JP2002290868A - 周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装置 - Google Patents
周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装置Info
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- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
- H04N5/607—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals for more than one sound signal, e.g. stereo, multilanguages
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- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ナイキスト・バズを生じさせない復調回路を提
供する。 【解決手段】第１、第２の乗算器３１、３２により、バ
ンドパスフィルタ１６が出力するＩＦ信号を、搬送波再
生部７が再生した搬送波と、その搬送波と位相がπ／２
ずれた搬送波とそれぞれ乗算した後、第１、第２の二乗
回路３３、３４で二乗し、加算器３５で加え合わせる。
加算器３５の出力からはナイキストスロープによる誤差
は消去されている。
供する。 【解決手段】第１、第２の乗算器３１、３２により、バ
ンドパスフィルタ１６が出力するＩＦ信号を、搬送波再
生部７が再生した搬送波と、その搬送波と位相がπ／２
ずれた搬送波とそれぞれ乗算した後、第１、第２の二乗
回路３３、３４で二乗し、加算器３５で加え合わせる。
加算器３５の出力からはナイキストスロープによる誤差
は消去されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は復調回路の技術分野
に係り、特に、テレビ信号に含まれる副音声の高品位再
生に適した周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装
置に関する。
に係り、特に、テレビ信号に含まれる副音声の高品位再
生に適した周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、放送局から送信され、テレビ受
信機で受信されるテレビ信号は、ＡＭ変調されている。
従って、テレビ受信装置では、テレビ信号をビデオ信号
や音声信号にＡＭ復調させる必要がある。
信機で受信されるテレビ信号は、ＡＭ変調されている。
従って、テレビ受信装置では、テレビ信号をビデオ信号
や音声信号にＡＭ復調させる必要がある。
【０００３】＜インターキャリア方式＞従来のテレビ受
信装置のうち、インターキャリア方式の回路を採用した
テレビ受信装置を図４に示す。このテレビ受信装置１０
１は、受信回路１２０と、復調回路１０５とを有してい
る。
信装置のうち、インターキャリア方式の回路を採用した
テレビ受信装置を図４に示す。このテレビ受信装置１０
１は、受信回路１２０と、復調回路１０５とを有してい
る。
【０００４】受信回路１２０は、チューナ１０３と、バ
ンドパスフィルタ１０４とを有しており、放送局から送
信されたＲＦ信号は、アンテナ１０２を介してチューナ
１０３で受信され、該チューナ１０３によって周波数変
換され、ＩＦ(中間周波)信号となって出力される。
ンドパスフィルタ１０４とを有しており、放送局から送
信されたＲＦ信号は、アンテナ１０２を介してチューナ
１０３で受信され、該チューナ１０３によって周波数変
換され、ＩＦ(中間周波)信号となって出力される。
【０００５】このＩＦ信号には、ＶＩＦ信号(VideoＩＦ
信号：日本では、５８．７５ＭＨｚである。)とＳＩＦ
信号(SoundＩＦ信号：日本では５４．２５ＭＨｚであ
る。)の両方が含まれている。
信号：日本では、５８．７５ＭＨｚである。)とＳＩＦ
信号(SoundＩＦ信号：日本では５４．２５ＭＨｚであ
る。)の両方が含まれている。
【０００６】ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１０４に入
力され、所定帯域の周波数の信号だけが通過し、復調回
路１０５に入力される。
力され、所定帯域の周波数の信号だけが通過し、復調回
路１０５に入力される。
【０００７】復調回路１０５は、ＩＦアンプ１０６と、
搬送波再生部１０７と、乗算器１０８と、信号復調部１
０９とを有している。
搬送波再生部１０７と、乗算器１０８と、信号復調部１
０９とを有している。
【０００８】復調回路１０５へ入力されたＩＦ信号は、
ＩＦアンプ１０６で電圧増幅され、搬送波再生部１０７
と乗算器１０８にそれぞれ出力される。
ＩＦアンプ１０６で電圧増幅され、搬送波再生部１０７
と乗算器１０８にそれぞれ出力される。
【０００９】搬送波再生部１０７は、乗算器１１０と、
ローパスフィルタ１１１と、電圧制御発振器１１２とを
有しており、それらでＰＬＬ回路が構成されている。Ｉ
Ｆアンプ１０６から搬送波再生部１０７に出力されたＩ
Ｆ信号は、乗算器１１０に入力され、ＰＬＬループの動
作により、電圧制御発振器１１２の発振周波数がＩＦ信
号に含まれる搬送波の周波数と一致したところで電圧制
御発振器１１２が出力するローカル信号の周波数が安定
する。
ローパスフィルタ１１１と、電圧制御発振器１１２とを
有しており、それらでＰＬＬ回路が構成されている。Ｉ
Ｆアンプ１０６から搬送波再生部１０７に出力されたＩ
Ｆ信号は、乗算器１１０に入力され、ＰＬＬループの動
作により、電圧制御発振器１１２の発振周波数がＩＦ信
号に含まれる搬送波の周波数と一致したところで電圧制
御発振器１１２が出力するローカル信号の周波数が安定
する。
【００１０】電圧制御発振器１１２が出力するローカル
信号は移相器１１３に入力され、位相がπ／２だけシフ
トされた後、乗算器１０８に入力される。
信号は移相器１１３に入力され、位相がπ／２だけシフ
トされた後、乗算器１０８に入力される。
【００１１】乗算器１０８には、移送器１１３が出力す
る信号と、ＩＦアンプ１０６が出力するＩＦ信号の両方
が入力されており、この乗算器１０８内で入力された信
号同士が乗算され、乗算信号が生成され、信号復調部１
０９に出力される。
る信号と、ＩＦアンプ１０６が出力するＩＦ信号の両方
が入力されており、この乗算器１０８内で入力された信
号同士が乗算され、乗算信号が生成され、信号復調部１
０９に出力される。
【００１２】信号復調部１０９内には、ローパスフィル
タ１１４と音声復調部１１９とが設けられている。乗算
器１０８から出力された乗算信号は、ローパスフィルタ
１１４と音声復調部１１９にそれぞれ入力される。
タ１１４と音声復調部１１９とが設けられている。乗算
器１０８から出力された乗算信号は、ローパスフィルタ
１１４と音声復調部１１９にそれぞれ入力される。
【００１３】ローパスフィルタ１１４は、入力された乗
算信号から高調波成分を除去し、最終的にビデオ信号が
取り出される。
算信号から高調波成分を除去し、最終的にビデオ信号が
取り出される。
【００１４】音声復調部１１９内には、バンドパスフィ
ルタ１１５と、音声ＦＭ復調部１１６と、音声多重処理
部１１７とが設けられており、乗算器１０８が出力した
