JP4016945B2

JP4016945B2 - 受信機

Info

Publication number: JP4016945B2
Application number: JP2003527878A
Authority: JP
Inventors: ボルフディートリッヒゲオルグカスペルコビッツ
Original assignee: セミコンダクターアイディアズトゥーザマーケット（アイティーオーエム）ビーヴィ
Priority date: 2001-09-08
Filing date: 2002-09-01
Publication date: 2007-12-05
Anticipated expiration: 2022-09-01
Also published as: EP1423910B1; EP1292017A1; JP2005503063A; WO2003023950A3; US20040248535A1; WO2003023950A2; US7227912B2; HK1067803A1; AU2002362229A1; DE60217519D1; DE60217519T2; EP1423910A2

Description

本発明は、RF入力信号を選択し、かつ同位相および直交位相信号の経路を介してフェーズロックドループ(PLL)に含まれる直交位相検出手段の信号入力に供給される一対の直交位相信号に変換するためのRFフロントエンド回路を有する受信機であって、当該直交位相検出手段の出力が、ループフィルタを介して、一対の直交位相IF発振器信号を同位相および直交位相のIFキャリア経路を介して、当該直交位相検出手段のキャリア入力に供給する直交位相IF発振器の制御入力に結合されている受信機に関する。このような受信機は、これ自体、例えば、ドイツ特許第DE3412191号により公知である。

このタイプの受信機の信号処理は、一般に、以下のように行われる。RFフロントエンドは、受信されたRF周波数レンジの、ブロードバンド選択および自動的なゲイン制御増幅を提供し、かつ、このRFフロントエンドは、同調発振器信号を、所望のRF入力信号のキャリア周波数と固定IF分異なる周波数で生成する同調発振器を使用して、受信されたRF周波数レンジの範囲内の所望のRF入力信号を予め定められた固定IF（中間周波数）に変換するための同調ステージを有する。この公知の受信機の場合、分相は、同調ステージで直交位相ミキサを使用することによって得られ、上記の一対の直交位相IF信号が得られる。これに代えて、分相は、例えば、RFまたはIF信号の経路において米国特許第5,220,686号により公知の共振増幅器を使用することによって得ることもできる。直交位相IF信号は、所望のベースバンドFM変調信号を得るためにPLLにおいて復調される周波数であり、それは、直交位相検出手段の出力で利用でき、再生のために更に処理される。ループフィルタは、直交位相検出手段の出力信号から、直交位相IF発振器信号と入って来る直交位相IF信号との間の位相差によって変化するIF発振器用の制御信号を選択する。この制御信号は、直交位相検出手段の入力にこの様な任意の位相差を負に帰還する。この結果、直交位相IF発振器信号は、入って来る直交位相IF信号と同期する位相となる。

しかしながら、受信されたRF周波数レンジの全体にわたるRF伝送信号の周波数分配は、周波数配置を生じる。ここで、所望のRF信号に、ミラー周波数、すなわち、受信機において所望のRF信号のベースバンド変調周波数レンジ内またはその近くに折り返すRFキャリア周波数、の周辺に位置する望ましくないRF信号が、見出だされる。このような周波数配置は、図1Aのダイアグラムで表される。ベースバンド変調信号sを搬送する所望のRF信号Wは、キャリア周波数

周辺に位置し、望ましくない信号（以下、ミラー信号Mと称する）は、キャリア周波数

に位置する。ここで、

は、IF受信機周波数であり、表記のΔfは、ベースバンド変調信号sの周波数レンジより小さい。

図1Bにおいて、所望の信号Wとミラー信号Mとの周波数配置は、同調ステージのRF/IF変換の後、IFレンジで表される。RF/IF変換は、所望のRF信号Wを、ポジティブな周波数

