その位相変化量を¢とする
と、出力端子o0,o1,o2,o3の信号位相は、０，９０＋
¢、１８０、２７０＋¢となる。
の一例を示す図である。ip,inはそれぞれローカル信号
の正相信号、逆相信号が入力する入力端子、gndは接地
端子、o0,o1,o2,o3は出力端子、C1,C2,C3,C4は容量、R
1,R2,R3,R4は抵抗であり、その抵抗R1,R2,R3,R4の値が
同じとき、出力端子o0,o1,o2,o3の信号位相は、それぞ
れ０，９０，１８０，２７０度となるが、抵抗R2，R4を
可変抵抗器１２，１３で構成して、これらを同時に制御
することにより、出力端子o1,o3の信号について、その
位相差を１８０度に保持したまま、その位相を変化させ
ることができる。つまり、その位相変化量を¢とする
と、出力端子o0,o1,o2,o3の信号位相は、０，９０＋
¢、１８０、２７０＋¢となる。
【００３８】［第２の実施の形態］図３は本発明の第２
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。１５，１６は９０度を中心として制御信号によっ
てその位相変化量を制御することができる可変移相器で
ある。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。１５，１６は９０度を中心として制御信号によっ
てその位相変化量を制御することができる可変移相器で
ある。
【００３９】１７は制御回路であり、ミキサ３，６の出
力の乗算結果の直流成分から移相器１４の９０度からの
位相誤差φを検出し、ミキサ３，４の出力の乗算結果の
直流成分から移相器１５の位相誤差θ1を検出し、ミキ
サ５，６の出力の乗算結果の直流成分から移相器１６の
位相誤差θ２を検出する。そして、検出された位相誤差
を比較し、θ1を−φに、θ２をφに補正する制御信号
を発生する。
力の乗算結果の直流成分から移相器１４の９０度からの
位相誤差φを検出し、ミキサ３，４の出力の乗算結果の
直流成分から移相器１５の位相誤差θ1を検出し、ミキ
サ５，６の出力の乗算結果の直流成分から移相器１６の
位相誤差θ２を検出する。そして、検出された位相誤差
を比較し、θ1を−φに、θ２をφに補正する制御信号
を発生する。
【００４０】以上により、ミキサ３には０度位相の第２
ローカル信号が、ミキサ４には「９０−φ」度位相の第
２ローカル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の
第２ローカル信号が、ミキサ６には０度位相の第２ロー
カル信号が、それぞれ入力される。
ローカル信号が、ミキサ４には「９０−φ」度位相の第
２ローカル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の
第２ローカル信号が、ミキサ６には０度位相の第２ロー
カル信号が、それぞれ入力される。
【００４１】これによって、式(20),(21)に示したよう
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
【００４２】［第３の実施の形態］図４は本発明の第３
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。１８は９０度を中心として制御信号によってその
位相変化量を制御することができる可変移相器、１９，
２０は０度を中心として制御信号によってその位相変化
量を制御することができる同じ特性をもつ可変移相器で
ある。特に可変移相器１９，２０は同じ制御信号により
同じ位相変化量となる。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。１８は９０度を中心として制御信号によってその
位相変化量を制御することができる可変移相器、１９，
２０は０度を中心として制御信号によってその位相変化
量を制御することができる同じ特性をもつ可変移相器で
ある。特に可変移相器１９，２０は同じ制御信号により
同じ位相変化量となる。
【００４３】２１は制御回路であり、ミキサ３，４の出
力の乗算結果の直流成分から移相器１８の９０度からの
位相誤差を検出し、その位相誤差を０とするための制御
信号を発生する。また、ミキサ３，６の出力の乗算結果
の直流成分と、ミキサ５，４の出力の乗算結果の直流成
分の差から、移相器１４の９０度からの位相誤差φと可
変移相器１９，２０の０度からの位相誤差を検出し、こ
れを０とするための制御信号を発生する。
力の乗算結果の直流成分から移相器１８の９０度からの
位相誤差を検出し、その位相誤差を０とするための制御
信号を発生する。また、ミキサ３，６の出力の乗算結果
の直流成分と、ミキサ５，４の出力の乗算結果の直流成
分の差から、移相器１４の９０度からの位相誤差φと可
変移相器１９，２０の０度からの位相誤差を検出し、こ
れを０とするための制御信号を発生する。
【００４４】以上により、可変移相器１８の位相変化量
は９０度となり、可変移相器１９，２０の位相変化量は
移相器１４の９０度からの位相誤差φと同量となる。
は９０度となり、可変移相器１９，２０の位相変化量は
移相器１４の９０度からの位相誤差φと同量となる。
【００４５】したがって、ミキサ３には０度位相の第２
ローカル信号が、ミキサ４には９０度位相の第２ローカ
ル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の第２ロー
カル信号が、ミキサ６にはφ度位相の第２ローカル信号
が入力される。
ローカル信号が、ミキサ４には９０度位相の第２ローカ
ル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の第２ロー
カル信号が、ミキサ６にはφ度位相の第２ローカル信号
が入力される。
【００４６】これによって、式(22),(23)に示したよう
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