乗算信号は、バンドパスフィルタ１１５に入力される。
ルタ１１５と、音声ＦＭ復調部１１６と、音声多重処理
部１１７とが設けられており、乗算器１０８が出力した
乗算信号は、バンドパスフィルタ１１５に入力される。
【００１５】乗算器１０８内で乗算信号が生成される際
に、ＩＦ信号中に含まれるＳＩＦ信号は、より低い周波
数の音声ＩＦ信号(通常は４．５ＭＨｚである。)に変換
されており、乗算器１０８が出力した乗算信号がバンド
パスフィルタ１１５を通過する際に音声ＩＦ信号が取り
出され、音声ＦＭ復調部１１６に入力される。音声ＦＭ
復調部１１６は入力された音声ＩＦ信号をＦＭ復調し、
音声多重処理部１１７へ出力する。
に、ＩＦ信号中に含まれるＳＩＦ信号は、より低い周波
数の音声ＩＦ信号(通常は４．５ＭＨｚである。)に変換
されており、乗算器１０８が出力した乗算信号がバンド
パスフィルタ１１５を通過する際に音声ＩＦ信号が取り
出され、音声ＦＭ復調部１１６に入力される。音声ＦＭ
復調部１１６は入力された音声ＩＦ信号をＦＭ復調し、
音声多重処理部１１７へ出力する。
【００１６】音声多重処理部１１７では、更に副音声の
ＦＭ復調を行い、外部からの制御によって主音声、副音
声、ステレオのいずれかを選択し出力する。
ＦＭ復調を行い、外部からの制御によって主音声、副音
声、ステレオのいずれかを選択し出力する。
【００１７】＜スプリットキャリア方式＞図５の符号１
０２は、従来技術のスプリットキャリア方式の回路を採
用したテレビ受信装置であり、インターキャリア方式の
テレビ受信装置１０１と同じ部分には同じ符号を付して
説明を省略する。
０２は、従来技術のスプリットキャリア方式の回路を採
用したテレビ受信装置であり、インターキャリア方式の
テレビ受信装置１０１と同じ部分には同じ符号を付して
説明を省略する。
【００１８】このスプリットキャリア方式のテレビ受信
装置１０２では、チューナ１０３から出力されたＩＦ信
号は、バンドパスフィルタ１０４'でＶＩＦ信号とＳＩ
Ｆ信号に周波数分離される。
装置１０２では、チューナ１０３から出力されたＩＦ信
号は、バンドパスフィルタ１０４'でＶＩＦ信号とＳＩ
Ｆ信号に周波数分離される。
【００１９】分離された信号のうち、ＶＩＦ信号はイン
ターキャリア方式のテレビ受信装置１０１と同様に処理
され、ビデオ信号が取り出される。他方、ＳＩＦ信号
は、ＳＩＦアンプ１２２で増幅された後、乗算器１２３
に出力される。
ターキャリア方式のテレビ受信装置１０１と同様に処理
され、ビデオ信号が取り出される。他方、ＳＩＦ信号
は、ＳＩＦアンプ１２２で増幅された後、乗算器１２３
に出力される。
【００２０】この乗算器１２３は、入力されたＳＩＦ信
号と、移相器１１３が出力するローカル信号とを乗算す
ることにより、ＳＩＦ信号を、より低周波のＩＦ信号
(通常４．５ＭＨｚ)に周波数変換し、音声復調部１１９
に出力する。音声復調部１１９は上記と同様に動作し、
音声信号が取り出される。
号と、移相器１１３が出力するローカル信号とを乗算す
ることにより、ＳＩＦ信号を、より低周波のＩＦ信号
(通常４．５ＭＨｚ)に周波数変換し、音声復調部１１９
に出力する。音声復調部１１９は上記と同様に動作し、
音声信号が取り出される。
【００２１】上記２方式の復調回路１０５、１０５'で
は、いずれも搬送波再生部１０７から出力されるローカ
ル信号を再生搬送波として使用し、ＳＩＦ信号を低周波
のＩＦ信号(通常４．５ＭＨｚ)に周波数変換している。
この方法では、ローカル信号には、図６に示すような高
い信号純度が要求される。
は、いずれも搬送波再生部１０７から出力されるローカ
ル信号を再生搬送波として使用し、ＳＩＦ信号を低周波
のＩＦ信号(通常４．５ＭＨｚ)に周波数変換している。
この方法では、ローカル信号には、図６に示すような高
い信号純度が要求される。
【００２２】ところが、テレビ信号の特性と、バンドパ
スフィルタ１０４の特性とから、下記のようにＶＩＦ信
号の信号純度が低下してしまう。
スフィルタ１０４の特性とから、下記のようにＶＩＦ信
号の信号純度が低下してしまう。
【００２３】図７(ａ)は、テレビ信号のスペクトラムの
概略図である。放送局が送信するテレビ信号は、周波数
の使用効率を高くするため、搬送波の周波数ｆcよりも
低周波側の大部分が除去されている。
概略図である。放送局が送信するテレビ信号は、周波数
の使用効率を高くするため、搬送波の周波数ｆcよりも
低周波側の大部分が除去されている。
【００２４】このように、搬送波の周波数ｆcよりも低
周波側の部分を除去する場合、搬送波周波数ｆcよりも
低周波の部分を急峻に切り取ることは困難であり、バン
ドパスフィルタ１０４を通過した信号は、傾斜を有し、
周波数が低くなる程強度が漸減する特性になっている。
この傾斜はナイキスト・スロープと呼ばれている。
周波側の部分を除去する場合、搬送波周波数ｆcよりも
低周波の部分を急峻に切り取ることは困難であり、バン
ドパスフィルタ１０４を通過した信号は、傾斜を有し、
周波数が低くなる程強度が漸減する特性になっている。
この傾斜はナイキスト・スロープと呼ばれている。
【００２５】このナイキスト・スロープは、下記のよう
にナイキスト・バズを発生させ、副音声のノイズの原因
となる。
にナイキスト・バズを発生させ、副音声のノイズの原因
となる。
【００２６】ＡＭ変調されたテレビ信号の波を下記(１)
式に示す。簡単のため、搬送波の初期位相と、搬送波と
変調波の位相差をゼロとしてある。
式に示す。簡単のため、搬送波の初期位相と、搬送波と
変調波の位相差をゼロとしてある。
【００２７】 ＡＭ波(ＤＳＢ変調)＝Ａc｛１＋ｍcos(２πｆmｔ)｝cos(２πｆcｔ) ＝Ａccos(２πｆcｔ)＋(ｍ・Ａc／２)cos｛２π(ｆc−ｆm)ｔ｝ ＋(ｍ・Ａc／２)cos｛２π(ｆc＋ｆm)ｔ｝……(１)
【００２８】ここで、Ａccos(２πｆcｔ)は搬送波を示
し、cos(２πｆmｔ)は変調波を示し、Ａcは搬送波の振
幅を示し、ｆcは搬送波の周波数を示し、ｍは変調度を
示し、ｆm は変調周波数を示している。ＤＳＢは、Doub
le Side Band の略であり、振幅変調方式と同じ意味で
ある。通常のテレビの変調方式(ＡＭ ＶＳＢ変調)と区
別するために使用する。
し、cos(２πｆmｔ)は変調波を示し、Ａcは搬送波の振
幅を示し、ｆcは搬送波の周波数を示し、ｍは変調度を
示し、ｆm は変調周波数を示している。ＤＳＢは、Doub
le Side Band の略であり、振幅変調方式と同じ意味で
ある。通常のテレビの変調方式(ＡＭ ＶＳＢ変調)と区
別するために使用する。
【００２９】先ず、ＶＳＢ変調波が搬送波再生部１０７
に及ぼす影響を考える。搬送波再生部１０７では、ロー
パスフィルタ１１１によって高い周波数成分が除去され
るので、図７(ｂ)の平坦部(搬送波周波数ｆcから離れて
いる周波数成分)の影響は無視できる。
に及ぼす影響を考える。搬送波再生部１０７では、ロー
パスフィルタ１１１によって高い周波数成分が除去され
るので、図７(ｂ)の平坦部(搬送波周波数ｆcから離れて
いる周波数成分)の影響は無視できる。
【００３０】従って、搬送波再生部１０７の機能だけを
考察する場合には、図７(ｂ)の搬送波周波数ｆcの付近
だけを考えればよい。この場合の周波数帯域を図７(ｃ)
に示す。このようなスペクトラムを持つＶＳＢ波は、下
記(２)式のように表すことができる。
考察する場合には、図７(ｂ)の搬送波周波数ｆcの付近