にダウン-コンバージョンするのみならず、同調発振器周波数

周辺で望ましくないミラー信号Mのキャリア周波数を、ネガティブな周波数

に折り重ねる。これは、所望のIF信号Wの有効なベースバンド信号sの周波数レンジの範囲内で発生する。

前記ネガティブな周波数

でのミラー信号Mは、正確なRF/IF直交位相信号処理によってキャンセルすることができる。しかしながら、実際には、例えば、寄生効果、耐性広がりおよび不整合の他のソースに起因する、振幅および／または位相エラーは、完全には避けることができない。そして、例えば、正確なバランス、正確な整合、狭い耐性のような手段、および／または、例えば、F. Behbahaniらによる論文「大きなイメージ除去のためのCMOSミキサおよび多相フィルタ(CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection)」( published in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 36, No. 6, June 2001, pages 873-887)により公知であるような多相フィルタの使用によって、ミラーまたはイメージ除去を得るための多くの試みがなされて来ている。しかしながら、これらの公知の手段の効果は、制限されて、例えば、ミラー信号Mを有する図1Cにおいて例示されるような部分的に抑制されたミラー信号となる。その周波数位置および振幅に依存して、このような部分的に抑制されたミラー信号が、所望の信号Wに対し強い損傷となることが顕著になる場合がある。

ドイツ特許第DE3412191号米国特許第5,220,686号米国特許第4,633,315号米国特許第5,389,886号大きなイメージ除去のためのCMOSミキサおよび多相フィルタ(CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection)（F. Behbahaniら）( published in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 36, No. 6, June 2001, pages 873-887)

したがって、本発明の目的は、上記の公知の手段によって得られるイメージ除去を増し、かつ、それから独立して使用することができる、および／または、公知のRF/IF直交位相信号処理手段においてイメージ除去のための振幅および位相整合必要条件を緩和することができる、ミラーまたはイメージの有効な除去を提供することである。

この目的は、本発明の第一パラグラフに記載されているような、当該直交位相検出手段が、当該直交位相検出手段の前記出力信号における振幅および位相エラーを検出するための、振幅および位相エラー検出手段に結合され、直交位相周波数ダブラが、前記直交位相IF発振器と当該振幅および位相エラー検出手段のキャリア入力との間に結合され、それらに、それぞれ、同位相および直交位相エラー検出キャリア信号を、当該直交位相IF発振器信号の前記周波数の2倍で供給し、当該振幅および位相エラー検出手段が、当該同位相および直交位相信号経路に当該振幅および位相エラーの負帰還をするための振幅補正回路および位相補正回路に、それぞれ、第1および第2のローパスフィルタを介して、結合されることを特徴とする受信機により実現される。

本発明は、互いに、振幅において正確には等しくない、および／または、位相において正確には直交していない、一対の直交位相IF信号を復調すると、図1Dに図示されるように、振幅および位相不整合またはエラーを搬送するベースバンド内の

にキャリア信号Eが生じるという認識に基づく。振幅および位相エラーが大きくなればなるほど、

キャリア信号Eはより強くなり、かつ、上述したように、ミラー信号Mもより強くなる。これは、

キャリア信号E（以下、不整合またはエラー信号キャリアとも称する）を低減すると、ミラー信号Mが抑制されるであろうことを、意味する。

本発明を適用することによって、直交位相IF信号の振幅および位相不整合は、両方とも、

で不整合キャリアEから検出され、かつ、直交位相検出手段の出力から、同位相および直交位相信号経路へ負に帰還される。この負帰還の結果として、不整合キャリアEは、振幅および位相の両方おいて、強く抑制され、また、それと伴に、再生される所望のベースバンド変調信号sにおける望ましくないミラー信号Mも抑制される。本発明は、同位相および直交位相IF信号間の振幅対称性および直角位相シフト（以下、簡単に、直交位相対称性と称する）を修復し、かつ、上記公知の手段を適用することによって得られる任意の最終的なミラー抑制をも増す。望ましくないミラー信号Mおよび2*f_IFでの不整合キャリアEから離れて、一対の直交位相IF信号に上記の復調を行うと、いずれの直交位相対称性不整合にも依存しない、ミラー信号M'も、ポジティブなベースバンド周波数

で発生する。有効なベースバンド変調信号sに関するその周波数間隔を考慮すると、このミラー信号M'は、容易に抑制することができる。

同位相および直交位相信号経路への振幅および位相エラーの上述した負帰還は、様々の形で実施可能である。直交位相対称性エラーの負帰還の間接的な形は、それ自体、米国特許第4633315号により公知である。

RFまたはIF信号の直交位相対称性が、直接修復される本発明の受信機の一実施例は、当該振幅および位相補正回路が、前記直交位相検出手段に先行する前記同位相および直交位相信号経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする。