【００４７】［第４の実施の形態］図５は本発明の第４
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。２２は９０度を中心として制御信号によってその
位相変化量を制御することができる可変移相器、２３，
２４は０度を中心として制御信号によってその位相変化
量を制御することができる可変移相器である。特に、可
変移相器２３，２４は同じ制御信号によりそれぞれ正方
向と負方向に同量位相を変化させるができるものであ
る。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。２２は９０度を中心として制御信号によってその
位相変化量を制御することができる可変移相器、２３，
２４は０度を中心として制御信号によってその位相変化
量を制御することができる可変移相器である。特に、可
変移相器２３，２４は同じ制御信号によりそれぞれ正方
向と負方向に同量位相を変化させるができるものであ
る。
【００４８】２５は制御回路であり、まず、可変移相器
２３，２４の位相変化量を０とした上で、可変移相器２
２の９０度からの位相誤差をミキサ３，４の出力の乗算
結果の直流成分から検出し、これを０とする制御信号を
発生する。次に、移相器１４の９０度からの位相誤差φ
をミキサ３，６の出力の乗算結果の直流成分から検出す
る。次に、ミキサ５，６の出力の乗算結果の直流成分か
ら検出される移相器２４の位相変化量θ３を移相器１４
の９０度からの位相誤差φと比較し、これを同じにする
よう移相器２３，２４を制御するための制御信号を発生
する。
２３，２４の位相変化量を０とした上で、可変移相器２
２の９０度からの位相誤差をミキサ３，４の出力の乗算
結果の直流成分から検出し、これを０とする制御信号を
発生する。次に、移相器１４の９０度からの位相誤差φ
をミキサ３，６の出力の乗算結果の直流成分から検出す
る。次に、ミキサ５，６の出力の乗算結果の直流成分か
ら検出される移相器２４の位相変化量θ３を移相器１４
の９０度からの位相誤差φと比較し、これを同じにする
よう移相器２３，２４を制御するための制御信号を発生
する。
【００４９】以上により、ミキサ３には０度位相の第２
ローカル信号が、ミキサ４には「９０−φ」度位相の第
２ローカル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の
第２ローカル信号が、ミキサ６には０度位相のローカル
信号が、各々入力される。
ローカル信号が、ミキサ４には「９０−φ」度位相の第
２ローカル信号が、ミキサ５には「９０＋φ」度位相の
第２ローカル信号が、ミキサ６には０度位相のローカル
信号が、各々入力される。
【００５０】これによって、式(20),(21)に示したよう
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
に、ベースバンドの同相成分BBI、直交成分BBQに出力さ
れるイメージ成分はキャンセルされ、希望波成分のみが
出力される。
【００５１】［第５の実施の形態］図６は本発明の第５
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。２６は入力される第２ローカル信号の位相を制御
信号によって制御し、各ミキサ３〜６に入力させる位相
設定回路であり、たとえば図７に示すような回路によっ
て実現される。図７における可変移相器２８，２９，３
０，３１，３２のそれぞれは、たとえば図２に示した回
路によって実現される。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。２６は入力される第２ローカル信号の位相を制御
信号によって制御し、各ミキサ３〜６に入力させる位相
設定回路であり、たとえば図７に示すような回路によっ
て実現される。図７における可変移相器２８，２９，３
０，３１，３２のそれぞれは、たとえば図２に示した回
路によって実現される。
【００５２】ここで、図７の可変移相器２８の位相変化
分を¢１とし、可変移相器２９〜３２の位相変化分を０
とすると、可変移相器２８の出力o0からは０度、出力o1
からは「９０＋¢１」度、出力o2からは１８０度、出力
o3からは「２７０＋¢１」度の位相信号が出力する。よ
って、可変移相器２９の出力o0からは０度、出力o1から
は９０度の位相信号が、また、可変移相器３０の出力o0
からは「９０＋¢１」度、出力o3からは「０＋¢１」度
の位相の信号が、各々出力する。
分を¢１とし、可変移相器２９〜３２の位相変化分を０
とすると、可変移相器２８の出力o0からは０度、出力o1
からは「９０＋¢１」度、出力o2からは１８０度、出力
o3からは「２７０＋¢１」度の位相信号が出力する。よ
って、可変移相器２９の出力o0からは０度、出力o1から
は９０度の位相信号が、また、可変移相器３０の出力o0
からは「９０＋¢１」度、出力o3からは「０＋¢１」度
の位相の信号が、各々出力する。
【００５３】したがって、可変移相器２９の出力o0の信
号（０度）をミキサ３に、出力o1の信号（９０度）をミ
キサ４に、可変移相器３０の出力o0の信号（「９０＋¢
１」度）をミキサ５に、出力o3の信号（「０＋¢１」
度）をミキサ６に、それぞれ第２ローカル信号として入
力し、¢１を移相器１４の９０度からの位相誤差φと同
じとなるように制御することで、式(22),(23)の条件を
満たすイメージ除去型受信機を実現できる。
号（０度）をミキサ３に、出力o1の信号（９０度）をミ
キサ４に、可変移相器３０の出力o0の信号（「９０＋¢
１」度）をミキサ５に、出力o3の信号（「０＋¢１」
度）をミキサ６に、それぞれ第２ローカル信号として入
力し、¢１を移相器１４の９０度からの位相誤差φと同
じとなるように制御することで、式(22),(23)の条件を
満たすイメージ除去型受信機を実現できる。
【００５４】また、可変移相器２８の位相変化分を０と