だけを考えればよい。この場合の周波数帯域を図７(ｃ)
に示す。このようなスペクトラムを持つＶＳＢ波は、下
記(２)式のように表すことができる。
【００３１】 ＶＳＢ波＝(Ａc／２)cos(２πｆcｔ)＋(Ａc・ｍ／４)(１−ｆmＢ)cos｛２π( ｆc−ｆm)ｔ｝＋(Ａc・ｍ／４)(１＋ｆm・Ｂ)cos｛２π(ｆc＋ｆm)ｔ｝ ＝ (Ａc／２)cos(２πｆcｔ)＋(Ａc・ｍ／４)cos｛２π(ｆc−ｆm)ｔ｝＋(Ａ c ・ｍ／４)cos｛２π(ｆc＋ｆm)ｔ｝−(Ａc・ｍ・ｆm・Ｂ／４)[cos｛２π(ｆc −ｆm)ｔ｝−cos｛２π(ｆc＋ｆm)ｔ｝] ＝ (Ａc／２)[｛１＋ｍcos(２πｆmｔ)｝]cos(２πｆcｔ)−(Ａc・ｍ・ｆm・ Ｂ／２)sin(２πｆmｔ)sin(２πｆcｔ)……(２)
【００３２】ここで、Ｂは図７(ｃ)の傾き(ナイキスト
・スロープ)によって定まる定数であり、ＮＴＳＣ(Nati
onal Television System Committee)方式では約５×１
０-7である。
・スロープ)によって定まる定数であり、ＮＴＳＣ(Nati
onal Television System Committee)方式では約５×１
０-7である。
【００３３】上記(２)式の信号は、乗算器１１０によっ
て、ローカル信号(sin(２πｆcｔ＋θε))と乗算され、
ローパスフィルタ１１１によって高周波成分が除去され
た後、電圧制御発振器１１２に出力される。
て、ローカル信号(sin(２πｆcｔ＋θε))と乗算され、
ローパスフィルタ１１１によって高周波成分が除去され
た後、電圧制御発振器１１２に出力される。
【００３４】ここでθεは、ＩＦアンプ１０６が出力す
る被変調波と、電圧制御発振器１１２が出力する再生搬
送波の位相差であり、通常、位相誤差と呼ばれている。
以下、位相誤差θεは０であるとして計算すると、乗算
器１１０の出力は下記(３)式で表される。
る被変調波と、電圧制御発振器１１２が出力する再生搬
送波の位相差であり、通常、位相誤差と呼ばれている。
以下、位相誤差θεは０であるとして計算すると、乗算
器１１０の出力は下記(３)式で表される。
【００３５】 ＶＳＢ・sin(２πｆcｔ) ＝ (Ａc／２)[｛１＋ｍcos(２πｆmｔ)｝]cos(２πｆcｔ)sin(２πｆcｔ) −(Ａc・ｍ・ｆm・Ｂ／２)sin(２πｆmｔ)sin(２πｆcｔ)sin(２πｆcｔ) ＝ (Ａc／４)[｛１＋ｍcos(２πｆmｔ)｝]sin(４πｆcｔ) −(Ａc・ｍ・ｆm・Ｂ／４)sin(２πｆmｔ)・｛１−cos(４πｆcｔ)｝……(３)
【００３６】上記(３)式で表される信号をローパスフィ
ルタ１１１を通すと、高周波成分cos(４πｆcｔ)とsin
(４πｆcｔ)は除去され、その結果、ローパスフィルタ
１１１からは、下記(４)式で得られる信号が出力され
る。
ルタ１１１を通すと、高周波成分cos(４πｆcｔ)とsin
(４πｆcｔ)は除去され、その結果、ローパスフィルタ
１１１からは、下記(４)式で得られる信号が出力され
る。
【００３７】 (ローパスフィルタ１１１の出力)＝ −(Ａc・ｍ・ｆm・Ｂ／４)sin(２πｆmｔ )……(４)
【００３８】ナイキスト・スロープが存在する場合、Ｂ
はゼロにはならないから、上記(４)式は、位相誤差θε
が０である場合、即ち、ＰＬＬループがロックされた状
態でも、電圧制御発振器１１２にはsin(２πｆmｔ)で表
される変調波成分が入力されることを意味している。
はゼロにはならないから、上記(４)式は、位相誤差θε
が０である場合、即ち、ＰＬＬループがロックされた状
態でも、電圧制御発振器１１２にはsin(２πｆmｔ)で表
される変調波成分が入力されることを意味している。
【００３９】電圧制御発振器１１２は入力電圧に基づい
て発振するため、入力電圧が直流ではなく、変調波成分
が含まれていると、ＦＭ変調された信号を生成してしま
う。
て発振するため、入力電圧が直流ではなく、変調波成分
が含まれていると、ＦＭ変調された信号を生成してしま
う。
【００４０】図８に、ＦＭ変調された電圧制御発振器１
１２の出力信号の例を示す。この図８では、メインロー
ブ(中央に位置する搬送波周波数ｆc)の両側に、ｆh(水
平同期信号の周波数：１５ｋＨｚ)おきにサイドローブ
が現れている。
１２の出力信号の例を示す。この図８では、メインロー
ブ(中央に位置する搬送波周波数ｆc)の両側に、ｆh(水
平同期信号の周波数：１５ｋＨｚ)おきにサイドローブ
が現れている。
【００４１】これは、ビデオ信号が水平同期信号の周波
数ｆhの整数倍の周波数成分を多く有しているためであ
る。
数ｆhの整数倍の周波数成分を多く有しているためであ
る。
【００４２】電圧制御発振器１１２から出力されるロー
カル信号に、上記のようなサイドローブが含まれると、
ＦＭ復調された音声信号が影響を受ける。
カル信号に、上記のようなサイドローブが含まれると、
ＦＭ復調された音声信号が影響を受ける。
【００４３】例えば、ＮＴＳＣのフォーマットに従った
音声信号の場合、図９に示すように、主音声部はローカ
ル信号のサイドローブの影響を受けないが、副音声はｆ
hのちょうど２倍の周波数の副搬送波をＦＭ変調して得
ているため、この副搬送波が図８の中心(０番目とする)
から２番目(±２×ｆh離調)のサイドローブの影響を受
けることになり、その結果、副音声又はステレオ受信時
にバズ現象となって現れる。これがナイキスト・バズで
ある。
音声信号の場合、図９に示すように、主音声部はローカ
ル信号のサイドローブの影響を受けないが、副音声はｆ
hのちょうど２倍の周波数の副搬送波をＦＭ変調して得
ているため、この副搬送波が図８の中心(０番目とする)
から２番目(±２×ｆh離調)のサイドローブの影響を受
けることになり、その結果、副音声又はステレオ受信時
にバズ現象となって現れる。これがナイキスト・バズで
ある。
【００４４】この現象は、ＶＳＢ波の影響を受けた搬送
波再生部１０７の出力を音声ＩＦ信号の周波数変換用の
ローカル信号に使用する場合に原理的に生じるので、イ
ンターキャリア方式と、図５に示したようなスプリット
キャリア方式では避けることができない。
波再生部１０７の出力を音声ＩＦ信号の周波数変換用の
ローカル信号に使用する場合に原理的に生じるので、イ
ンターキャリア方式と、図５に示したようなスプリット
キャリア方式では避けることができない。
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来技術
の不都合を解決するために創作されたものであり、その
目的は、ナイキスト・バズを生じさせない周波数変換回
路、復調回路及びテレビ受信装置を提供することにあ
る。
の不都合を解決するために創作されたものであり、その
目的は、ナイキスト・バズを生じさせない周波数変換回
路、復調回路及びテレビ受信装置を提供することにあ
る。
【００４６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の周波数変換回路は、第１の周波数信号と第
２の周波数信号とを有する入力信号を入力する入力端子
と、上記入力信号を入力して上記第１の周波数信号と同
じ周波数を有する第１の基準信号と上記第１の基準信号
と位相がπ／２ずれている第２の基準信号とを生成する
基準信号生成回路と、上記入力信号と上記第１の基準信
号とを乗算して第１の乗算信号を出力する第１の乗算回