IF信号の直交位相対称性が、間接的に修復される本発明の受信機の一実施例は、当該振幅および位相補正回路が、前記直交位相IF発振器と前記直交位相検出手段との間の当該同位相および直交位相IFキャリア経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする。

RF信号の直交位相対称性が、間接的に修復される本発明の受信機の一実施例は、前記RFフロントエンド回路が、一対の直交位相RF発振器信号を同位相および直交位相RFキャリア経路を介して直交位相同調ステージのキャリア入力に供給するRF同調発振器を有し、当該振幅および位相補正回路が、当該直交位相同調ステージに先行する当該同位相および直交位相RFキャリア経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする。

RF信号の直交位相対称性が、直接修復される本発明の受信機の一実施例は、前記RFフロントエンド回路が、当該直交位相同調ステージに先行する当該振幅および位相補正回路が後に続く、前記RF入力信号を一対の直交位相RF信号に変換する直交位相分相器を有することを特徴とする。

簡単な実施の場合、振幅補正回路は、当該振幅エラーを用いて当該入力での前記信号の振幅を変化させるための、当該同位相および直交位相経路の少なくとも一つに含まれる第1の乗算器を有することが好ましい。

振幅補正回路からのスプリアス応答およびDCオフセットを一致させるために、本発明の受信機の一実施例は、当該振幅補正回路が、当該振幅エラーを第1および第2の振幅エラー信号の一対の差分へ変換し、かつ、当該第1および第2の乗算器に、それぞれ、同じものを供給する、当該第1のローパスフィルタに続く差分ステージと、当該同位相および直交位相経路に含まれている当該第1および第2の乗算器とを有することを特徴とする。

位相補正回路の簡単な実施の場合、本発明の受信機の一実施例は、当該位相補正デバイスが、当該同位相および直交位相経路の一方に結合される信号入力と、当該同位相および直交位相経路の他方に含まれる第1の加算器デバイスに結合される信号出力とを備え、それに、当該位相エラーによって変化する当該他方の経路に当該一方の経路で発生する前記信号の一部を供給するための第3の乗算器を有することを特徴とする。

位相補正回路からのスプリアス応答およびDCオフセットを一致させるために、本発明の受信機の一実施例は、当該位相補正回路が、当該位相エラーを第1および第2の位相エラー信号の一対の差分へ変換し、かつ、当該第3および第4の乗算器の変調信号入力に、それぞれ、同じものを供給する、当該第2のローパスフィルタに続く差分ステージと、前記直交位相および同位相経路に結合される入力を備え、かつ、当該同位相および直交位相経路にそれぞれ含まれる当該第1および第2の加算器デバイスに結合される出力を備える当該第3および第4乗算器とを有することを特徴とする。

フェーズロックで零レベルに交差している直交位相IF発振器用の適正な制御信号を得るために、当該直交位相検出手段は、同位相および直交位相位相検出器と、当該一対の直交位相IF信号の同位相および直交位相IF信号が供給されるそれらの信号入力と、当該一対の直交位相IF発振器信号の直交位相および同位相IF発振器信号がそれぞれ供給されるそれらのキャリア入力と、減算ステージの入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ループフィルタを介して当該直交位相IF発振器の制御入力に結合されている当該減算ステージの出力とを有することが好ましい。

直交位相検出手段の出力信号に含まれるベースバンドFM変調信号を使用する本発明の受信機の一実施例は、当該減算ステージの出力が、ベースバンドFM変調信号処理器に結合されていることを特徴とする。

所望のベースバンド振幅変調信号からミラー信号を除去することができる本発明の受信機の一実施例は、直交位相振幅復調手段が、同位相および直交位相同期振幅検出器と、当該同位相および直交位相IF信号が供給されるそれらの信号入力と、当該同位相および直交位相IF発振器信号がそれぞれ供給されるそれらのキャリア入力と、加算ステージの入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ループフィルタを介してベースバンドAM変調信号処理器に結合されている当該加算ステージの出力とを有することを特徴とする。