し、可変移相器２９，３０の位相変化分を¢２とし，可
変移相器３１，３２の位相変化分を¢３とすると、可変
移相器２９の出力o1から０度の位相信号が、出力o1から
は「９０＋¢２」度の位相信号が、可変移相器３１の出
力o1から「９０＋¢３」度の位相信号が、各々出力され
る。
し、可変移相器２９，３０の位相変化分を¢２とし，可
変移相器３１，３２の位相変化分を¢３とすると、可変
移相器２９の出力o1から０度の位相信号が、出力o1から
は「９０＋¢２」度の位相信号が、可変移相器３１の出
力o1から「９０＋¢３」度の位相信号が、各々出力され
る。
【００５５】このときは、可変移相器２９の出力o1の信
号（０度）をミキサ３，６に、可変移相器２９の出力o1
の信号（「９０＋¢２」度）をミキサ４に、可変移相器
３１の出力o1の信号（「９０＋¢３」度）をミキサ５
に、それぞれ第２ローカル信号として入力し、移相器１
４の９０度からの位相誤差をφとしたとき、¢２を−φ
に、¢３をφにそれぞれ制御することで、(20),(21)の
条件を満たすイメージ除去型受信機を実現できる。
号（０度）をミキサ３，６に、可変移相器２９の出力o1
の信号（「９０＋¢２」度）をミキサ４に、可変移相器
３１の出力o1の信号（「９０＋¢３」度）をミキサ５
に、それぞれ第２ローカル信号として入力し、移相器１
４の９０度からの位相誤差をφとしたとき、¢２を−φ
に、¢３をφにそれぞれ制御することで、(20),(21)の
条件を満たすイメージ除去型受信機を実現できる。
【００５６】［第６の実施の形態］図８は本発明の第６
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。これは、図６に示した受信機に振幅補償回路を付
加したものである。３３，３４，３５，３６はゲインコ
ントロールアンプであり、制御回路３７からの制御信号
によってその利得が制御されるようになっている。制御
回路３７は図６で説明した制御回路２７のように位相誤
差を検出して位相設定回路２６を制御する機能に加え
て、各ゲインコントロールアンプ３３〜３６の出力を振
幅検波し、ゲインコントロールアンプ３３，３５の出力
を互いに一致させ、３４，３６の出力を互いに一致させ
るための制御信号を発生する。
の実施の形態のイメージ除去型受信機の構成を示す図で
ある。これは、図６に示した受信機に振幅補償回路を付
加したものである。３３，３４，３５，３６はゲインコ
ントロールアンプであり、制御回路３７からの制御信号
によってその利得が制御されるようになっている。制御
回路３７は図６で説明した制御回路２７のように位相誤
差を検出して位相設定回路２６を制御する機能に加え
て、各ゲインコントロールアンプ３３〜３６の出力を振
幅検波し、ゲインコントロールアンプ３３，３５の出力
を互いに一致させ、３４，３６の出力を互いに一致させ
るための制御信号を発生する。
【００５７】これによって、減算器７と加算器８には、
同振幅、同位相の信号が入力されることになるため、そ
れぞれの出力には、イメージ波の十分抑圧されたベース
バンド信号BBI、BBQが出力される。なお、このような振
幅補償回路は前記した図１、図３、図４、図５、図６の
受信機にも同様に付加することができる。
同振幅、同位相の信号が入力されることになるため、そ
れぞれの出力には、イメージ波の十分抑圧されたベース
バンド信号BBI、BBQが出力される。なお、このような振
幅補償回路は前記した図１、図３、図４、図５、図６の
受信機にも同様に付加することができる。
【００５８】
【発明の効果】以上から本発明によれば、ローカル信号
の位相誤差を検出してこれを補正し、あるいは減算、加
算する信号の振幅を検出しその振幅を補正するので、イ
メージの除去効果の高い受信機を実現することができ
る。
の位相誤差を検出してこれを補正し、あるいは減算、加
算する信号の振幅を検出しその振幅を補正するので、イ
メージの除去効果の高い受信機を実現することができ
る。
【図１】 本発明の第１の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 可変移相器の回路図である。
【図３】 本発明の第２の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図５】 本発明の第４の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】 本発明の第５の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 位相設定回路のブロック図である。
【図８】 本発明の第６の実施の形態のイメージ除去型
受信機の構成を示すブロック図である。
受信機の構成を示すブロック図である。
【図９】 従来のスーパーヘテロダイン受信機の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１０】 従来のイメージ除去型受信機の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
１〜６：ミキサ、７：減算器、８：加算器、９，１０：
可変移相器、１１：制御回路、１２，１３：可変抵抗
器、１４：固定の移相器、１５，１６：可変移相器、１
７：制御回路、１８〜２０：可変移相器、２１：制御回
路、２２〜２４：可変移相器、２５：制御回路、２６：
位相設定回路、２７：制御回路、２８〜３２：可変移相
器、３３〜３６：ゲインコントロールアンプ、３７：制
御回路、５１：ミキサ、５２：狭帯域フィルタ、５３：
直交復調器、５４、５５：移相器。
可変移相器、１１：制御回路、１２，１３：可変抵抗
器、１４：固定の移相器、１５，１６：可変移相器、１
７：制御回路、１８〜２０：可変移相器、２１：制御回
路、２２〜２４：可変移相器、２５：制御回路、２６：
位相設定回路、２７：制御回路、２８〜３２：可変移相
器、３３〜３６：ゲインコントロールアンプ、３７：制