路と、上記入力信号と上記第２の基準信号とを乗算して
第２の乗算信号を出力する第２の乗算回路と、上記第１
の乗算信号を２乗して第１の２乗信号を出力する第１の
２乗回路と、上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗
信号を出力する第２の２乗回路と、上記第１の２乗信号
と上記第２の２乗信号とを加算して加算信号を出力する
加算回路とを有する。また、本発明の復調回路は、映像
信号と音声信号とを有する中間周波数信号を入力する入
力端子と、上記中間周波数信号を入力して上記中間周波
数信号に含まれる搬送波と同じ周波数を有する第１の基
準信号と上記第１の基準信号と位相がπ／２ずれている
第２の基準信号とを生成する搬送波信号生成回路と、上
記中間周波数信号と上記第１の基準信号とを乗算して第
１の乗算信号を出力する第１の乗算回路と、上記中間周
波数信号と上記第２の基準信号とを乗算して第２の乗算
信号を出力する第２の乗算回路と、上記第１の乗算信号
を２乗して第１の２乗信号を出力する第１の２乗回路
と、上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗信号を出
力する第２の２乗回路と、上記第１の２乗信号と上記第
２の２乗信号とを加算して加算信号を出力する加算回路
と、上記加算信号を入力して音声信号を復調する音声信
号復調部とを有する。更に、本発明の復調回路において
は、上記搬送波信号生成回路が、上記第１の基準信号を
生成する電圧制御発振器と、上記中間周波数信号と上記
第１の基準信号とを乗算する乗算器と、上記乗算器の出
力信号を入力して上記電圧制御発振器に出力するローパ
スフィルタと、上記第１の基準信号から上記第２の基準
信号を生成する移相器とを有する。また、本発明のテレ
ビ受信装置は、テレビジョン信号を入力を入力するチュ
ーナと、上記チューナの出力信号を入力して中間周波数
信号を出力するバンドパスフィルタと、上記バンドパス
フィルタから出力される中間周波信号を増幅する増幅回
路と、上記増幅回路の出力信号を入力する上述の復調回
路とを有する。本発明は上記のように構成されており、
第１、第２の乗算回路から出力された信号は、位相がπ
／２ずれており、二乗した後、加算することによって、
ナイキストスロープの影響を含む項を消去している。従
って、加算回路から出力される信号には、ナイキスト・
スロープの影響が無く、ナイキストバズの無い音声信号
を得ることができる。
に、本発明の周波数変換回路は、第１の周波数信号と第
２の周波数信号とを有する入力信号を入力する入力端子
と、上記入力信号を入力して上記第１の周波数信号と同
じ周波数を有する第１の基準信号と上記第１の基準信号
と位相がπ／２ずれている第２の基準信号とを生成する
基準信号生成回路と、上記入力信号と上記第１の基準信
号とを乗算して第１の乗算信号を出力する第１の乗算回
路と、上記入力信号と上記第２の基準信号とを乗算して
第２の乗算信号を出力する第２の乗算回路と、上記第１
の乗算信号を２乗して第１の２乗信号を出力する第１の
２乗回路と、上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗
信号を出力する第２の２乗回路と、上記第１の２乗信号
と上記第２の２乗信号とを加算して加算信号を出力する
加算回路とを有する。また、本発明の復調回路は、映像
信号と音声信号とを有する中間周波数信号を入力する入
力端子と、上記中間周波数信号を入力して上記中間周波
数信号に含まれる搬送波と同じ周波数を有する第１の基
準信号と上記第１の基準信号と位相がπ／２ずれている
第２の基準信号とを生成する搬送波信号生成回路と、上
記中間周波数信号と上記第１の基準信号とを乗算して第
１の乗算信号を出力する第１の乗算回路と、上記中間周
波数信号と上記第２の基準信号とを乗算して第２の乗算
信号を出力する第２の乗算回路と、上記第１の乗算信号
を２乗して第１の２乗信号を出力する第１の２乗回路
と、上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗信号を出
力する第２の２乗回路と、上記第１の２乗信号と上記第
２の２乗信号とを加算して加算信号を出力する加算回路
と、上記加算信号を入力して音声信号を復調する音声信
号復調部とを有する。更に、本発明の復調回路において
は、上記搬送波信号生成回路が、上記第１の基準信号を
生成する電圧制御発振器と、上記中間周波数信号と上記
第１の基準信号とを乗算する乗算器と、上記乗算器の出
力信号を入力して上記電圧制御発振器に出力するローパ
スフィルタと、上記第１の基準信号から上記第２の基準
信号を生成する移相器とを有する。また、本発明のテレ
ビ受信装置は、テレビジョン信号を入力を入力するチュ
ーナと、上記チューナの出力信号を入力して中間周波数
信号を出力するバンドパスフィルタと、上記バンドパス
フィルタから出力される中間周波信号を増幅する増幅回
路と、上記増幅回路の出力信号を入力する上述の復調回
路とを有する。本発明は上記のように構成されており、
第１、第２の乗算回路から出力された信号は、位相がπ
／２ずれており、二乗した後、加算することによって、
ナイキストスロープの影響を含む項を消去している。従
って、加算回路から出力される信号には、ナイキスト・
スロープの影響が無く、ナイキストバズの無い音声信号
を得ることができる。
【００４７】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を図面を用いて説
明する。図１の符号４は本発明の復調回路の一例であ
る。符号１は、その復調回路４と、受信回路３とを有す
るテレビ受信装置を示している。
明する。図１の符号４は本発明の復調回路の一例であ
る。符号１は、その復調回路４と、受信回路３とを有す
るテレビ受信装置を示している。
【００４８】受信回路３は、チューナー１５とバンドパ
スフィルタ１６とを有しており、アンテナ２から入力さ
れたＲＦ信号(テレビ信号)は、チューナー１５によって
受信され、ＩＦ(中間周波)信号に周波数変換された後、
バンドパスフィルタ１６に出力されている。
スフィルタ１６とを有しており、アンテナ２から入力さ
れたＲＦ信号(テレビ信号)は、チューナー１５によって
受信され、ＩＦ(中間周波)信号に周波数変換された後、
バンドパスフィルタ１６に出力されている。
【００４９】バンドパスフィルタ１６は、設定された周
波数帯域だけを通過させるフィルタであり、入力された
ＩＦ信号から、ＩＦ信号に含まれる搬送波周波数ｆcよ
りも低周波の信号を除去し、後段の復調回路４に出力す
る。このバンドパスフィルタ１６では、上述したよう
に、搬送波周波数ｆcよりも低周波の周波数は完全には
除去されず、その出力信号にはナイキスト・スロープが
含まれる。
波数帯域だけを通過させるフィルタであり、入力された
ＩＦ信号から、ＩＦ信号に含まれる搬送波周波数ｆcよ
りも低周波の信号を除去し、後段の復調回路４に出力す
る。このバンドパスフィルタ１６では、上述したよう
に、搬送波周波数ｆcよりも低周波の周波数は完全には
除去されず、その出力信号にはナイキスト・スロープが
含まれる。
【００５０】復調回路４は、ＩＦアンプ５と、ＮＢＣ回
路(ナイキストバズキャンセラー回路)６と、搬送波再生
部７と、音声復調部８と、出力ローパスフィルタ９とを
有している。
路(ナイキストバズキャンセラー回路)６と、搬送波再生