本発明の上記および上記以外の観点および利点は、好適な実施例の開示によって、特に、添付された図によって、以下に更に詳細に議論されるであろう。

図において、同じ要素には、同じ参照符号が付されている。

図2Aは、本発明の受信機を示し、この受信機は、RF入力RFIを介してアンテナ手段ANTからRF入力周波数レンジが供給され、かつ、RF入力RFIに続いて結合される、RF入力周波数レンジのブロードバンド選択および自動的なゲイン制御増幅のためのRF入力ステージ2と、直交位相同調発振器4によって提供される一対の直交位相同調発振器信号が供給され、RF入力周波数レンジの範囲内の所望のRF信号を予め定められた固定IF（中間周波数）に変換し、かつ同時に直交位相分相し、それの同位相IF信号が、同位相信号経路Iに供給され、それの直交位相IF信号が、直交位相信号経路Qに供給されている、一対の直交位相IF信号とするための、一対の直交位相同調ミキサ3'、3”が設けられている同調ステージ3と、一対の直交位相IF信号の狭帯域チャネル選択および増幅のためのIFステージ5とを含む、RFフロントエンド回路1を有する。IFステージ5は、例えば、上記の引用された、F. Behbahani らによる論文「大きなイメージ除去のためのCMOSミキサおよび多相フィルタ(CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection)」( published in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 36, No. 6, June 2001, pages 873-887)により公知のIF多相フィルタを含むことができる。一対の直交位相同調発振器信号の周波数は、所望のRF入力信号のキャリア周波数と固定IF分異なる。一対の直交位相IF信号は、IFステージ5の出力から、同位相および直交位相信号経路IおよびQを介して、それぞれ同位相および直交位相検出器6、7と、一対の直交位相IF発振器信号の直交位相および同位相IF発振器信号がそれぞれ供給されるそれらのキャリア入力と、減算ステージ8の入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ループフィルタ9を介して直交位相IF発振器10の制御入力に結合している減算ステージ8の出力とを有する、直交位相検出手段6〜8の信号入力に、供給されている。直交位相検出手段6〜8は、ループフィルタ9および直交位相IF発振器10と共に、フェーズロックドループを形成する。このフェーズロックドループにおいては、一方の直交位相IF信号と他方の直交位相IF発振器信号との間の位相差が、直交位相検出手段6〜8で測定され、かつ、減算ステージ8の出力から、直交位相IF発振器10の制御信号を介して、一対の直交位相IF発振器信号に、負帰還される。これにより、一対の直交位相IF発振器信号が、入って来る一対の直交位相IF信号と充分に位相同期され、PLLが、インロック(in-lock)状態で最大となるように、当該位相差が抑制される。PLLのこのインロック状態において、直交位相検出手段6〜8の出力信号は、ベースバンドFM変調信号の再生のためのスピーカ・デバイス12が後に続くベースバンドFM変調信号処理器11に供給されるベースバンドFM変調信号を提供する。

ここまでに説明された受信機は、上記の公知の受信機と一致し、かつ、本発明の適切な理解のための更なる説明を必要としない。

図1A〜1Dを参照して上述されたように、直交位相IF信号が互いに直交位相対称性から逸脱する、すなわち、互いに振幅が異なり、および／または、互いに位相が90°の位相シフトと異なる原因となる直交位相RF/IF信号処理の不整合は、図1A〜1Dで示されるミラー信号Mのような、ネガティブな周波数でのミラー信号の適切なキャンセルを損なわせる。本発明によって、ミラーのキャンセルは、次に更に詳細に説明されるように、振幅および位相不整合の正確な検出および抑制によって得られる。

同位相および直交位相信号経路IおよびQにおける一対の同位相および直交位相IF信号IFIおよびIFQの振幅不整合または振幅エラーは、それぞれ、δAであり、位相不整合または位相エラーδΦは、ゼロである、と仮定する。

とすると、IFIおよびIFQは、次式で定義される。

一対の直交位相IF発振器信号の同位相および直交位相IF発振器信号であるVCOIおよびVCOQを用いて、振幅エラーδAが無く、かつ、IFIおよびIFQに関する位相エラーφが有る場合、これらの信号は、以下の様に書かれる。

直交位相検出手段6〜8は、その出力に、振幅エラーδAおよび位相エラーφを有する、IFI*VCOQ - IFQ*VCOIによって定義される位相検出器出力信号PDOUTを、提供する。