御回路、５１：ミキサ、５２：狭帯域フィルタ、５３：
直交復調器、５４、５５：移相器。
フロントページの続き (72)発明者 原田 充 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FH06 FJ07 FJ14 FJ16 5K020 AA08 CC03 DD02 EE05 FF04 LL07 5K052 AA01 AA11 BB02 DD04 FF32 GG19 GG20 GG26 GG33 GG41
Claims (10)
- 【請求項１】同一の入力信号が入力する第１，第２のミ
キサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第３，第
４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入力する
第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサの出力
信号を減算して同相成分として出力する減算器と、前記
第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交成分とし
て出力する加算器と、第１のローカル信号入力端子と、
該第１のローカル信号が入力する可変の第１の移相器
と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のローカル
信号が入力する可変の第２の移相器と、前記第１，第２
の移相器を制御する制御回路とを具備し、 前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子か
らの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移
相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミキサに
前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入力さ
せ、前記第４，第５のミキサに前記第２の移相器の出力
信号を入力させ、 前記制御回路によって、前記第３，第４，第５，第６の
内の少なくとも３つのミキサの出力信号を取り込み、前
記第１，第２の移相器に対して９０度からの位相誤差を
０にするための制御信号をそれぞれ送出するようにした
ことを特徴とするイメージ除去型受信機。 - 【請求項２】前記制御回路が、前記第３，第６のミキサ
の出力信号の乗算結果の直流成分から前記第１の移相器
の９０度からの位相誤差を検出し、 前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算結果の直流成
分から前記第２の移相器の９０度からの位相誤差を検出
する、 ことを特徴とする請求項１に記載のイメージ除去型受信
機。 - 【請求項３】同一の入力信号が入力する第１，第２のミ
キサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第３，第
４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入力する
第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサの出力
信号を減算して同相成分として出力する減算器と、前記
第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交成分とし
て出力する加算器と、第１のローカル信号入力端子と、
該第１のローカル信号が入力する固定の第１の移相器
と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のローカル
信号が入力する可変の第２，第３の移相器と、前記第
２，第３の移相器を制御する制御回路とを具備し、 前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子か
らの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移
相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミキサに
前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入力さ
せ、前記第４のミキサに前記第２の移相器の出力信号を
入力させ、前記第５のミキサに前記第３の移相器の出力
信号を入力させ、 前記制御回路によって、前記第３，第４，第５，第６の
ミキサの出力信号を取り込んで、前記第２の移相器に対
して９０度からの位相誤差を第１の移相器の９０度から
の位相誤差と同量となるよう負の方向に変化させる制御
信号を、前記第３の移相器に対して９０度からの位相誤
差を前記第１の移相器の９０度からの位相誤差と同量と
なるよう変化させるための制御信号を、それぞれ送出す
るようにしたことを特徴とするイメージ除去型受信機。 - 【請求項４】前記制御回路が、前記第３，第６のミキサ
の出力信号の乗算結果の直流成分から第１の移相器の９
０度からの位相誤差を検出し、 前記第３，第４のミキサの出力信号の乗算結果の直流成
分から第２の移相器の９０度からの位相誤差を検出し、 前記第５，第６のミキサの出力信号の乗算結果の直流成
分から第３の移相器の９０度からの位相誤差を検出す
る、 ことを特徴とする請求項３に記載のイメージ除去型受信
機。 - 【請求項５】同一の入力信号が入力する第１，第２のミ
キサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第３，第
４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入力する
第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサの出力