部７と、音声復調部８と、出力ローパスフィルタ９とを
有している。
【００５１】バンドパスフィルタ１６から出力されたＩ
Ｆ信号は、復調回路４内のＩＦアンプ５に入力され、増
幅された後、ＮＢＣ回路６と搬送波再生部７に出力され
る。
Ｆ信号は、復調回路４内のＩＦアンプ５に入力され、増
幅された後、ＮＢＣ回路６と搬送波再生部７に出力され
る。
【００５２】搬送波再生部７は、乗算器２１と、ローパ
スフィルタ２２と、ＶＣＯ(電圧制御発生器)２３と、移
相器２４とを有している。
スフィルタ２２と、ＶＣＯ(電圧制御発生器)２３と、移
相器２４とを有している。
【００５３】乗算器２１と、ローパスフィルタ２２と、
ＶＣＯ２３とは、閉ループを構成しており、乗算器２１
には、ＩＦアンプ５から出力されたＩＦ信号と、ＶＣＯ
２３から出力されたローカル信号とが入力される。
ＶＣＯ２３とは、閉ループを構成しており、乗算器２１
には、ＩＦアンプ５から出力されたＩＦ信号と、ＶＣＯ
２３から出力されたローカル信号とが入力される。
【００５４】乗算器２１は入力された２個の信号を乗算
し、ローパスフィルタ２２に出力する。ローパスフィル
タ２２において、乗算の結果生じた高調波信号が除去さ
れ、そのフィルタリング処理された信号がＶＣＯ２３に
入力される。
し、ローパスフィルタ２２に出力する。ローパスフィル
タ２２において、乗算の結果生じた高調波信号が除去さ
れ、そのフィルタリング処理された信号がＶＣＯ２３に
入力される。
【００５５】ＶＣＯ２３は、入力された信号の電圧値に
応じた周波数で発振し、その周波数のローカル信号を出
力する。ローカル信号が乗算器２１に入力され、上記の
ようにＩＦ信号と乗算され、ローパスフィルタ２２を通
ってＶＣＯ２３に戻る。
応じた周波数で発振し、その周波数のローカル信号を出
力する。ローカル信号が乗算器２１に入力され、上記の
ようにＩＦ信号と乗算され、ローパスフィルタ２２を通
ってＶＣＯ２３に戻る。
【００５６】以上のような乗算器２１と、ローパスフィ
ルタ２２と、ＶＣＯ２３の閉ループにより、ＰＬＬ回路
が構成されており、ＶＣＯ２３の出力信号の発振周波数
が、ＩＦ信号に含まれる搬送波ｆcの周波数と等しくな
ったところでＶＣＯが出力するローカル信号の周波数は
安定する。
ルタ２２と、ＶＣＯ２３の閉ループにより、ＰＬＬ回路
が構成されており、ＶＣＯ２３の出力信号の発振周波数
が、ＩＦ信号に含まれる搬送波ｆcの周波数と等しくな
ったところでＶＣＯが出力するローカル信号の周波数は
安定する。
【００５７】ＮＢＣ回路６は、第１、第２の乗算器３
１、３２と、第１、第２の二乗回路３３、３４と、加算
回路３５とを有している。
１、３２と、第１、第２の二乗回路３３、３４と、加算
回路３５とを有している。
【００５８】ＶＣＯ２３の出力信号は、第２の乗算器３
２に直接入力されると共に、移相器２４によってπ／２
だけ位相がシフトされた後、第１の乗算器３１に入力さ
れる。
２に直接入力されると共に、移相器２４によってπ／２
だけ位相がシフトされた後、第１の乗算器３１に入力さ
れる。
【００５９】第１、第２の乗算器３１、３２には、搬送
波再生部７が出力する信号の他、ＩＦアンプ５が出力す
るＩＦ信号がそれぞれ入力されており、第２の乗算器３
２では、ＶＣＯ２３から入力されたローカル信号とＩＦ
アンプ５から入力されたＩＦ信号とが乗算され、第２の
二乗回路３４に出力される。
波再生部７が出力する信号の他、ＩＦアンプ５が出力す
るＩＦ信号がそれぞれ入力されており、第２の乗算器３
２では、ＶＣＯ２３から入力されたローカル信号とＩＦ
アンプ５から入力されたＩＦ信号とが乗算され、第２の
二乗回路３４に出力される。
【００６０】第１の乗算器３１では、移相器２４から入
力されたローカル信号と、ＩＦアンプ５から入力された
ＩＦ信号とが乗算され、第１の二乗回路３３と出力ロー
パスフィルタ９とに出力される。
力されたローカル信号と、ＩＦアンプ５から入力された
ＩＦ信号とが乗算され、第１の二乗回路３３と出力ロー
パスフィルタ９とに出力される。
【００６１】ここで、ＩＦ信号には、搬送波とＶＩＦ信
号とＳＩＦ信号とが含まれるが、ＶＩＦ信号を省略する
と、ＩＦ信号は下記(５)式のように表すことができる。
号とＳＩＦ信号とが含まれるが、ＶＩＦ信号を省略する
と、ＩＦ信号は下記(５)式のように表すことができる。
【００６２】 ＩＦ＝Ａccos(２πｆcｔ)＋Ａscos｛２π(ｆc−ｆs)ｔ｝……(５)
【００６３】ＡcはＶＩＦ信号の搬送波振幅、ｆcはＶＩ
Ｆ信号の搬送波周波数、ＡsはＳＩＦ信号の搬送波振
幅、(ｆc−ｆs)は、ＳＩＦ信号の搬送波周波数である。
Ｆ信号の搬送波周波数、ＡsはＳＩＦ信号の搬送波振
幅、(ｆc−ｆs)は、ＳＩＦ信号の搬送波周波数である。
【００６４】また、ＶＣＯ２３が出力するローカル信号
をＬＯQで表し、移相器２４が出力するローカル信号を
ＬＯIで表すと、一方のローカル信号ＬＯQに対し、他方
のローカル信号ＬＯIがπ／２だけ位相がシフトされて
いることから、それぞれ下記(６)式と(７)式のように表
すことができる。
をＬＯQで表し、移相器２４が出力するローカル信号を
ＬＯIで表すと、一方のローカル信号ＬＯQに対し、他方
のローカル信号ＬＯIがπ／２だけ位相がシフトされて
いることから、それぞれ下記(６)式と(７)式のように表
すことができる。
【００６５】ＬＯI＝cos(２πｆcｔ＋θε)……(６) ＬＯQ＝sin(２πｆcｔ＋θε)……(７)
【００６６】ここで、θεは位相誤差である。位相誤差
θεは定数ではなく、１５．７５ｋＨｚ(＝ｆh)及びそ
の整数倍の周波数成分を有する周期関数である。
θεは定数ではなく、１５．７５ｋＨｚ(＝ｆh)及びそ
の整数倍の周波数成分を有する周期関数である。
【００６７】ローカル信号ＬＯI、ＬＯQは、第１、第２
の乗算器３１、３２で、ＩＦ信号と乗算される。第１の
乗算器３１が出力する信号を符号Ｉで表すと、
の乗算器３１、３２で、ＩＦ信号と乗算される。第１の
乗算器３１が出力する信号を符号Ｉで表すと、
【００６８】 Ｉ＝ＩＦ×ＬＯI＝［Ａccos(２πｆcｔ)＋Ａscos｛２π(ｆc−ｆs)ｔ｝］×co s(２πｆcｔ＋θε) ＝(Ａc／２)｛cos(２π２ｆcｔ＋θε)＋cos(θε)｝＋(Ａs／２)［cos｛２π( ２ｆc−ｆs)ｔ＋θε｝＋cos(−２πｆsｔ−θε)］
【００６９】ローパスフィルタによって２ｆc以上の周
波数を除去すると、
波数を除去すると、
【００７０】 Ｉ≒(Ａc／２)cos(θε)＋(Ａs／２)cos(−２πｆsｔ−θε) ＝(Ａc／２)cos(θε)＋(Ａs／２)cos(２πｆsｔ＋θε)……(８)
【００７１】同様に、第２の乗算器３２が出力する信号
を符号Ｑで表すと、
を符号Ｑで表すと、
【００７２】 Ｑ＝ＩＦ×ＬＯQ＝［Ａccos(２πｆcｔ)＋Ａscos｛２π(ｆc−ｆs)ｔ｝］×si n(２πｆcｔ＋θε)≒(Ａc／２)sin(θε)＋(Ａs／２)sin(２πｆsｔ＋θε)… …(９)
【００７３】信号Ｉと信号Ｑは、それぞれ第１、第２の
二乗回路３３、３４によって二乗された後、加算回路３
５によって加算される。加算回路３５から出力される信
号(Ｉ2＋Ｑ2)は、上記(８)式と(９)式から、
二乗回路３３、３４によって二乗された後、加算回路３
５によって加算される。加算回路３５から出力される信
号(Ｉ2＋Ｑ2)は、上記(８)式と(９)式から、