PLL6〜10のインロック状態において、位相エラーφは前述したように充分に抑制され(φ→0)、その結果、次式のようになる。

これは、PLL 6〜10のインロック状態において、望ましくないミラー信号Mの振幅は、中間周波数

の2倍のキャリアでの振幅変調信号

として、直交位相検出手段6〜8の出力に存在することを意味する。周波数2*f_IFでの同位相（すなわち正弦(sinus)位相）検出キャリアを使用する同期振幅検出器およびローパスフィルタを用いて、振幅エラーδAは、後に更に詳細に記載されるように負帰還を有するループにおいて、検出されかつ減少させることが出来る。

一対の同位相および直交位相信号経路IおよびQの同位相および直交位相IF信号IFIおよびIFQは、それぞれ、振幅エラーがなく、位相エラーδΦ分90°からずれている相互の位相偏移を有すると仮定する。その時は、

となる。

PLLのインロック状態、すなわち、位相エラーφがゼロであり、振幅エラーδAおよび位相エラーδΦが無い状態で、同位相および直交位相IF発振器信号は、以下の様に書かれる。

直交位相検出手段6〜8は、その出力に、位相エラーδΦのみを有するIFI*VCOQ - IFQ*VCOIによって定義される位相検出器出力信号PDOUTを提供する。

これは、PLL6〜10のインロック状態において、振幅エラーδΦは、追加の位相エラーとして、かつ、同時に、不整合またはエラー信号キャリアEとも称される、中間周波数

の2倍のキャリアでの振幅変調信号

として、位相検出器の出力に存在することを意味する。周波数

での直交位相（すなわち、余弦(cosinus)位相）検出キャリアを使用する同期振幅検出器およびローパスフィルタを用いて、位相エラーδΦは、後に更に詳細に記載されるように負帰還を有するループにおいて、検出されかつ減少させることが出来る。

本発明に従って、直交位相検出手段6〜8の出力は、直交位相受信機信号処理における、例えば、寄生効果、耐性広がり、および不整合の他のソースに起因する振幅および／または位相不整合によって引き起こされる、直交位相検出手段6〜8の出力信号における振幅および位相エラーδAおよびδΦを検出するための、同期振幅および位相検出器によって構成される振幅および位相エラー検出手段13および14に結合される。直交位相周波数ダブラ15は、直交位相IF発振器10と振幅および位相エラー検出手段13および14のキャリア入力との間に結合され、それらに、それぞれ、IFキャリア周波数の2倍で、すなわち2*fIFで、同位相および直交位相エラー検出キャリア信号を供給する。振幅および位相エラー検出手段13および14は、振幅および位相エラーδAおよびδΦを同位相および直交位相信号経路IおよびQに負帰還させるために、第1および第2のローパスフィルタ15および16を介して、直交位相検出手段6〜8の信号入力に先行する、振幅補正回路17〜19および位相補正回路20〜24に、振幅および位相エラー信号δAおよびδΦを提供する。この負帰還により、直交位相検出手段6〜8の出力信号において振幅および位相エラーδAおよびδΦが任意に発生しても、これらのエラーは、後で、同位相および直交位相信号経路IおよびQの信号において補正される。この結果、初期の振幅および位相エラーが抑制され、それとともに、図1Dに示される具体例におけるベースバンド周波数Δfで発生しているベースバンド・ミラー信号Mが抑制される。

周波数ダブラ15は、例えば、米国特許第5,389,886号に開示される公知の周波数ダブラによって構成することができる。

振幅補正回路17〜19は、振幅エラー信号δAを第1および第2の振幅エラー信号+0.5δAおよび-0.5δAの一対の差分に変換し、かつ、同じものを、それぞれ、第1および第2の乗算器18および19に供給する、第1のローパスフィルタ15に続く差分ステージ17と、直交位相検出手段6〜8の信号入力に先行する同位相および直交位相信号経路IおよびQに含まれている第1および第2の乗算器18および19とを有する。

位相補正回路20〜24は、位相エラー信号δΦを、第1および第2の位相エラー信号+0.5δΦおよび-0.5δΦの一対の差分に変換し、かつ、同じものを、それぞれ、第3および第4の乗算器21および22の変調信号入力に供給する第2のローパスフィルタ16に続く差分ステージ20と、同位相および直交位相信号経路IおよびQに結合される入力を備え、かつ、第1および第2の加算器デバイス23および24を介して、それぞれ、直交位相検出手段6〜8の信号入力に先行する、直交位相および同位相信号経路QおよびIに結合される出力を備える第3および第4の乗算器21および22とを有する。