信号を減算して同相成分として出力する減算器と、前記
第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交成分とし
て出力する加算器と、第１のローカル信号入力端子と、
該第１のローカル信号が入力する固定の第１の移相器
と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のローカル
信号が入力する可変の第２，第３の移相器と、該第２の
移相器の出力が入力する可変の第４の移相器と、前記第
２〜第４の移相器を制御する制御回路とを具備し、 前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子か
らの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移
相器の出力信号を入力させ、前記第３のミキサに前記第
２のローカル信号入力端子からの信号を入力させ、前記
第４のミキサに前記第２の移相器の出力信号を入力さ
せ、前記第５のミキサに前記第４の移相器の出力信号を
入力させ、前記第６のミキサに前記第３の移相器の出力
信号を入力させ、 前記制御回路によって、前記第３，第４，第５，第６の
ミキサの出力信号を取り込んで、前記第２の移相器に対
して９０度からの位相誤差を０にさせるための制御信号
を、前記第３，第４の移相器に対して０度からの位相誤
差を前記第１の移相器の９０度からの位相誤差と同量に
するための制御信号を、それぞれ送出するようにしたこ
とを特徴とするイメージ除去型受信機。 - 【請求項６】前記制御回路が、前記第３，第４のミキサ
の出力信号の乗算結果の直流成分から前記第２の移相器
の９０度からの位相誤差を検出し、 前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算結果と前記第
４，第５のミキサの出力信号の乗算結果の差の直流成分
から前記第１の移相器の９０度からの位相誤差と前記第
３，第４の移相器の０度からの位相誤差を検出する、 ことを特徴とする請求項５に記載のイメージ除去型受信
機。 - 【請求項７】同一の入力信号が入力する第１，第２のミ
キサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第３，第
４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入力する
第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサの出力
信号を減算して同相成分として出力する減算器と、前記
第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交成分とし
て出力する加算器と、第１のローカル信号入力端子と、
該第１のローカル信号が入力する固定の第１の移相器
と、第２のローカル信号入力端子と、該第２のローカル
信号が入力する可変の第２の移相器と、該第２の移相器
の出力が入力する可変の第３，第４の移相器と、前記第
２〜第４の移相器を制御する制御回路とを具備し、 前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子か
らの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移
相器の出力信号を入力させ、前記第３，第６のミキサに
前記第２のローカル信号入力端子からの信号を入力さ
せ、前記第４のミキサに前記第３の移相器の出力信号を
入力させ、前記第５のミキサに前記第４の移相器の出力
信号を入力させ、 前記制御回路によって、前記第３，第４，第５，第６の
ミキサの出力信号を取り込んで、前記第２の移相器に対
して９０度からの位相誤差を０にさせる制御信号を、前
記第３の移相器に対して０度からの位相誤差を前記第１
の移相器の９０度からの位相誤差と同量だけ負の方向に
するための制御信号を、第４の移相器に対して０度から
の位相誤差を前記第１の移相器の９０度からの位相誤差
と同量だけ制御するための制御信号を、それぞれ送出す
るようにしたことを特徴とするイメージ除去型受信機。 - 【請求項８】前記制御回路が、前記第３，第４の移相器
の位相変化量を０として前記第３，第４のミキサの出力
信号の乗算結果の直流成分から前記第２の移相器の９０
度からの位相誤差を検出し、 前記第３，第６のミキサの出力信号の乗算結果の直流成
分から前記第１の移相器の９０度からの位相誤差を検出
し、 前記第５，第６のミキサの出力信号の乗算結果の直流成
分から前記第４の移相器の０度からの位相誤差を検出す
る、 ことを特徴とする請求項７に記載のイメージ除去型受信
機。 - 【請求項９】同一の入力信号が入力する第１，第２のミ
キサと、該第１のミキサの出力信号が入力する第３，第
４のミキサと、前記第２のミキサの出力信号が入力する
第５，第６のミキサと、前記第３，第５のミキサの出力
信号を減算して同相成分として出力する減算器と、前記
第４，第６のミキサの出力信号を加算して直交成分とし
て出力する加算器と、第１のローカル信号入力端子と、
該第１のローカル信号が入力する固定の第１の移相器
と、第２のローカル信号を入力する位相設定回路と、該
位相設定回路に制御信号を送出する制御回路とを具備
し、 前記第１のミキサに前記第１のローカル信号入力端子か
らの信号を入力させ、前記第２のミキサに前記第１の移
相器の出力信号を入力させ、前記第３〜第６のミキサに
前記第２のローカル信号の位相を調整した前記位相設回
路の出力信号を入力させ、 前記制御回路によって、前記第３〜第６のミキサの出力
信号を取り込んで、前記第１の移相器の９０度からの位
相誤差と、前記位相設定回路から各ミキサに供給される
第２のローカル信号の位相とを検出し、前記位相設定回
路から前記各ミキサに供給される第２のローカル信号の