【００７４】 Ｉ2＋Ｑ2＝(Ａc／２)2｛cos2(θε)＋sin2(θε)｝ ＋(Ａs／２)2｛cos2(２πｆsｔ＋θε)＋sin2(２πｆsｔ＋θε)｝ ＋(ＡcＡs／２)｛cos(２πｆsｔ＋θε)・cos(θε)＋sin(２πｆsｔ＋θε) ・sin(θε)｝……(１０)
【００７５】三角関数の法則により、上記(１０)式から
下記(１１)式が得られる。
下記(１１)式が得られる。
【００７６】 (１０)式＝(Ａc／２)2＋(Ａs／２)2＋(ＡcＡs／２)cos(２πｆsｔ)……(１１)
【００７７】上記(１１)式の第１項と第２項は一定であ
るから直流である。この(１１)式で表される信号が音声
復調部８に入力される。
るから直流である。この(１１)式で表される信号が音声
復調部８に入力される。
【００７８】音声復調部８内には、バンドパスフィルタ
４１と、音声ＦＭ復調部４２と、音声多重処理部４３と
が設けられている。
４１と、音声ＦＭ復調部４２と、音声多重処理部４３と
が設けられている。
【００７９】加算回路３５の出力信号はバンドパスフィ
ルタ４１に入力される。加算回路３５の出力信号は、そ
のバンドパスフィルタ４１を通過する際に直流成分が除
去され、(１１)式の第３項の信号(ＡcＡs／２)cos(２π
ｆsｔ)が、音声ＩＦ信号として音声ＦＭ復調部４２に入
力される。
ルタ４１に入力される。加算回路３５の出力信号は、そ
のバンドパスフィルタ４１を通過する際に直流成分が除
去され、(１１)式の第３項の信号(ＡcＡs／２)cos(２π
ｆsｔ)が、音声ＩＦ信号として音声ＦＭ復調部４２に入
力される。
【００８０】音声ＦＭ復調部４２では、入力された音声
ＩＦ信号をＦＭ復調し、音声多重処理部４３へ出力す
る。
ＩＦ信号をＦＭ復調し、音声多重処理部４３へ出力す
る。
【００８１】音声多重処理部４３では、更に副音声のＦ
Ｍ復調を行い、外部からの制御によって主音声、副音
声、ステレオのいずれかを選択し出力する。音声多重処
理部４３で復調された音声信号は、最終的にスピーカー
に出力される。
Ｍ復調を行い、外部からの制御によって主音声、副音
声、ステレオのいずれかを選択し出力する。音声多重処
理部４３で復調された音声信号は、最終的にスピーカー
に出力される。
【００８２】ちなみに未対策方式では、(８)式の第２項
(Ａs／２)cos(２πｆsｔ＋θε)に含まれるθεがナイ
キスト・バズの原因となる。
(Ａs／２)cos(２πｆsｔ＋θε)に含まれるθεがナイ
キスト・バズの原因となる。
【００８３】また、第１の乗算器３１から出力された乗
算信号は、ローパスフィルタ９にも出力されている。こ
のローパスフィルタ９は、乗算信号から高調波成分を除
去し、最終的にビデオ信号が取り出される。
算信号は、ローパスフィルタ９にも出力されている。こ
のローパスフィルタ９は、乗算信号から高調波成分を除
去し、最終的にビデオ信号が取り出される。
【００８４】次に、誤差について検討する。誤差の要因
としては、主として加算回路３５に入力される信号の振
幅誤差と位相(タイミング)誤差が考えられる。
としては、主として加算回路３５に入力される信号の振
幅誤差と位相(タイミング)誤差が考えられる。
【００８５】振幅誤差は、本発明の復調回路４を回路を
ＩＣ化した場合には無視できるほど小さくすることがで
きる。通常は３％程度に小さくすることは比較的容易で
あるから、この値を使って比較検討してみる。
ＩＣ化した場合には無視できるほど小さくすることがで
きる。通常は３％程度に小さくすることは比較的容易で
あるから、この値を使って比較検討してみる。
【００８６】先ず、振幅誤差の影響をＡという係数で表
す。この条件で(８)式の第３項を計算する。但し、第３
項の係数は誤差とは関係がないので、予め除いておく。
また、この誤差の影響で第１、第２項にも直流以外の周
波数成分が現れるが、その周波数は第３項の周波数とは
大きく異なっており、後段のバンドパスフィルタ４１で
除去されるから問題とはならない。
す。この条件で(８)式の第３項を計算する。但し、第３
項の係数は誤差とは関係がないので、予め除いておく。
また、この誤差の影響で第１、第２項にも直流以外の周
波数成分が現れるが、その周波数は第３項の周波数とは
大きく異なっており、後段のバンドパスフィルタ４１で
除去されるから問題とはならない。
【００８７】(１０)式の第３項において、sin側の振幅
に誤差が生じ、そのため振幅が１からＡに変化したもの
として誤差を評価すると、(１０)式の第３項は、
に誤差が生じ、そのため振幅が１からＡに変化したもの
として誤差を評価すると、(１０)式の第３項は、
【００８８】
【数１】
【００８９】となる。ＦＭ信号は復調時にリミッタによ
り、振幅方向の変動を除去するので、上式に於いて振幅
成分は考えなくてもよい。誤差の評価は、(８)式のθε
と(１２)式のφ1の項を比較すればよい。
り、振幅方向の変動を除去するので、上式に於いて振幅
成分は考えなくてもよい。誤差の評価は、(８)式のθε
と(１２)式のφ1の項を比較すればよい。
【００９０】θεは、上述したように、周期的に変化す
る。その値は計算によれば最大で２°程度である。この
値と３％の誤差を想定した場合のＡ＝０．９７を使用す
ると、sin(θε)≪１、cos(θε)≒１、１−Ａ≪１、co
s2(θε)＋sin2(θε)≒１の関係から、φ1(tan-1の項)
は、以下のように簡単な式に近似できる。
る。その値は計算によれば最大で２°程度である。この
値と３％の誤差を想定した場合のＡ＝０．９７を使用す
ると、sin(θε)≪１、cos(θε)≒１、１−Ａ≪１、co
s2(θε)＋sin2(θε)≒１の関係から、φ1(tan-1の項)
は、以下のように簡単な式に近似できる。
【００９１】 φ1≒tan-1(１−Ａ)・sin(θε)≒(１−Ａ)・sin(θε)≒(１−Ａ)・θε…… (１４)
【００９２】このφ1が、本発明の復調回路４における
振幅誤差により生じる位相誤差を表す。それに対して未
対策方式では、(８)式のcos内のθεが位相誤差に相当
する。φ1とθεの大きさを比較すれば、本発明の復調
回路４の効果がわかる。(８)式及び(１４)式から、本発
明の復調回路４の方式は、未対策方式に比べて誤差の影
響がほぼ(１−Ａ)倍になっていることが分かる。例え
ば、３％程度の振幅誤差の場合、Ａ＝０．９７より、
(１−Ａ)倍＝０．０３倍≒１／３３に改善する。
振幅誤差により生じる位相誤差を表す。それに対して未
対策方式では、(８)式のcos内のθεが位相誤差に相当
する。φ1とθεの大きさを比較すれば、本発明の復調
回路４の効果がわかる。(８)式及び(１４)式から、本発
明の復調回路４の方式は、未対策方式に比べて誤差の影
響がほぼ(１−Ａ)倍になっていることが分かる。例え
ば、３％程度の振幅誤差の場合、Ａ＝０．９７より、
(１−Ａ)倍＝０．０３倍≒１／３３に改善する。
【００９３】次に位相誤差について考えてみる。位相誤
差については、ＩＣは半導体チップ上に形成された回路
であるため配線長が短い。また、扱う周波数がせいぜい
１０ＭＨｚ程度であることから、第１、第２の乗算器３
１、３２以降については無視できる。従って、移相器２
４の位相誤差にについて検討する。
差については、ＩＣは半導体チップ上に形成された回路
であるため配線長が短い。また、扱う周波数がせいぜい
１０ＭＨｚ程度であることから、第１、第２の乗算器３
１、３２以降については無視できる。従って、移相器２
４の位相誤差にについて検討する。
【００９４】簡単のため振幅誤差はゼロとし、振幅誤差