AM信号を受信するために、受信機には、同位相および直交位相同期振幅検出器25および26と、上記の同位相および直交位相IF信号IFIおよびIFQが供給されるそれらの信号入力と、同位相および直交位相IF発振器信号VCOIおよびVCOQが、それぞれ、供給されるそれらのキャリア入力と、加算ステージ27の入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ベースバンドAM変調信号処理器28を介して、スピーカ・デバイス29に結合されている加算ステージ27の出力とを有する、直交位相振幅復調手段25〜27が設けられる。

図2Aは、一つのRF入力信号を、同位相および直交位相RF信号経路に供給される一対の直交位相RF信号に変換する、例えば、米国特許第5,220,686号により公知の共振増幅器の使用によって、RF入力ステージ2で得られる、直交位相分相を示す。このRFフロントエンド回路1の代替実施例において、振幅および位相補正手段18、19および21〜24は、それぞれ、直交位相同調ステージ3に先立つ同位相および直交位相RF信号経路に含ませることが出来るが、一対の直交位相RF信号をRFからIFに変換するためには、一つの発振器信号しか必要とされない。

本発明は、明示的に開示される実施例に制限されるものではない。例えば、同相信号経路I内だけで、または直交位相信号経路Q内だけの何れかで、位相および振幅両方の不整合を補正することによって差分ステージ17および20を省くこと、または、例えば、米国特許第4,633,315号からそれ自体公知である、直交位相検出手段6〜8のキャリア入力に先立つ、ローカルなIF発振器10の同位相および直交位相IF発振器信号VCOIおよびVCOQの直交位相対称性補正によって、同位相および直交位相IF信号経路IおよびQの信号において、間接的に、このような補正措置を実行することは、本発明の範囲および精神から離れることなく、可能であろう。同位相および直交位相RF信号経路IおよびQの信号の直交位相対称性のこのような間接的な補正は、同調ステージ3の一対の直交位相同調ミキサのキャリア入力に先立つ、同調発振器4の同位相および直交位相同調発振器信号の補正によって可能であろう。

本発明は、各新規な特性および特性の各組合せにおいて具体化される。いかなる参照符号も、請求項の範囲を制限しない。単語「comprising」は、請求項に記載される以外の要素の存在を除外しない。要素に先行する単語「a」または「an」の使用は、複数のこのような要素の存在を除外しない。

ベースバンド変調信号sを搬送している所望のRF信号の周波数配置、および、受信されたRF周波数レンジの範囲内のその望ましくないミラー信号を示す、振幅(A)-周波数(f)ダイアグラムである。 IF周波数レンジの範囲内の所望の信号およびその望ましくないミラー信号を示す、振幅(A)-周波数(f)ダイアグラムである。所望のIF信号および部分的に抑制されたその望ましくないIFミラー信号を示す、振幅(A)-周波数(f)ダイアグラムである。所望のIF信号、部分的に抑制されたその望ましくないIFミラー信号、およびベースバンド周波数レンジの「□」での不整合キャリアEを示す、振幅(A)-周波数(f)ダイアグラムである。本発明の受信機の好適な実施例を示す。本発明の受信機に用いられるRFフロントエンド回路の代替実施例を示す。

符号の説明

奨励
1 RFフロントエンド回路
2 RF入力ステージ
3 同調ステージ
4 直交位相同調発振器
5 IFステージ
8 減算ステージ
9 ループフィルタ
13 振幅エラー検出手段
15 第1のローパスフィルタ
17 差分ステージ
23 加算器デバイス
28 ベースバンドAM変調信号処理器
29 スピーカ・デバイス