位相を制御する制御信号を送出することを特徴とするイ
メージ除去型受信機。 - 【請求項１０】前記第３、第４，第５，第６のミキサの
出力側にそれぞれ第１、第２，第３，第４のゲインコン
トロールアンプを接続し、該各ゲインコントロールアン
プの出力信号を振幅検波して得た検出信号に基づき、前
記第１，第３のゲインコントロールアンプの出力信号振
幅を互いに同じに制御し、前記第２，第４のゲインコン
トロールアンプの出力信号振幅を互いに同じに制御する
手段を設けたことを特徴とする請求１乃至９に記載のイ
メージ除去型受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28070698A JP3398910B2 (ja) | 1998-10-02 | 1998-10-02 | イメージ除去型受信機 |
| US09/401,803 US6516186B1 (en) | 1998-10-02 | 1999-09-22 | Image-rejection receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28070698A JP3398910B2 (ja) | 1998-10-02 | 1998-10-02 | イメージ除去型受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000115265A true JP2000115265A (ja) | 2000-04-21 |
| JP3398910B2 JP3398910B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=17628825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28070698A Expired - Fee Related JP3398910B2 (ja) | 1998-10-02 | 1998-10-02 | イメージ除去型受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6516186B1 (ja) |
| JP (1) | JP3398910B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007060614A (ja) * | 2005-07-27 | 2007-03-08 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置、電波受信回路及び電波時計 |
| JP2008187314A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | イメージ除去型受信装置 |
| JP2008187349A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | イメージ除去型受信装置 |
| US7667523B2 (en) | 2008-06-05 | 2010-02-23 | Fujitsu Limited | Orthogonal signal output circuit |
| US7786923B2 (en) | 2003-08-20 | 2010-08-31 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Interrogator of communication system |
| JP2011223266A (ja) * | 2010-04-08 | 2011-11-04 | Toshiba Denpa Products Kk | デジタルｉｑ信号の周波数変換回路 |
| JP2012034110A (ja) * | 2010-07-29 | 2012-02-16 | Univ Of Aizu | 複素型直交変調器、複素型直交復調器及びこれらに用いる直交ミキサ |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6731917B1 (en) * | 1999-11-03 | 2004-05-04 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for minimizing image power in the output of a receiver circuit |
| US6985541B1 (en) * | 1999-11-23 | 2006-01-10 | Micor Linear Corporation | FM demodulator for a low IF receiver |
| US7076217B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-07-11 | Micro Linear Corporation | Integrated radio transceiver |
| US7027792B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-04-11 | Micro Linear Corporation | Topology for a single ended input dual balanced mixer |
| US6987816B1 (en) | 1999-11-23 | 2006-01-17 | Micro Linear Corporation | Iris data recovery algorithms |
| US6990326B2 (en) * | 2000-07-05 | 2006-01-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Image suppression filter circuit |