を検討したときと同様に、(１０)式の第３項において、
sin側に誤差が生じたものとする。ここで、その位相誤
差をθ0で表し、sin側の位相誤差をθεからθε＋θ0
に変更すると、
を検討したときと同様に、(１０)式の第３項において、
sin側に誤差が生じたものとする。ここで、その位相誤
差をθ0で表し、sin側の位相誤差をθεからθε＋θ0
に変更すると、
【００９５】 ((１０)式の第３項)＝cos(２πｆst＋θε)・cos(θε)＋sin(２πｆst＋θε ＋θ0)・sin(θε＋θ0) ＝cos(２πｆst)・cos2(θε)−sin(２πｆst)・sin(θε)・cos(θε) ＋sin(２πｆst)｛cos(θε)・sin(θε)・cos2(θ0)＋cos2(θε)・cos(θ0)・ sin(θ0)−sin2(θε)・sin(θ0)・cos(θ0)＋cos(θε)・sin(θε)・sin2(θ0 )｝ ＋cos(２πｆst)｛sin2(θε)・cos2(θ0)＋cos2(θε)・sin2(θ0)＋２sin(θ ε)・cos(θε)・sin(θ0)・cos(θ0)｝……(１５)
【００９６】θ0は、実際には３°程度以内の値であ
り、θεは、上述のように２°以下であるので、(１５)
式に対しては以下のような近似が使用できる。
り、θεは、上述のように２°以下であるので、(１５)
式に対しては以下のような近似が使用できる。
【００９７】sin(θε)≒θε cos(θε)≒１ sin(θ0)≒θ0 cos(θ0)≒１
【００９８】よって、上記(１５)式は、
【００９９】
【数２】
【０１００】となる。θ0＝３°(一定)、θεを−２〜
＋２°の間で変動するとした場合において、計算する
と、φ2は２．９７°の一定な成分と、−０．０１７〜
＋０．０１７°の変動成分を持つ。一定な成分は周波数
変調波の周波数には影響を及ぼさない。従って、変動成
分が重要である。φ2をθε(最大２°)と比較すると、
約１１７分の１と小さいことが分かる。
＋２°の間で変動するとした場合において、計算する
と、φ2は２．９７°の一定な成分と、−０．０１７〜
＋０．０１７°の変動成分を持つ。一定な成分は周波数
変調波の周波数には影響を及ぼさない。従って、変動成
分が重要である。φ2をθε(最大２°)と比較すると、
約１１７分の１と小さいことが分かる。
【０１０１】以上の検討から、本発明の復調回路４では
誤差は振幅誤差が支配的であり、その大きさは未対策方
式に比べて約３３分の１(３０ｄＢ)に改善されることが
分かる。
誤差は振幅誤差が支配的であり、その大きさは未対策方
式に比べて約３３分の１(３０ｄＢ)に改善されることが
分かる。
【０１０２】実使用上は２０ｄＢ(１０分の１)程度の改
善を安定に実現できればよいので、本発明は十分な効果
を有する。
善を安定に実現できればよいので、本発明は十分な効果
を有する。
【０１０３】次に、本発明の他の復調回路の例を説明す
る。図２の符号１ａは、他の復調回路４ａを用いたテレ
ビ受信装置を示している。この復調回路４ａでは、搬送
波再生部７ａ内の乗算器２１は省略され、その代わり
二、第２の乗算器３２と、ローパスフィルタ２２と、Ｖ
ＣＯ２３とでＰＬＬループが構成されている。この復調
回路４ａでは、乗算器が１個省略されているため、回路
規模を小さくすることができる。
る。図２の符号１ａは、他の復調回路４ａを用いたテレ
ビ受信装置を示している。この復調回路４ａでは、搬送
波再生部７ａ内の乗算器２１は省略され、その代わり
二、第２の乗算器３２と、ローパスフィルタ２２と、Ｖ
ＣＯ２３とでＰＬＬループが構成されている。この復調
回路４ａでは、乗算器が１個省略されているため、回路
規模を小さくすることができる。
【０１０４】図３の符号１ｂは、本発明の更に他の例の
復調回路４ｂを使用したテレビ受信装置の例である。
復調回路４ｂを使用したテレビ受信装置の例である。
【０１０５】この復調回路４ｂでは、ビデオ再生用の乗
算器３７を設け、第１の乗算器３１とは別に、移相器２
４の出力とＩＦアンプ５の出力とを乗算し、ローパスフ
ィルタ９を通し、ビデオ信号を取り出している。この復
調回路４ｂでは、回路は増加するが、特性を個別に最適
化することが可能である。
算器３７を設け、第１の乗算器３１とは別に、移相器２
４の出力とＩＦアンプ５の出力とを乗算し、ローパスフ
ィルタ９を通し、ビデオ信号を取り出している。この復
調回路４ｂでは、回路は増加するが、特性を個別に最適
化することが可能である。
【０１０６】なお、本発明の復調回路４、４ａ、４ｂ
は、テレビ受信装置に用いられる回路に限定されるもの
ではなく、ナイキストスロープ等の誤差の影響がある信
号再生回路に広く適用することができる。また、本発明
は、周波数変換回路として用いることもできる。
は、テレビ受信装置に用いられる回路に限定されるもの
ではなく、ナイキストスロープ等の誤差の影響がある信
号再生回路に広く適用することができる。また、本発明
は、周波数変換回路として用いることもできる。
【０１０７】
【発明の効果】高品位の復調を行うことができる。
【図１】本発明の一実施形態の復調回路とその復調回路
を用いたテレビ受信装置
を用いたテレビ受信装置
【図２】本発明の他の例の復調回路とその復調回路を用
いたテレビ受信装置
いたテレビ受信装置
【図３】本発明の更に他の例の復調回路とその復調回路
を用いたテレビ受信装置
を用いたテレビ受信装置
【図４】従来のテレビ受信装置を説明するための回路図
【図５】従来のテレビ受信装置の他の例を説明するため
の回路図
の回路図
【図６】信号純度が高いローカル信号を説明するための
グラフ
グラフ
【図７】(ａ)〜(ｃ)：テレビ信号のスペクトラム特性を
説明するための図
説明するための図
【図８】サイドローブを含むローカル信号を説明するた
めのグラフ
めのグラフ
【図９】サイドローブが音声信号に与える影響を説明す
るためのグラフ
るためのグラフ
１、１ａ、１ｂ……テレビ受信装置 ４、４ａ、４ｂ……復調回路 ７……搬送波再生部 １６……バンドパスフィルタ ２４……移相器 ３１、３２……第１、第２の乗算器 ３３、３４……第１、第２の二乗回路 ３５……加算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C025 AA13 AA29 DA10 5C026 DA01 DA03 DA10 5K020 AA02 DD05 EE16 FF00 GG04 HH11
Claims (5)
- 【請求項１】第１の周波数信号と第２の周波数信号とを
有する入力信号を入力する入力端子と、 上記入力信号を入力して上記第１の周波数信号と同じ周
波数を有する第１の基準信号と上記第１の基準信号と位
相がπ／２ずれている第２の基準信号とを生成する基準
信号生成回路と、 上記入力信号と上記第１の基準信号とを乗算して第１の
乗算信号を出力する第１の乗算回路と、 上記入力信号と上記第２の基準信号とを乗算して第２の
乗算信号を出力する第２の乗算回路と、 上記第１の乗算信号を２乗して第１の２乗信号を出力す
る第１の２乗回路と、 上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗信号を出力す
る第２の２乗回路と、 上記第１の２乗信号と上記第２の２乗信号とを加算して
加算信号を出力する加算回路と、 を有する周波数変換回路。 - 【請求項２】上記基準信号生成回路が、上記第１の基準