Claims

RF入力信号を選択し、かつ同位相および直交位相信号経路を介して、(PLL)フェーズロックドループに含まれる直交位相検出手段の信号入力に供給される、一対の直交位相信号に変換するためのRFフロントエンド回路を有する受信機であって、当該直交位相検出手段の出力が、ループフィルタを介して、一対の直交位相IF発振器信号を同位相および直交位相IFキャリア経路を介して当該直交位相検出手段のキャリア入力に供給する直交位相IF発振器の制御入力に結合されている受信機において、当該直交位相検出手段が、当該直交位相検出手段の前記出力信号における振幅および位相エラーを検出するための、振幅および位相エラー検出手段に結合され、直交位相周波数ダブラが、前記直交位相IF発振器と当該振幅および位相エラー検出手段のキャリア入力との間に結合され、それらに対して、それぞれ、同位相および直交位相エラー検出キャリア信号を、当該直交位相IF発振器信号の前記周波数の2倍で供給し、当該振幅および位相エラー検出手段が、当該同位相および直交位相信号経路に当該振幅および位相エラーの負帰還のための振幅補正回路および位相補正回路に、それぞれ、第1および第2のローパスフィルタを介して結合されることを特徴とする受信機。
当該振幅および位相補正回路が、前記直交位相検出手段に先行する前記同位相および直交位相信号経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする請求項1に記載の受信機。
当該振幅および位相補正回路が、前記直交位相IF発振器と前記直交位相検出手段との間の当該同位相および直交位相IFキャリア経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする請求項1に記載の受信機。
前記RFフロントエンド回路が、一対の直交位相RF発振器信号を同位相および直交位相RFキャリア経路を介して直交位相同調ステージのキャリア入力に供給するRF同調発振器を有し、当該振幅および位相補正回路が、当該直交位相同調ステージに先行する当該同位相および直交位相RFキャリア経路の少なくとも一つに含まれていることを特徴とする請求項1に記載の受信機。
前記RFフロントエンド回路が、当該直交位相同調ステージに先行する当該振幅および位相補正回路が後に続く、前記RF入力信号を一対の直交位相RF信号に変換する直交位相分相器を有することを特徴とする請求項1に記載の受信機。
当該振幅補正回路が、当該振幅エラーを用いて当該入力での前記信号の振幅を変化させるための、当該同位相および直交位相経路の少なくとも一つに含まれる第1の乗算器を有することを特徴とする請求項1〜5の何れかに記載の受信機。
当該振幅補正回路が、当該振幅エラーを第1および第2の振幅エラー信号の一対の差分へ変換し、かつ、当該第1および第2の乗算器に、それぞれ、同じものを供給する、当該第1のローパスフィルタに続く差分ステージと、当該同位相および直交位相経路に含まれている当該第1および第2の乗算器とを有することを特徴とする請求項6に記載の受信機。
当該位相補正デバイスが、当該同位相および直交位相経路の一方に結合される信号入力と、当該同位相および直交位相経路の他方に含まれる第1の加算器デバイスに結合される信号出力とを備え、それに対して当該位相エラーによって変化する当該他方の経路に当該一方の経路で発生する前記信号の一部を供給するための第3の乗算器を有することを特徴とする請求項1〜7の何れかに記載の受信機。
当該位相補正回路が、当該位相エラーを第1および第2の位相エラー信号の一対の差分へ変換し、かつ、当該第3および第4の乗算器の変調信号入力に、それぞれ、同じものを供給する、当該第2のローパスフィルタに続く差分ステージと、前記直交位相および同位相経路に結合される入力を備え、かつ、当該同位相および直交位相経路にそれぞれ含まれる当該第1および第2の加算器デバイスに結合される出力を備える当該第3および第4乗算器とを有することを特徴とする請求項8に記載の受信機。
当該直交位相検出手段が、同位相および直交位相検出器と、当該一対の直交位相IF信号の同位相および直交位相IF信号が供給されるそれらの信号入力と、当該一対の直交位相IF発振器信号の直交位相および同位相IF発振器信号がそれぞれ供給されるそれらのキャリア入力と、減算ステージの入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ループフィルタを介して当該直交位相IF発振器の制御入力に結合されている当該減算ステージの出力とを有することを特徴とする請求項1〜9の何れかに記載の受信機。
当該減算ステージの出力が、ベースバンドFM変調信号処理器に結合されていることを特徴とする請求項10に記載の受信機。
直交位相振幅復調手段が、同位相および直交位相同期振幅検出器と、当該同位相および直交位相IF信号が供給されるそれらの信号入力と、当該同位相および直交位相IF発振器信号がそれぞれ供給されるそれらのキャリア入力と、加算ステージの入力に結合されているそれらの同位相および直交位相出力と、ループフィルタを介してベースバンドAM変調信号処理器に結合されている当該加算ステージの出力とを有することを特徴とする請求項1〜11の何れかに記載の受信機。