| US7130599B2 (en) * | 2000-11-03 | 2006-10-31 | Qualcomm Inc. | Quadrature generator with image reject mixer |
| US6766157B1 (en) * | 2001-01-03 | 2004-07-20 | Kyocera Wireless Corp. | Reducing LO leakage in a direct conversion receiver quadrature stage |
| JP2002208858A (ja) * | 2001-01-10 | 2002-07-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数シンセサイザと周波数生成方法 |
| US20030220086A1 (en) * | 2002-05-23 | 2003-11-27 | Icefyre Semiconductor Corporation | Oscillator frequency offsets |
| KR100790858B1 (ko) * | 2002-09-04 | 2008-01-02 | 삼성전자주식회사 | 시공유 ｉ 채널 및 ｑ 채널을 가진 직접변환 수신기 및수신방법 |
| EP1441437B1 (fr) * | 2003-01-21 | 2006-08-09 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique S.A. - Recherche et Développement | Générateur de signaux en quadrature de phase et à asservissement de la fréquence de travail |
| DE10343377B3 (de) * | 2003-09-17 | 2005-04-28 | Groz Beckert Kg | Schaftantrieb für Webmaschinenschäfte |
| US7684778B1 (en) * | 2005-02-23 | 2010-03-23 | Marvell International Ltd. | Image cancellation in receivers |
| FI20086047A0 (fi) | 2008-11-04 | 2008-11-04 | Nokia Corp | Kaksikanavavastaanotto |
| WO2011082485A1 (en) * | 2010-01-11 | 2011-07-14 | Fresco Microchip Inc. | Signal tuning with variable intermediate frequency for image rejection and methods |
| US8798553B2 (en) * | 2010-09-09 | 2014-08-05 | Nec Corporation | Signal processing circuit, signal processing method and control program recording medium |
| US8787860B2 (en) | 2011-07-21 | 2014-07-22 | Marvell World Trade Ltd. | Image cancellation in receivers using dual adaptive filters |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2781948B1 (fr) * | 1998-07-28 | 2001-02-09 | St Microelectronics Sa | Reception radiofrequence a conversion de frequence a basse frequence intermediaire |
| US6304751B1 (en) * | 1998-12-29 | 2001-10-16 | Cirrus Logic, Inc. | Circuits, systems and methods for digital correction of phase and magnitude errors in image reject mixers |
-
1998
- 1998-10-02 JP JP28070698A patent/JP3398910B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-09-22 US US09/401,803 patent/US6516186B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7786923B2 (en) | 2003-08-20 | 2010-08-31 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Interrogator of communication system |
| JP2007060614A (ja) * | 2005-07-27 | 2007-03-08 | Casio Comput Co Ltd | 電波受信装置、電波受信回路及び電波時計 |
| JP4631673B2 (ja) * | 2005-07-27 | 2011-02-16 | カシオ計算機株式会社 | 電波受信装置、電波受信回路及び電波時計 |
| JP2008187314A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | イメージ除去型受信装置 |
| JP2008187349A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Mitsubishi Electric Corp | イメージ除去型受信装置 |