信号を生成する電圧制御発振器と、上記入力信号と上記
第１の基準信号とを乗算する乗算器と、上記乗算器の出
力信号を入力して上記電圧制御発振器に出力するローパ
スフィルタと、上記第１の基準信号から上記第２の基準
信号を生成する移相器とを有する請求項１に記載の周波
数変換回路。 - 【請求項３】映像信号と音声信号とを有する中間周波数
信号を入力する入力端子と、 上記中間周波数信号を入力して上記中間周波数信号に含
まれる搬送波と同じ周波数を有する第１の基準信号と上
記第１の基準信号と位相がπ／２ずれている第２の基準
信号とを生成する搬送波信号生成回路と、 上記中間周波数信号と上記第１の基準信号とを乗算して
第１の乗算信号を出力する第１の乗算回路と、 上記中間周波数信号と上記第２の基準信号とを乗算して
第２の乗算信号を出力する第２の乗算回路と、 上記第１の乗算信号を２乗して第１の２乗信号を出力す
る第１の２乗回路と、 上記第２の乗算信号を２乗して第２の２乗信号を出力す
る第２の２乗回路と、 上記第１の２乗信号と上記第２の２乗信号とを加算して
加算信号を出力する加算回路と、 上記加算信号を入力して音声信号を復調する音声信号復
調部と、 を有する復調回路。 - 【請求項４】上記搬送波信号生成回路が、上記第１の基
準信号を生成する電圧制御発振器と、上記中間周波数信
号と上記第１の基準信号とを乗算する乗算器と、上記乗
算器の出力信号を入力して上記電圧制御発振器に出力す
るローパスフィルタと、上記第１の基準信号から上記第
２の基準信号を生成する移相器とを有する請求項３に記
載の復調回路。 - 【請求項５】テレビジョン信号を入力するチューナと、
上記チューナの出力信号を入力して中間周波数信号を出
力するバンドバスフィルタと、上記バンドパスフィルタ
から出力される中間周波信号を増幅する増幅回路と、上
記増幅回路の出力信号を入力する請求項３又は４に記載
の復調回路とを有するテレビ受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001090356A JP2002290868A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | 周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装置 |
| US10/105,541 US20020191117A1 (en) | 2001-03-27 | 2002-03-25 | Frequency conversion circuit, demodulation circuit, and television receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001090356A JP2002290868A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | 周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290868A true JP2002290868A (ja) | 2002-10-04 |
Family
ID=18945148
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001090356A Withdrawn JP2002290868A (ja) | 2001-03-27 | 2001-03-27 | 周波数変換回路、復調回路及びテレビ受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020191117A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002290868A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003008354A (ja) * | 2001-06-26 | 2003-01-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ａｍ復調器 |
| KR100594269B1 (ko) * | 2004-04-03 | 2006-06-30 | 삼성전자주식회사 | 주파수 위상 동기루프회로 및 이를 사용하는 ａｔｓｃｄｔｖ 복조기. |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5053958A (en) * | 1988-06-06 | 1991-10-01 | General Electric Company | Method to reduce image reconstruction time in limited-angle ct systems including using initial reconstruction valves for measured projection data during each iteration |
| FR2656129B1 (fr) * | 1989-12-20 | 1992-03-13 | Gen Electric Cgr | Procede de reconstruction multi-echelle de l'image de la structure d'un corps. |
| SE9601229D0 (sv) * | 1996-03-07 | 1996-03-29 | B Ulf Skoglund | Apparatus and method for providing reconstruction |
| US6249595B1 (en) * | 1998-01-22 | 2001-06-19 | General Electric Company | Iterative reconstruction for EPI |
| US6184682B1 (en) * | 1998-04-15 | 2001-02-06 | Mayo Foundation For Medical Education And Research | Correction of MR images for motion artifacts using navigator echoes and autocorrection |
| BR9910347B8 (pt) * | 1998-04-17 | 2021-06-22 | Koninklijke Philips Nv | processo e aparelho de ressonância magnética para obter imagens por intermédio de ressonância magnética. |
-
2001
- 2001-03-27 JP JP2001090356A patent/JP2002290868A/ja not_active Withdrawn
-
2002
- 2002-03-25 US US10/105,541 patent/US20020191117A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20020191117A1 (en) | 2002-12-19 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20080603 |