| US7667523B2 (en) | 2008-06-05 | 2010-02-23 | Fujitsu Limited | Orthogonal signal output circuit |
| JP2011223266A (ja) * | 2010-04-08 | 2011-11-04 | Toshiba Denpa Products Kk | デジタルｉｑ信号の周波数変換回路 |
| JP2012034110A (ja) * | 2010-07-29 | 2012-02-16 | Univ Of Aizu | 複素型直交変調器、複素型直交復調器及びこれらに用いる直交ミキサ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6516186B1 (en) | 2003-02-04 |
| JP3398910B2 (ja) | 2003-04-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2000115265A (ja) | イメージ除去型受信機 | |
| JP4616093B2 (ja) | Ｒｆ受信器ミスマッチ校正システム及び方法 | |
| JP2603699B2 (ja) | デュアル枝路受信機 | |
| EP0877476B1 (en) | Down conversion mixer | |
| US5828955A (en) | Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein | |
| JP3510556B2 (ja) | イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機 | |
| KR100297243B1 (ko) | 믹서회로를위한보정회로,보정회로를이용한더블슈퍼헤테로다인수신기,보정회로를이용한주파수스펙트럼변환회로 | |
| US20090131006A1 (en) | Apparatus, integrated circuit, and method of compensating iq phase mismatch | |
| EP1478097B1 (en) | Direct conversion receiver comprising DC offset reducing system and transmitter | |
| JPH10135865A (ja) | 通信装置 | |
| US20050243949A1 (en) | I/Q timing mismatch compensation | |
| EP1504524B1 (en) | Mirror suppression circuit in a quadrature demodulator | |
| US6570441B1 (en) | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal | |
| US7373131B2 (en) | Signal processing method and signal processing apparatus | |
| JP4016945B2 (ja) | 受信機 | |
| JP4332113B2 (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機 | |
| JP3408452B2 (ja) | 直交復調器 | |
| US20090215422A1 (en) | Receiver | |
| US20030236073A1 (en) | Correction of mismatch between in-phase and quadrature signals in a radio receiver | |
| JP2009060476A (ja) | 周波数シンセサイザ、周波数シンセサイザの制御方法、マルチバンド通信装置 | |
| JP2003008674A (ja) | デジタル放送受信回路および受信機 | |
| JPH10209904A (ja) | 受信機 | |
| US6999529B1 (en) | Digital AM demodulator | |
| JP2004312562A (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| JP2002009863A (ja) | 受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030128 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080221 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090221 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090221 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100221 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110221 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110221 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120221 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130221 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |