JP2000174835A - キャリア同期回路及び直交復調回路及び混信波除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来は、再生キャリア信号の精度を高めるこ
とができないという問題点があったが、本発明では、再
生キャリア信号の精度を高め、混信波を的確に除去でき
るキャリア同期回路及び直交復調回路及び混信波除去装
置を提供する。 【解決手段】 キャリア信号を再生するにあたり、準同
期検波して得た複素ベースバンド信号を複素リミッタ回
路２３によりその振幅を一定にし、第３のＬＰＦ回路２
４によりキャリア信号の成分を抽出し、さらにデジタル
ＰＬＬ回路２５によって、キャリア信号の位相にロック
し、当該ロックした位相で持続的に安定したキャリア信
号を再生して出力するキャリア同期回路及び直交復調回
路及び混信波除去装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン受像
機及び中継放送装置に用いられるキャリア同期回路及び
直交復調回路及び混信波除去装置に係り、特に安定して
精度の高い再生キャリア信号を生成し、混信波を的確に
除去できるキャリア同期回路及び直交復調回路及び混信
波除去装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】日本国内では、テレビ放送信号が超短波
帯（ＶＨＦ）のうち、９０ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚ及び１
７０ＭＨｚ〜２２２ＭＨｚで送信されている。一方、高
度１００ｋｍ付近に発生する電離層（Ｅ層）と略同じ高
度付近に突発的に現れる電離層として、スポラディック
Ｅ層（以下、「Ｅスポ」と略称する）と呼ばれるものが
あり、日本周辺では４月〜８月にかけてよく発生し、Ｖ
ＨＦ波の電波の異常伝搬を発生させ、国内のテレビ放送
信号に外国のＦＭ音声放送波を混信させる原因となるこ
とが知られている。

【０００３】そこで、従来から一部のテレビジョン放送
中継装置には、Ｅスポに起因する混信波の影響を除去す
るため、種々の装置（混信波除去装置）が組み込まれて
いる。近年、特にデジタル信号処理技術の発展により、
例えば、特開平１０−２９４８８４号の「デジタル化Ｅ
スポ混信妨害除去回路」、特開平１０−２９４９０１号
の「テレビジョン信号のデジタル処理方式」等に記載さ
れているようなデジタル処理を用いて、回路をＬＳＩ化
することでテレビジョン受像機に内蔵することが可能な
混信波除去装置が考案されている。

【０００４】これらＥスポに起因する混信波を除去する
ための従来のデジタル処理を用いた混信波除去装置に用
いられる直交復調回路について、図３を参照しつつ説明
する。図３は、従来の直交復調回路の一例を表す構成ブ
ロック図である。

【０００５】従来の直交復調回路は、図３に示すよう
に、一般に、受信したテレビ放送信号をアナログ回路に
より、後段のデジタル回路におけるサンプリング周波数
の１／４の周波数の中間周波信号（ＩＦ信号）に変換す
るＩＦ信号変換手段１と、当該ＩＦ信号を直接Ａ／Ｄ変
換するＡ／Ｄ変換手段２と、局部発振信号（以下、「局
発信号」と略称する）を生成する手段としての局発信号
生成手段３と、局発信号を用いてＡ／Ｄ変換した信号を
準同期検波し、複素ベースバンド信号を生成する準同期
検波手段４と、複素ベースバンド信号から複素リミッタ
及び狭帯域ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて複素キ
ャリア信号を抽出する複素キャリア信号抽出手段５と、
複素キャリア信号を用いて、複素ベースバンド信号の周
波数と位相とを補正し、完全直交同期検波された複素ベ
ースバンド信号を出力する補正手段６とから構成されて
いる。

【０００６】また、局発信号生成手段３は、π／２ラジ
アンごとの余弦の符号に従って、一定時間ごとに「１，
０，−１，０，１…」のように変化するデータ系列であ
る同相局部発振信号（以下、「ＣＯＳ信号」と称する）
を出力するＣＯＳ信号生成手段と、π／２ラジアンごと
の正弦の符号を反転したものに従って、一定時間ごとに
「０，−１，０，１，０，…」のように変化するデータ
系列である直交局部発振信号（以下、「−ＳＩＮ信号」
と称する）を出力する−ＳＩＮ信号生成手段とから構成
されている。

【０００７】次に、図３に示した従来の混信波除去装置
の直交復調回路の動作について説明すると、まず、ＩＦ
信号変換手段１が受信信号をサンプリング周波数の１／
４の周波数のＩＦ信号に変換して出力し、Ａ／Ｄ変換手
段２が、当該ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して出力する。

【０００８】一方、局発信号生成手段３のＣＯＳ信号生
成手段と、−ＳＩＮ信号生成手段とがそれぞれ、ＣＯＳ
信号と−ＳＩＮ信号とを局発信号として出力し、準同期
検波手段４が、当該局発信号を用いてＡ／Ｄ変換手段２
が出力する信号を準同期検波して、複素ベースバンド信
号を生成して出力する。

【０００９】そして、複素キャリア信号抽出手段５が、
複素リミッタ及び狭帯域ＬＰＦを用いて複素キャリア信
号を抽出して出力し、補正手段６が、複素キャリア信号
抽出手段５から入力される複素キャリア信号を用いて、
準同期検波手段４から入力される複素ベースバンド信号
の周波数と位相とを補正し、完全直交同期検波された複
素ベースバンド信号を出力するようになっている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の直交復調回路では、ＩＦ信号変換手段が、アナログ
回路であり、混信波の影響により、ＩＦ信号の周波数に
揺らぎが発生したり、ＩＦ信号の周波数がずれたりする
場合がある。したがって、複素キャリア信号抽出手段の
精度を高めるために狭帯域ＬＰＦの帯域幅を狭めようと
すると、本来通過すべき周波数の信号が本来の位置から
揺らぎ等によりずれているために、通過させるべき映像
キャリア信号が通過せずに減衰して、復調映像信号に歪
みが発生するため、狭帯域ＬＰＦの帯域幅を狭めること
ができない。また、極端に通過帯域幅の狭いＬＰＦを用
いると、狭帯域ＬＰＦのハードウエアの規模が大きくな
り、デジタル処理による混信波除去装置の利点である回
路規模の縮小を図ることができなくなるため、いずれに
しろ、狭帯域ＬＰＦの帯域幅を極端に狭めることは困難
である。

【００１１】従って、映像キャリア周波数に近接した周
波数の混信波が到来すると、再生キャリア信号に混信波
が混入することになり、精度の高いキャリア信号を再生
できないという問題点があった。

【００１２】さらに、面積の大きい白色部分を含む絵柄
の映像信号によって変調された変調波が受信された場
合、過変調やマルチパス歪み等により、キャリア成分が
消失したり、キャリア成分の強度が低下する等、再生キ
ャリア信号の精度が劣化するという問題点があった。

【００１３】このように従来の直交復調回路を用いた混
信波除去装置では、再生キャリア信号の精度を高めるこ
とができず、劣化した再生キャリア信号に基づいて生成
された完全同期検波信号から混信波を検出して除去する
ので、混信波を的確に除去できないと同時に、出力され
る映像信号に歪みを与えるという問題点があった。

【００１４】本発明は、上記実情に鑑みてなされたもの
で、劣悪な混信環境のもとでも高い精度の再生キャリア
信号を得ることのできるキャリア同期回路及び直交復調
回路さらに、混信波除去装置を提供することを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための請求項１記載の発明は、キャリア同期回路
において、抽出したキャリア信号の位相にロックしてキ
ャリア信号を持続的に再生することを特徴としており、
安定して精度の高い再生キャリア信号を生成できる。

【００１６】上記従来例の問題点を解決するための請求
項２記載の発明は、キャリア同期回路において、複素ベ
ースバンド信号の入力を受けて、当該複素ベースバンド
信号の振幅を一定にする複素リミッタ回路と、前記複素
リミッタ回路が出力する複素ベースバンド信号からキャ
リア信号を抽出する狭帯域ローパスフィルタ回路と、前
記狭帯域ローパスフィルタ回路から出力されるキャリア
信号の位相にロックし、当該ロックした位相で、持続的
にキャリア信号を再生し、出力するデジタルＰＬＬ回路
とを有することを特徴としており、安定して精度の高い
再生キャリア信号を生成できる。

【００１７】上記従来例の問題点を解決するための請求
項３記載の発明は、キャリア同期回路において、複素ベ
ースバンド信号の入力を受けて、帯域制限を行う第２の
ＬＰＦ回路と、前記帯域制限された複素ベースバンド信
号のサンプリング周波数をＮＴＳＣ信号の色副搬送波周
波数に変換する第２のダウンサンプル回路と、前記第２
のダウンサンプル回路から出力される信号の振幅が一定
になるように制御する複素リミッタ回路と、前記複素リ
ミッタ回路が出力する信号の映像キャリア成分をキャリ
ア信号として抽出する狭帯域ローパスフィルタ回路と、
前記狭帯域ローパスフィルタ回路が出力するキャリア信
号の位相にロックし、当該ロックした位相で、持続的に
キャリア信号を再生して出力するデジタルＰＬＬ回路
と、前記デジタルＰＬＬ回路から入力されるキャリア信
号に、予め設定された信号を内挿して、サンプリング周
波数を高めるアップサンプル回路と、前記内挿によりサ
ンプリング周波数が高められたキャリア信号を補間し、
再生キャリア信号として出力する第４のＬＰＦ回路とを
有することを特徴としており、安定して精度の高い再生
キャリア信号を生成できる。

【００１８】上記従来例の問題点を解決するための請求
項４記載の発明は、請求項２又は請求項３記載のキャリ
ア同期回路において、デジタルＰＬＬ回路が、中間周波
信号の映像キャリア周波数と、ＮＴＳＣ信号の色副搬送
波周波数の２倍の周波数との差をあらわす周波数誤差信
号を出力するデジタルＰＬＬ回路であり、前記デジタル
ＰＬＬ回路が出力する周波数誤差信号から高周波成分を
除去するループフィルタ回路と、前記ループフィルタ回
路が出力する信号に基づいて、中間周波信号の生成に用
いる局部発振信号を出力する電圧制御発振器とを有する
ことを特徴としており、安定して精度の高い再生キャリ
ア信号を生成でき、かつ、ＩＦ信号の周波数を安定にで
きる。

【００１９】上記従来例の問題点を解決するための請求
項５記載の発明は、請求項２又は請求項３又は請求項４
記載のキャリア同期回路において、デジタルＰＬＬ回路
は、位相比較手段と、積分手段と、発振手段とを具備
し、前記位相比較手段が、入力される複素キャリア信号
の位相と、再生した複素キャリア信号の位相との位相差
を位相誤差信号として出力するとともに、入力される複
素キャリア信号の振幅が予め定めた一定の値より小さく
なったときに、前記位相誤差信号を強制的に位相差がな
いことを表すゼロデータとして出力する位相比較手段で
あり、前記積分手段が、前記位相誤差信号から前記発振
手段を制御する信号を生成して出力する積分手段であ
り、前記発振手段が、前記積分手段が出力する信号に基
づいて複素キャリア信号の位相を生成し、当該位相から
複素キャリア信号を再生して出力するとともに、当該再
生した複素キャリア信号の位相を前記位相比較手段に帰
還して出力する発振手段であるデジタルＰＬＬ回路であ
ることを特徴としており、安定して精度の高い再生キャ
リア信号を生成できる。

【００２０】上記従来例の問題点を解決するための請求
項６記載の発明は、請求項５記載のキャリア同期回路に
おいて、位相比較手段は、入力された複素キャリア信号
の位相としての逆正接を演算する逆正接回路と、前記発
振手段が再生した複素キャリア信号の位相と、当該演算
した逆正接との差を位相誤差信号として演算する引算器
と、前記位相誤差信号を−π〜πまでの値に変換する第
１の±π化回路と、位相差がないことを表す信号として
のゼロデータを出力するゼロデータ回路と、入力された
複素キャリア信号の絶対値を演算して出力する絶対値回
路と、前記絶対値回路が出力する絶対値が、予めキャリ
ア信号が消失しているか否かを区別するレベルとして設
定されているしきい値を超えているか否かにより、入力
された複素キャリア信号のレベルが十分なレベルになっ
ているか否かを判断する第１のスレショルド回路と、前
記第１のスレショルド回路が、キャリア信号が十分なレ
ベルになっていると判断する場合には、前記第１の±π
化回路が出力する位相誤差信号を出力し、前記第１のス
レショルド回路が、キャリア信号が十分なレベルになっ
ていないと判断する場合には、前記ゼロデータ回路が出
力する信号を出力する第１のセレクタ回路とを有する位
相比較手段であることを特徴としており、安定して精度
の高い再生キャリア信号を生成できる。

【００２１】上記従来例の問題点を解決するための請求
項７記載の発明は、請求項５又は請求項６記載のキャリ
ア同期回路において、発振手段が、第３の加算器と、第
２の±π化回路と、第２のラッチ回路と、ＣＯＳ回路
と、ＳＩＮ回路とを具備する数値制御発振器回路であっ
て、前記第３の加算器が、積分手段から入力される制御
信号と前記第２のラッチ回路が出力する信号とを加算し
て出力する第３の加算器であり、前記第２の±π化回路
が、前記第３の加算器が出力する信号を−π〜πまでの
値に変換する第２の±π化回路であり、前記第２のラッ
チ回路が、前記第２の±π化回路が出力する信号をラッ
チして出力する第２のラッチ回路であり、前記ＣＯＳ回
路が、前記第２のラッチ回路が出力する信号の余弦を出
力するＣＯＳ回路であり、前記ＳＩＮ回路が、前記第２
のラッチ回路が出力する信号の正弦を出力するＳＩＮ回
路であることを特徴としており、安定して精度の高い再
生キャリア信号を生成できる。

【００２２】上記従来例の問題点を解決するための請求
項８記載の発明は、請求項５又は請求項６又は請求項７
記載のキャリア同期回路において、積分手段は、前記位
相比較手段が出力する信号に、引き込み時の直接項係数
と、保持時の直接項係数と、引き込み時の積分項係数
と、保持時の積分項係数とを各々乗算する第１〜第４の
固定値乗算回路と、前記位相比較手段が出力する検出位
相誤差信号が、引き込みが完了して、保持の動作を行う
べき誤差として予め設定されているしきい値を超えてい
るか否かにより、引き込みを完了したか否かを判断する
第２のスレショルド回路と、前記第２のスレショルド回
路が引き込みを完了したと判断した時には、前記第２の
固定値乗算回路が出力する信号を出力し、前記第２のス
レショルド回路が引き込みを完了していないと判断した
時には、前記第１の固定値乗算回路が出力する信号を出
力する第２のセレクタ回路と、前記第２のスレショルド
回路が引き込みを完了したと判断した時には、前記第４
の固定値乗算回路が出力する信号を出力し、前記第２の
スレショルド回路が引き込みを完了していないと判断し
た時には、前記第３の固定値乗算回路が出力する信号を
出力する第３のセレクタ回路と、前記第３のセレクタ回
路が出力する信号を積分する積分回路と、前記第２のセ
レクタ回路が出力する信号と前記積分回路により積分さ
れた信号とを加算し、制御信号として出力する第２の加
算器とを有する積分手段であることを特徴としており、
安定して精度の高い再生キャリア信号を生成できる。

【００２３】上記従来例の問題点を解決するための請求
項９記載の発明は、請求項８記載のキャリア同期回路に
おいて、積分手段が、積分回路が出力する信号をアナロ
グ信号に変換し、周波数誤差信号として出力するＤ／Ａ
変換回路とを有する積分手段であることを特徴としてお
り、当該周波数誤差信号をＩＦ信号の再生に用いる局部
発振信号を制御する信号として用いれば、ＩＦ信号の周
波数を安定にできる。

【００２４】上記従来例の問題点を解決するための請求
項１０記載の発明は、請求項４又は請求項９記載のキャ
リア同期回路において、デジタルＰＬＬ回路から出力さ
れる周波数誤差信号の高周波成分を除去するループフィ
ルタ回路と、前記ループフィルタ回路から出力される信
号に基づいて、ＩＦ信号を生成するための局部発振信号
を生成して出力する電圧制御発振器とを有することを特
徴としており、ＩＦ信号の周波数を安定にできる。

【００２５】上記従来例の問題点を解決するための請求
項１１記載の発明は、直交復調回路において、局部発振
信号とＴＶチューナ等から入力されるＲＦ信号とを乗算
して周波数変換を行う乗算器と、前記乗算器における周
波数変換で生じたイメージ信号等不要成分を除去して、
アナログのＩＦ信号として出力するバンドパスフィルタ
回路と、前記バンドパスフィルタ回路が出力するアナロ
グのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換するＡ／Ｄ変
換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路が出力する信号のＮＴＳ
Ｃ変調波における両側波帯領域の信号成分を減衰させる
ステップナイキストフィルタ回路と、前記ステップナイ
キストフィルタ回路が出力する信号を準同期検波し、複
素ベースバンド信号を出力する準同期検波回路と、前記
複素ベースバンド信号から準同期検波に伴って発生した
イメージ成分を除去する第１のローパスフィルタ回路
と、前記第１のローパスフィルタ回路が出力する信号の
サンプリング周波数を変換する第１のダウンサンプル回
路と、前記第１のダウンサンプル回路が出力する信号を
一定の時間遅延する遅延回路と、前記複素ベースバンド
信号からキャリア信号の再生を行い、再生したキャリア
信号を出力する請求項１乃至請求項１０記載のキャリア
同期回路と、前記キャリア同期回路から出力される再生
キャリア信号に基づいて、前記遅延回路から出力される
信号の周波数位相誤差を補正し、完全同期検波した信号
を出力する位相回転回路とを有することを特徴としてお
り、安定した複素ベースバンド信号を出力できる。

【００２６】上記従来例の問題点を解決するための請求
項１２記載の発明は、混信波除去装置において、請求項
１１記載の直交復調回路が出力する信号に基づいて、混
信波を検出して除去することを特徴としており、混信波
を的確に除去できる。

【００２７】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照しながら説明する。本発明の実施の形態に係るキ
ャリア同期回路は、同相成分と直交成分とを有する複素
キャリア信号（以下、「キャリア信号」と略称する）を
再生するにあたり、準同期検波して得た複素ベースバン
ド信号を複素リミッタ回路によりその振幅を一定にし、
狭帯域ローパスフィルタ回路によりキャリア信号の成分
を抽出し、さらにデジタルＰＬＬ回路によって、キャリ
ア信号の位相にロックしたキャリア信号を再生すること
で、キャリア信号の精度を高め、かつ、抽出したキャリ
ア信号のレベルが減衰し、又は消失してもＰＬＬ回路の
特性によりキャリア信号を持続的に安定して出力できる
ものである。

【００２８】また、かかるキャリア同期回路を用いた、
本発明の実施の形態に係る直交復調回路は、安定したキ
ャリア信号に基づいて準同期検波して得た複素ベースバ
ンド信号の周波数位相誤差を補正し、完全直交同期検波
された複素ベースバンド信号を得て出力するものであ
り、安定した複素ベースバンド信号を出力できるもので
ある。

【００２９】さらに、かかる直交復調回路を用いた、本
発明の実施の形態に係る混信波除去装置は、安定した複
素ベースバンド信号に基づいて混信波を検出し、除去す
るので、混信波を的確に除去できると共に歪みの少ない
復調信号を得ることができるものである。

【００３０】本発明の実施の形態に係る直交復調回路を
図１を使って説明する。図１は、本発明の実施の形態に
係る直交復調回路の構成ブロック図である。本発明の実
施の形態に係る直交復調回路は、図１に示すように、局
発信号とＴＶチューナ等から入力されるＲＦ信号とを乗
算して周波数変換を行う手段としての乗算器１１と、周
波数変換で生じたイメージ信号等不要成分を除去する手
段としてのＢＰＦ回路１２と、アナログのＩＦ信号をデ
ジタルのＩＦ信号に変換する手段としてのＡ／Ｄ変換回
路１３と、ステップナイキストフィルタ回路１４と、Ｃ
ＯＳ信号及び−ＳＩＮ信号を局発信号として準同期検波
を行い、同相成分と直交成分との各成分にわけて、複素
ベースバンド信号を出力する手段としての準同期検波回
路１５と、複素ベースバンド信号の同相成分と直交成分
とに対応して設けられ、各々対応する成分の複素ベース
バンド信号から準同期検波に伴って発生したイメージ成
分を除去する手段としての２つの第１のＬＰＦ回路１６
ａ，１６ｂと、第１のＬＰＦ回路１６ａ，１６ｂの各々
に対応して設けられ、各信号のサンプリング周波数を変
換する手段としての第１のダウンサンプル回路１７ａ，
１７ｂと、第１のダウンサンプル回路１７ａ，１７ｂに
対応して設けられ、各信号を一定の時間遅延する手段と
しての遅延回路１８ａ，１８ｂと、各信号の入力を受け
て、周波数位相誤差を補正し、完全同期検波した信号を
出力する手段としての位相回転回路１９と、キャリア信
号の再生を行い、再生したキャリア信号を同相成分と直
交成分とにわけて出力するとともに、ＩＦ信号を生成す
るための局発信号を出力する手段としてのキャリア同期
回路２０とから基本的に構成されている。

【００３１】また、キャリア同期回路２０は、図１に示
したように、後にサンプリング周波数を変換する際に、
同相成分と直交成分の各信号に対応して設けられ、各対
応する信号に折り返し歪みが生じないよう、帯域制限を
行う手段としての第２のＬＰＦ回路２１ａ，２１ｂと、
第２のＬＰＦ回路２１ａ，２１ｂに対応して設けられ、
サンプリング周波数をＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波数
に変換する手段としての第２のダウンサンプル回路２２
ａ，２２ｂと、第２のダウンサンプル回路２２ａ，２２
ｂが出力する複素ベースバンド信号の振幅すなわち絶対
値が一定になるように処理する手段としての複素リミッ
タ回路２３と、複素リミッタ回路２３が出力する同相成
分と直交成分の各信号に対応して設けられ、対応する各
信号の映像キャリア成分以外の成分を除去する手段とし
ての第３のＬＰＦ回路（狭帯域ローパスフィルタ回路）
２４ａ，２４ｂと、第３のＬＰＦ回路２４ａ，２４ｂが
出力する信号（複素キャリア信号）の位相にロックし、
当該位相で、持続的に複素キャリア信号を再生して出力
することで、当該キャリア信号の精度を高め、複素キャ
リア信号の振幅が小さい場合でも安定した複素キャリア
信号を自走して再生し、出力するとともに、ＩＦ信号の
映像キャリア周波数と、ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波
数の２倍の周波数との差をあらわす信号を周波数誤差信
号として出力する手段としてのデジタルＰＬＬ回路２５
と、デジタルＰＬＬ回路２５から入力される同相成分と
直交成分の各信号に「０」の信号を内挿して、サンプリ
ング周波数を高めるアップサンプル回路２６ａ，２６ｂ
と、内挿によりサンプリング周波数が高められた各信号
に対応して設けられ、各信号を補間して再生したキャリ
ア信号として出力する手段としての第４のＬＰＦ回路２
７ａ，２７ｂと、デジタルＰＬＬ回路２５が出力する周
波数誤差信号から高周波成分を除去する手段としてのル
ープフィルタ回路２８と、ループフィルタ回路２８が出
力する信号に基づいて、乗算器１１がＩＦ信号を生成す
るために用いる局発信号を出力する手段としてのＶＣＯ
２９とから構成されている。

【００３２】以下、各部を具体的に説明する。乗算器１
１は、キャリア同期回路２０から入力される局発信号と
ＴＶチューナ等から入力されるＲＦ信号（アンテナから
入力された、混信波を含む信号を所定のレベルに増幅し
た信号）とを乗算してＲＦ信号の周波数変換を行い、例
えば、理想的には、ＲＦ信号をサンプリング周波数２
８．６３６３６ＭＨｚの１／４の周波数である７．１５
８０９ＭＨｚのＩＦ信号に変換して出力するものであ
る。ここで、２８．６３６３６ＭＨｚとは、ＮＴＳＣ信
号の色副搬送波周波数の８倍の周波数であり、従って、
７．１５８０９ＭＨｚは、ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周
波数の２倍の周波数である。

【００３３】ＢＰＦ回路１２は、乗算器１１から入力さ
れるＩＦ信号から周波数変換に伴って生じるイメージ成
分と不要な帯域の成分とを除去して出力するものであ
る。Ａ／Ｄ変換回路１３は、ＢＰＦ回路１２から入力さ
れる信号を例えば２８．６３６３６ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信
号の色副搬送波周波数の８倍の周波数）のクロック周波
数でデジタル信号に変換し、デジタルのＩＦ信号として
出力するものである。

【００３４】ステップナイキストフィルタ回路１４は、
ＮＴＳＣ信号が残留側波帯信号であることから、そのま
ま検波すると、映像信号に歪みが生じることを考慮し
て、映像キャリア周波数の近傍の周波数（±１．２５Ｍ
Ｈｚ）、すなわち両側波帯（ＤＳＢ；DoubleSideBand）
領域の信号をＳＳＢ（SingleSideBand）領域の信号成分
に比べて約６ｄＢ程度、減衰させるものである。

【００３５】準同期検波回路１５は、ＣＯＳ信号及び−
ＳＩＮ信号を局発信号として用いて、ステップナイキス
トフィルタ１４が出力する信号を準同期検波し、同相成
分と直交成分との各成分を有する複素ベースバンド信号
を出力するものである。

【００３６】第１のＬＰＦ回路１６ａは、準同期検波回
路１５が出力する複素ベースバンド信号の同相成分から
準同期検波に伴って発生したイメージ成分を除去するも
のであり、第１のＬＰＦ回路１６ｂは、準同期検波回路
１５が出力する複素ベースバンド信号の直交成分から準
同期検波に伴って発生したイメージ成分を除去するもの
である。

【００３７】第１のダウンサンプル回路１７ａと、第１
のダウンサンプル回路１７ｂとは、それぞれ第１のＬＰ
Ｆ回路１６ａから入力された信号と第１のＬＰＦ回路１
６ｂから入力された信号とを２：１の割合いで間引い
て、サンプリング周波数を２８．６３６３６ＭＨｚか
ら、その半分の１４．３１８１８ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号
の色副搬送波周波数の４倍の周波数）に変換するもので
ある。

【００３８】遅延回路１８ａ及び遅延回路１８ｂは、そ
れぞれ第１のダウンサンプル回路１７ａと、第１のダウ
ンサンプル回路１７ｂとから入力された信号を一定時間
遅延させて、後に説明する、キャリア同期回路２０がキ
ャリア信号を再生して位相回転回路１９に出力するタイ
ミングと一致するようにして、位相回転回路１９に出力
するものである。

【００３９】位相回転回路１９は、キャリア同期回路２
０が再生して出力する同相成分と直交成分とを有する複
素キャリア信号に基づいて、遅延回路１８ａ，ｂから入
力される同相成分と直交成分とを有する複素ベースバン
ド信号の周波数位相誤差を補正し、完全同期検波出力の
同相成分及び直交成分として出力するものである。

【００４０】また、キャリア同期回路２０の第２のＬＰ
Ｆ回路２１ａと、第２のＬＰＦ回路２１ｂとは、それぞ
れ第１のダウンサンプル回路１７ａと、第１のダウンサ
ンプル回路１７ｂとから入力された信号から映像キャリ
ア周波数の近傍の成分のみを取り出して、後にダウンサ
ンプル回路２２にて折り返し歪みが生じないように帯域
制限を行って、出力するものである。

【００４１】第２のダウンサンプル回路２２ａと、第２
のダウンサンプル回路２２ｂとは、それぞれ、第２のＬ
ＰＦ回路２１ａと、第２のＬＰＦ回路２１ｂとが出力す
る信号を例えば４：１に間引いて、サンプリング周波数
を３．５７９５４ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周
波数）に変換して出力するものである。

【００４２】複素リミッタ回路２３は、第２のダウンサ
ンプル回路２２ａ，２２ｂが出力する複素信号の振幅す
なわち絶対値が一定になるように処理して、一定振幅の
複素ベースバンド信号を出力するものである。複素リミ
ッタ回路２３の具体的な構成としては、特開平１０−３
０３９９９号の「複素搬送波リミッタ回路」に示すよう
なものが考えられる。

【００４３】第３のＬＰＦ回路２４ａと第３のＬＰＦ回
路２４ｂとは、狭帯域ローパスフィルタ回路であり、そ
れぞれ複素リミッタ回路２３が出力する同相成分と直交
成分の各成分の信号に対応して設けられ、対応する各信
号の映像キャリア成分以外の成分を除去して出力するも
のである。

【００４４】デジタルＰＬＬ回路２５は、第３のＬＰＦ
回路２４ａと第３のＬＰＦ回路２４ｂとが出力する同相
成分と直交成分の各成分の信号（複素キャリア信号）の
精度を高めるとともに、複素キャリア信号の振幅が小さ
い場合でも安定したキャリア信号を再生して出力すると
ともに、ＩＦ信号の映像キャリア周波数と、ＮＴＳＣ信
号の色副搬送波周波数の２倍の周波数との差をあらわす
信号を周波数誤差信号として出力するものである。

【００４５】つまり、デジタルＰＬＬ回路２５は、第３
のＬＰＦ回路２４の通過帯域を狭める代わりに、ＰＬＬ
回路の特性により、第３のＬＰＦ回路２４が出力する複
素キャリア信号の精度を高め、また、同様にＰＬＬ回路
の特性として、信号の入力がなくても一定の期間は自走
動作する、いわゆる、フライホイール効果があるため、
複素キャリア信号が過変調やマルチパス歪み等によって
消失してしまったり、減衰してしまっていても、安定し
たキャリア信号を再生するものである。デジタルＰＬＬ
回路２５の具体的な構成については、後述する。

【００４６】アップサンプル回路２６ａとアップサンプ
ル回路２６ｂとは、それぞれ、デジタルＰＬＬ回路２５
から入力される同相成分と直交成分の各信号に「０」の
信号を内挿して、サンプリング周波数を高め、例えば、
４倍の１４．３１８１８ＭＨｚの周波数に変換するもの
である。第４のＬＰＦ回路２７ａと第４のＬＰＦ回路２
７ｂとは、それぞれアップサンプル回路２６ａとアップ
サンプル回路２６ｂとから入力される信号を補間して、
再生したキャリア信号として出力するものである。

【００４７】ループフィルタ回路２８は、デジタルＰＬ
Ｌ回路２５が出力する周波数誤差信号から高周波成分を
除去するものである。ＶＣＯ２９は、電圧制御発振器で
あり、ループフィルタ２８から入力される信号に基づい
て、ＩＦ信号を生成するために用いる局発信号を出力す
るものである。尚、ＶＣＯ２９の制御は、デジタルＰＬ
Ｌ回路２５の応答速度に比べ、十分遅いものとして、互
いのフィードバック制御が競合しないようにしておくこ
とが好適である。そうでないと、デジタルＰＬＬ回路２
５が応答しないうちに、ＶＣＯ２９が制御され、的確な
制御ができなくなるからである。

【００４８】ここで、デジタルＰＬＬ回路２５の構成に
ついて、図２を参照しつつ説明する。図２は、デジタル
ＰＬＬ回路２５の一例を表す構成ブロック図である。Ｐ
ＬＬ回路は、一般に、位相比較手段と、積分手段と、発
振手段とから構成されているものであるが、ここでは、
図２を用いて、発振手段として、ＮＣＯ（数値制御発振
器）を用いたデジタル信号処理型の２次Ｔａｎ−ＤＰＬ
Ｌ回路について説明する。デジタルＰＬＬ回路２５は、
他の回路構成であっても構わない。

【００４９】図２に示すデジタルＰＬＬ回路は、入力さ
れる複素キャリア信号と、再生した複素キャリア信号の
位相誤差を位相誤差信号として出力するとともに、入力
される複素キャリア信号の振幅が一定の値より小さくな
ったときに、位相誤差信号を強制的にゼロとして出力す
る手段としての位相比較手段７１と、入力される複素キ
ャリア信号に基づいて、当該位相誤差信号からＩＦ信号
の映像キャリア周波数とＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波
数の２倍の周波数との差をあらわす周波数誤差信号と、
キャリア信号を再生するために必要なＮＣＯの発振周波
数を制御する信号としてのＮＣＯ制御信号とを生成する
積分手段７２と、積分手段７２が出力するＮＣＯ制御信
号に基づいてキャリア信号の位相の値を再生し、当該値
から再生したキャリア信号として、同相成分と直交成分
とにわけて出力するとともに、当該再生したキャリア信
号の位相の値を位相比較手段７１に帰還して出力するＮ
ＣＯ回路（数値制御発振器回路）７３とから構成されて
いる。

【００５０】位相比較手段７１は、図２に示すように、
入力された同相成分と直交成分との各成分の複素キャリ
ア信号から、当該複素キャリア信号の位相を演算する手
段としての逆正接回路４１と、ＮＣＯ回路７３が再生し
た複素キャリア信号の位相と、当該演算した位相との差
（位相誤差信号）を演算する手段としての引算器４２
と、位相誤差信号θをθ＝θ0＋２πｎ（ここでｎは、
整数）となるようなθ0（−π＜θ0＜π）の値に変換す
る手段としての第１の±π化回路４３と、「０」の値を
表す信号としてのゼロデータを出力する手段としてのゼ
ロデータ回路４４と、入力された同相成分と直交成分と
を有する複素キャリア信号の絶対値を演算して出力する
手段としての絶対値回路４５と、絶対値回路４５が出力
する絶対値が、予めキャリア信号が消失しているか否か
を区別するレベルとして設定されているしきい値を超え
ているか否かを判断して、キャリア信号のレベルが十分
なレベルになっているか否かを判断する手段としての第
１のスレショルド回路４６と、第１のスレショルド回路
４６が、キャリア信号が十分なレベルになっていると判
断する場合には、第１の±π化回路４３が出力する位相
誤差信号θ0を積分手段７２に出力し、そうでない場合
には、ゼロデータ回路４４が出力する「０」を表す信号
を積分手段７２に選択的に出力する手段としての第１の
セレクタ回路４７とから構成されている。

【００５１】また、積分手段７２は、位相比較手段７１
が出力する信号に、引き込み時の直接項係数α１と、保
持時の直接項係数α２と、引き込み時の積分項係数β１
と、保持時の積分項係数β２とを各々乗算する手段とし
ての第１〜第４の固定値乗算回路４８ａ〜４８ｄと、位
相比較手段７１の第１の±π化回路４３が出力する位相
誤差信号θ0が、予め引き込みが完了して、保持の動作
を行うべき誤差として設定されているしきい値を超えて
いるか否かを判定し、引き込みを完了したか否かを判断
する手段としての第２のスレショルド回路４９と、第２
のスレショルド回路４９が引き込みを完了したと判断し
た時には、保持時の直接項係数α２を乗算する第２の固
定値乗算回路４８ｂが出力する信号を選択的に出力し、
そうでない時には、引き込み時の直接項係数α１を乗算
する第１の固定値乗算回路４８ａが出力する信号を選択
的に出力する手段としての第２のセレクタ回路５０ａ
と、第２のスレショルド回路４９が引き込みを完了した
と判断した時には、保持時の積分項係数β２を乗算する
第４の固定値乗算回路４８ｄが出力する信号を選択的に
出力し、そうでない時には、引き込み時の積分項係数β
１を乗算する第３の固定値乗算回路４８ｃが出力する信
号を選択的に出力する手段としての第３のセレクタ回路
５０ｂと、当該第３のセレクタ回路５０ｂが出力する信
号を積分する手段としての第１の加算器５１とクリップ
回路５２とラッチ回路５３（請求項において、第１の加
算器５１とクリップ回路５２とラッチ回路５３とをまと
めて、「積分回路」と称する）と、第２のセレクタ回路
５０ａが出力する信号とラッチ回路５３が出力する信号
とを加算し、キャリア信号を再生するために必要な信号
（ＮＣＯ制御信号）として出力する手段としての第２の
加算器５４と、ラッチ回路５３が出力する信号をアナロ
グ信号に変換して、周波数誤差信号として出力するＤ／
Ａ変換回路５５とから構成されている。

【００５２】さらに、ＮＣＯ回路７３は、積分手段７２
の第２の加算器５４が出力する信号を−π〜πの範囲に
維持しつつ積分を行い、キャリア信号の位相に相当する
信号を出力する手段としての第３の加算器５６と第２の
±π化回路５７と第２のラッチ回路５８と、ラッチ回路
５８が出力する、キャリア信号の位相に相当する信号か
ら、キャリア信号の同相成分を再生して出力するＣＯＳ
回路５９と、同様に、キャリア信号の位相に相当する信
号から、キャリア信号の直交成分を再生して出力するＳ
ＩＮ回路６０とから構成されている。

【００５３】以下、各部を具体的に説明すると、位相比
較手段７１の逆正接回路４１は、入力された同相成分と
直交成分とを有する複素キャリア信号から、当該複素キ
ャリア信号の逆正接を演算し、位相信号として出力する
ものである。逆正接回路４１は、例えば、複素キャリア
信号の各成分に対応する逆正接の値を予め格納したＲＯ
Ｍ（読み出し専用メモリ）を用いれば実現することがで
きる。

【００５４】引算器４２は、逆正接回路４１が出力する
位相信号とＮＣＯ回路７３から入力される、再生したキ
ャリア信号の位相を表す信号との差を演算して、位相誤
差信号として出力するものである。

【００５５】第１の±π化回路４３は、引算器４２が出
力する位相誤差信号θをθ＝θ0＋２πｎ（ここでｎは
整数）となるようなθ0（−π＜θ0＜π）に変換するも
のである。例えば正接の値は、−π〜πまでに対応する
値を周期的に繰り返すものであるので、このような性質
を利用したものである。

【００５６】ゼロデータ回路４４は、θ0＝０である場
合に第１の±π化回路４３が出力すべき値（ゼロデー
タ）を出力しているものである。つまり、ゼロデータと
は、位相誤差が「０」であることを表す位相誤差信号で
ある。

【００５７】絶対値回路４５は、入力されるキャリア信
号の同相成分と直交成分との各成分の信号から、キャリ
ア信号の振幅絶対値、すなわち当該キャリア信号に、そ
の複素共役を乗算し、さらに平方根を求めた結果を表す
信号を出力するものである。

【００５８】第１のスレショルド回路４６は、絶対値回
路４５が演算した振幅絶対値が、予めキャリア信号が十
分な振幅を有しているか否かを判定するために設定され
ているしきい値を超えているかを判断し、判断の結果を
表す信号を出力するものである。

【００５９】第１のセレクタ回路４７は、第１のスレシ
ョルド回路４６から入力される信号に従って、キャリア
信号が十分な振幅を有していると判断された場合には、
第１の±π化回路４３が出力する信号を選択的に、積分
手段７２に出力し、そうでなければ、ゼロデータ回路４
４が出力する信号を選択的に、積分手段７２に出力する
ものである。

【００６０】つまり、位相比較手段７１は、入力される
複素キャリア信号の同相成分と直交成分とを逆正接回路
４１と絶対値回路４５とに分配して入力し、逆正接回路
４１が位相信号を生成して出力し、絶対値回路４５が複
素キャリア信号の振幅絶対値を表す信号を出力し、引算
器４２が逆正接回路４１が出力する位相信号と、ＮＣＯ
回路７３が出力する再生したキャリア信号の位相信号と
の差を位相誤差信号として演算し、第１の±π化回路４
３が当該位相誤差信号（請求項において、「検出位相誤
差信号」と称する）を−π〜πまでの値として出力す
る。

【００６１】一方、絶対値回路４５が出力する振幅絶対
値を表す信号に従って、第１のスレショルド回路４６
が、入力された複素キャリア信号の振幅が十分であるか
否かを判断し、十分であると判断した場合には、第１の
セレクタ回路４７が、第１の±π化回路４３から入力さ
れる位相誤差信号を選択的に出力し、第１のスレショル
ド回路４６が、入力された複素キャリア信号の振幅が十
分でないと判断した場合には、第１のセレクタ回路４７
が、ゼロデータ回路４４が出力している、ゼロデータ
（位相誤差が「０」であるとする位相誤差信号）を出力
するようになる。

【００６２】入力される複素キャリア信号の振幅絶対値
が極端に小さくなると、かかる複素キャリア信号から得
られる位相信号の精度が悪くなって、再生される複素キ
ャリア信号の精度が悪化することが考えられ、また、過
変調などで、ある程度の時間、入力される複素キャリア
信号が消失した場合に、正常な複素キャリア信号が持続
的に再生できなくなることが考えられるが、このような
位相比較手段７１によれば、入力される複素キャリア信
号の振幅絶対値が、予め設定された値より小さくなる
と、位相誤差信号を強制的にゼロとして、デジタルＰＬ
Ｌ回路の状態を保持し、ＮＣＯを持続発振させることが
できる効果がある。

【００６３】また、積分手段７２の各部について説明す
ると、第１〜第４の固定値乗算回路４８ａ〜４８ｄは、
それぞれ、位相比較手段７１のセレクタ回路４７が出力
する位相誤差に、引き込み時の直接項係数α１と、保持
時の直接項係数α２と、引き込み時の積分項係数β１
と、保持時の積分項係数β２とを乗算するものである。

【００６４】これにより、γi＝αｘi＋βΣｘiのよう
な数式（ここでｘは、セレクタ回路４７が出力する信
号）を演算して、周波数誤差信号（βΣｘiの部分）と
再生キャリア信号を生成するために必要なＮＣＯ制御信
号γとを得るようになっている。尚、Σはiについての
加算である。

【００６５】第２のスレショルド回路４９は、予め位相
比較手段７１の第１の±π化回路４３が出力する位相誤
差信号に基づいて、引き込みの動作を完了したか否かを
判断するために設定されているしきい値と、第１の±π
化回路４３が出力する位相誤差信号とを比較し、第１の
±π化回路４３が出力する位相誤差信号がしきい値を超
えている時には、引き込みの動作を完了していないと判
断して、引き込みの動作を完了していないことを表す信
号を第２のセレクタ回路５０ａと、第３のセレクタ回路
５０ｂとに出力するものである。また、第２のスレショ
ルド回路４９は、第１の±π化回路４３が出力する位相
誤差信号がしきい値を超えていない時には、引き込みの
動作を完了したと判断して、引き込みの動作を完了した
ことを表す信号を第２のセレクタ回路５０ａと、第３の
セレクタ回路５０ｂとに出力するものである。

【００６６】ここで、第２のスレショルド回路４９は、
持続的に電気的な振動を出力してしまう、いわゆるハン
チングを防止するため、入力信号の絶対値を一定期間平
均して得られた値で比較・判定するのが好適である。

【００６７】第２のセレクタ回路５０ａは、第２のスレ
ショルド回路４９から引き込みの動作を完了したことを
表す信号の入力を受けて、第２の固定値乗算回路４８ｂ
が出力する信号を選択的に第２の加算器５４に出力する
ものである。また、第２のセレクタ回路５０ａは、第２
のスレショルド回路４９から引き込みの動作を完了して
いないことを表す信号の入力を受けて、第１の固定値乗
算回路４８ａが出力する信号を選択的に第２の加算器５
４に出力するものである。

【００６８】第３のセレクタ回路５０ｂは、第２のスレ
ショルド回路４９から引き込みの動作を完了したことを
表す信号の入力を受けて、第４の固定値乗算回路４８ｄ
が出力する信号を選択的に第１の加算器５１に出力する
ものである。また、第３のセレクタ回路５０ｂは、第２
のスレショルド回路４９から引き込みの動作を完了して
いないことを表す信号の入力を受けて、第３の固定値乗
算回路４８ｃが出力する信号を選択的に第１の加算器５
１に出力するものである。

【００６９】第１の加算器５１は、第３のセレクタ５０
ｂから入力される信号と、ラッチ回路５３から帰還して
入力される信号とを加算して、クリップ回路５２に出力
するものである。クリップ回路５２は、第１の加算器５
１から入力される信号が第１のラッチ回路５３が保持で
きるとする大きさを超えてしまわないように、いわゆる
オーバーフロー処理、及びアンダーフロー処置を行うも
のである。

【００７０】第１のラッチ回路５３は、クリップ回路５
２から入力される信号を一時的に記憶（ラッチ）して、
第１の加算器５１に帰還して出力するとともに、第２の
加算器５４に出力し、さらに、Ｄ／Ａ変換回路５５にも
出力するものである。従って、第１の加算器５１とクリ
ップ回路５２と第１のラッチ回路５３とは、全体として
巡回的に加算を行って、積分を実行するものである。

【００７１】第２の加算器５４は、第２のセレクタ回路
５０ａから入力された信号とラッチ回路５３から入力さ
れた信号とを加算して、ＮＣＯ回路７３に出力するもの
である。また、デジタルＰＬＬ回路が十分に同期してい
る状態（引き込みを完了した状態）では、第１のラッチ
回路５３が保持し、出力する値は、デジタルＰＬＬ回路
に入力された複素キャリア信号の基となるＩＦ信号の周
波数誤差に比例している。そこで、Ｄ／Ａ変換回路５５
は、当該第１のラッチ回路５３が出力する信号をアナロ
グ信号に変換して、周波数誤差信号として出力するもの
である。

【００７２】つまり、積分手段７２は、位相比較手段７
１の第１のセレクタ回路４７が出力する位相誤差信号
に、第１〜第４の固定値乗算回路４８ａ〜４８ｄによっ
て、それぞれ引き込み時の直接項係数α１と、保持時の
直接項係数α２と、引き込み時の積分項係数β１と、保
持時の積分項係数β２とを乗算し、第１の±π化回路４
３から入力される位相誤差信号に基づいて、第２のスレ
ショルド回路４９が引き込みの動作を完了したか否かを
判断し、引き込みの動作を完了したと判断すると、第２
のセレクタ回路５０ａと第３のセレクタ回路５０ｂと
が、それぞれ第２の固定値乗算回路４８ｂと、第４の固
定値乗算回路４８ｄとが出力する信号をそれぞれ選択的
に第２の加算器５４と、第１の加算器５１とに出力し、
第２のスレショルド回路４９が引き込みの動作を完了し
ていないと判断した時には、第２のセレクタ回路５０ａ
と第３のセレクタ回路５０ｂとが、それぞれ第１の固定
値乗算回路４８ａと、第３の固定値乗算回路４８ｃとが
出力する信号をそれぞれ選択的に第２の加算器５４と、
第１の加算器５１とに出力するようになる。

【００７３】一方、第１の加算器５１とクリップ回路５
２と第１のラッチ回路５３とが、第３のセレクタ回路５
０ｂから入力される信号を積分して出力し、第２の加算
器５４が第２のセレクタ回路５０ａから入力される信号
と当該積分の結果とを加算して、ＮＣＯ回路７３に出力
するとともに、Ｄ／Ａ変換回路５５が、当該第１のラッ
チ回路５３から入力される信号をアナログ信号に変換
し、周波数誤差信号として出力するようになる。

【００７４】このような積分手段７２によれば、ＲＦ信
号をＩＦ信号に周波数変換する際に使用する局発信号の
周波数を制御する信号としてＤ／Ａ変換回路５５が出力
する信号を使用することで、ＩＦ信号の映像キャリア周
波数をサンプリング周波数の整数分の１に正確に同期さ
せることができ、量子化に伴う高調波成分の折り返しを
映像キャリア周波数に一致させて、フリッカやビートの
発生を防止できる効果がある。

【００７５】第３の加算器５６は、第２の加算器５４が
出力する信号と、第２のラッチ回路５８が出力する信号
とを加算して出力するものである。第２の±π化回路５
７は、第３の加算器５６が出力する信号φを、φ＝φ0
＋２πｎ（ここで、ｎは整数）となるようなφ0（−π
＜φ0＜π）に変換して出力するものである。

【００７６】第２のラッチ回路５８は、第２の±π化回
路５７が出力する信号をラッチするとともに、第３の加
算器５６に帰還して出力し、かつ、位相比較手段７１の
引算器４２にも出力するものである。さらに、第２のラ
ッチ回路５８は、当該ラッチした信号を位相値として、
ＣＯＳ回路５９と、ＳＩＮ回路６０とに出力するもので
ある。

【００７７】ＣＯＳ回路５９は、第２のラッチ回路５８
から入力される位相値の余弦に相当する信号を生成し
て、再生キャリア信号の同相成分として出力するもので
ある。また、ＳＩＮ回路６０は、第２のラッチ回路５８
から入力される位相値の正弦に相当する信号を生成し
て、再生キャリア信号の直交成分として出力するもので
ある。尚、ＣＯＳ回路５９と、ＳＩＮ回路６０とは、逆
正接回路４１と同様に、ＲＯＭ等により実現できるもの
である。

【００７８】つまり、ＮＣＯ回路７３は、積分手段７２
の第２の加算器５４が出力する信号を第３の加算器５６
と第２の±π化回路５８と第２のラッチ回路５８とによ
って積分し、位相比較手段７１が出力する位相誤差信号
がゼロに収束するようにフィードバック動作する。ま
た、当該積分の結果を基にしてＣＯＳ回路５９とＳＩＮ
回路６０とが再生キャリア信号の同相成分と直交成分と
を各々出力するようになっている。

【００７９】このようなＮＣＯ７３のフィードバック動
作により、再生キャリア信号を安定して生成できるよう
になる効果がある。

【００８０】全体として、図２に示したようなデジタル
ＰＬＬ回路によれば、再生するキャリア信号の精度を高
めることができ、入力されるキャリア信号の振幅が低下
していたり、消滅してしまっても、再生キャリア信号を
持続的に出力できる効果がある。従って、図１に示す、
このようなデジタルＰＬＬ回路を有するキャリア同期回
路２０によれば、精度の高い再生キャリア信号を持続的
に出力できる効果がある。

【００８１】次に、図１に示した、デジタル直交復調回
路の動作について説明する。アンテナから入力された、
混信波を含む受信信号は、適当なレベルに増幅され、Ｒ
Ｆ信号として乗算器１１に入力される。すると、乗算器
１１がキャリア同期回路２０のＶＣＯ２９から入力され
る局発信号と当該ＲＦ信号とを乗算して出力し、ＢＰＦ
回路１２が乗算器１１における周波数変換に伴って生じ
るイメージ成分と不要な帯域の成分とを除去して、ＩＦ
信号として出力する。

【００８２】ここで、例えばＩＦ信号のサンプリング周
波数を２８．６３６３６ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬
送波周波数の８倍）とすると、映像キャリア周波数がサ
ンプリング周波数の１／４の周波数である７．１５８０
９ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波数の２倍）の
ＩＦ信号を得るようにする。

【００８３】そして、Ａ／Ｄ変換回路１３が、例えば２
８．６３６３６ＭＨｚのクロック周波数で、アナログ信
号としてのＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換し、ステ
ップナイキストフィルタ回路４が、ＮＴＳＣ変調波の両
側波帯信号に相当する映像キャリア周波数±１．２５Ｍ
Ｈｚの周波数領域の信号成分をＳＳＢ領域の信号成分に
比べて６ｄＢ低下させる。

【００８４】そして、準同期検波回路１５が、ステップ
ナイキストフィルタ回路１４から入力された信号をＣＯ
Ｓ信号と、−ＳＩＮ信号とを局発信号として直交復調
し、複素ベースバンド信号を生成して、その同相成分と
直交成分とにわけてそれぞれ出力する。そして、複素ベ
ースバンド信号の各成分は、それぞれ対応する第１のＬ
ＰＦ回路１６により直交復調に伴って発生したイメージ
成分が除去され、対応する第１のダウンサンプル回路１
７により、サンプリング周波数を例えば、１４．３１８
１８ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波数の４倍）
に変換して落とされ、さらに対応する遅延回路１８によ
り、キャリア同期回路２０で再生キャリア信号を生成す
るのに生じる遅延分だけ遅延させられて、位相回転回路
１９に出力される。

【００８５】一方、ダウンサンプル回路１７が出力した
信号の各成分はそれぞれ、対応する第２のＬＰＦ回路２
１によって、映像キャリア周波数近傍の成分のみを取り
出されると共に、次のダウンサンプル処理で折り返し歪
みが生じないように帯域制限され、複素リミッタ回路２
３によって、一定振幅の複索ベースバンド信号に変換さ
れる。

【００８６】そして、一定振幅に変換された複素ベース
バンド信号の各成分の信号は、さらにそれぞれ対応する
第３のＬＰＦ回路２４によって映像キャリア成分以外の
成分を除去され、キャリア信号として出力される。そし
て、当該キャリア信号は、デジタルＰＬＬ回路２５の働
きによって、持続的な安定した再生キャリア信号として
出力され、当該再生キャリア信号の同相成分と直交成分
との各成分の信号は、それぞれ対応するアップサンプル
回路２６により、「０」の信号を内挿されて、例えば、
４倍の１４．３１８１８ＭＨｚのサンプリング周波数に
変換されて出力され、さらに、対応する第４のＬＰＦ回
路２７によって、補間されて、再生キャリア信号として
位相回転回路１９に出力される。

【００８７】そして、位相回転回路１９が、遅延回路１
８が出力する複素ベースバンド信号の同相成分と直交成
分との各成分の周波数位相誤差を当該再生キャリア信号
の同相成分と直交成分との各成分の信号を用いて補正
し、完全同期検波信号された複素ベースバンド信号の同
相成分と直交成分とを出力するようになる。

【００８８】一方、デジタルＰＬＬ回路２５が出力する
周波数誤差信号（ＩＦ信号の映像キャリア周波数と、
７．１５８０９ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波
数の２倍）との差の周波数に関する情報）をループフィ
ルタ回路２８により、高周波を除去した後、ＶＣＯ２９
に制御の信号として出力し、ＶＣＯ２９が出力する局発
信号を調整して、ＩＦ信号の周波数が正確に７．１５８
０９ＭＨｚ（ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波数の２倍）
になるようにする。

【００８９】本発明の実施の形態に係るデジタル直交復
調回路によれば、ＲＦ信号に混信波等が混入し、ＲＦ信
号から抽出されるキャリア信号が劣化し、又は消失して
も、デジタルＰＬＬ回路２５及び、それを用いたキャリ
ア同期回路２０の働きにより、持続的に高精度かつ安定
した再生キャリア信号を得て、準同期検波した信号の周
波数位相誤差を補正することができ、安定した完全同期
検波信号を出力できる効果がある。

【００９０】さらに、図１に破線で示したように、本発
明の実施の形態に係るデジタル直交復調回路の後段に、
当該デジタル直交復調回路が出力する完全同期検波信号
の同相成分と直交成分との各成分の信号を複素ＦＦＴ処
理し、混信波の周波数とレベルとを検出し、ヒルベルト
変換／アダプティブフィルタ回路等によって、混信波成
分を適応的にキャンセルするキャンセル回路を設けれ
ば、混信波除去装置とすることもできる。このような混
信波除去装置によれば、精度の高い再生キャリア信号に
基づいて生成された完全同期検波信号に基づいて混信波
を検出して除去するので、混信波を的確に除去できると
ともに画質劣化の少ない出力映像信号を得ることができ
る効果がある。

【００９１】尚、上記本発明の実施の形態に係るデジタ
ル直交復調回路では、キャリア信号として、同相成分と
直交成分とを有する複素キャリア信号の場合について説
明したが、通常の実数キャリア信号の場合についても同
様にすることができる。

【００９２】

【発明の効果】請求項１，２記載の発明によれば、抽出
したキャリア信号の位相にロックしてキャリア信号を持
続的に再生するキャリア同期回路としているので、安定
して精度の高い再生キャリア信号を生成できる効果があ
る。

【００９３】請求項３記載の発明によれば入力された複
素ベースバンド信号を、予め帯域制限してからダウンサ
ンプリングし、複素リミッタ回路により、その振幅を一
定にし、さらに狭帯域ローパスフィルタ回路がキャリア
信号を抽出して出力し、デジタルＰＬＬ回路が当該キャ
リア信号の入力を受けて、当該キャリア信号の位相にロ
ックし、当該ロックした位相で、持続的にキャリア信号
を再生して出力し、アップサンプル回路が、デジタルＰ
ＬＬ回路から出力される再生されたキャリア信号に予め
設定された信号を内挿してアップサンプリングし、さら
にＬＰＦによって補間して出力するキャリア同期回路と
しているので、安定して精度の高い再生キャリア信号を
生成できる効果がある。

【００９４】請求項４記載の発明によれば、デジタルＰ
ＬＬ回路が、ＩＦ信号のキャリア信号の周波数の誤差を
表す周波数誤差信号を出力し、ループフィルタ回路が当
該周波数誤差信号の高周波成分を除去し、当該ループフ
ィルタ回路から出力される信号に従って、電圧制御発振
器がＩＦ信号を生成するための局部発振信号を出力する
請求項１〜３記載のキャリア同期回路としているので、
安定して精度の高い再生キャリア信号を生成できる効果
があり、かつ、ＩＦ信号の周波数を安定にできる効果が
ある。

【００９５】請求項５〜８記載の発明によれば、デジタ
ルＰＬＬ回路の位相比較手段が、入力されるキャリア信
号と再生したキャリア信号との位相差を位相誤差信号と
して生成し、入力されたキャリア信号の強度が十分でな
い場合には、位相誤差信号を、強制的に位相誤差がない
ことを表す信号として出力し、積分手段が、当該位相誤
差信号に基づいて、発振手段を制御する信号を出力し、
発振手段が、当該信号に従って、キャリア信号を再生し
て出力するとともに、当該再生したキャリア信号の位相
を位相比較手段に帰還して出力する請求項２又は請求項
３又は請求項４記載のキャリア同期回路としているの
で、安定して精度の高い再生キャリア信号を生成できる
効果がある。

【００９６】請求項９記載の発明によれば、積分手段の
Ｄ／Ａ変換回路が、内部で発生する信号を周波数誤差信
号として出力する請求項８記載のキャリア同期回路とし
ているので、当該周波数誤差信号を基に、ＩＦ信号を生
成する発振器を制御すれば、ＩＦ信号の周波数を安定に
できる効果がある。

【００９７】請求項１０記載の発明によれば、ループフ
ィルタ回路が、デジタルＰＬＬ回路から出力される周波
数誤差信号の高周波成分を除去し、電圧制御発振器がル
ープフィルタ回路から出力される信号に基づいて、ＩＦ
信号を生成するための局部発振信号を生成して出力する
請求項４又は請求項９記載のキャリア同期回路としてい
るので、ＩＦ信号の周波数を安定にできる効果がある。

【００９８】請求項１１記載の発明によれば、乗算器
が、局部発振信号とＴＶチューナ等から入力されるＲＦ
信号とを乗算して周波数変換を行い、バンドパスフィル
タ回路が、イメージ信号等不要成分を除去して、アナロ
グのＩＦ信号として出力し、Ａ／Ｄ変換回路が、当該信
号をデジタルのＩＦ信号に変換して出力し、ステップナ
イキストフィルタ回路が、当該デジタルのＩＦ信号のＮ
ＴＳＣ変調波における両側波帯領域の信号成分を減衰さ
せてから、準同期検波回路が、当該信号を準同期検波し
て複素ベースバンド信号を出力し、第１のローパスフィ
ルタ回路が、複素ベースバンド信号から準同期検波に伴
って発生したイメージ成分を除去し、第１のダウンサン
プル回路が、当該信号のサンプリング周波数を変換し、
遅延回路が第１のダウンサンプル回路が出力する信号を
一定の時間遅延して出力する一方、請求項１乃至請求項
１０記載のキャリア同期回路が複素ベースバンド信号か
らキャリア信号の再生を行い、再生したキャリア信号を
出力し、位相回転回路が、キャリア同期回路から出力さ
れる再生キャリア信号に基づいて、遅延回路から出力さ
れる信号の周波数位相誤差を補正し、完全同期検波した
信号を出力する直交復調回路としているので、請求項１
乃至請求項１０記載のキャリア同期回路が出力する持続
的で安定したキャリア信号に基づいて、ＩＦ信号の復調
を行うことができ、安定した複素ベースバンド信号を出
力できる効果がある。

【００９９】請求項１２記載の発明によれば、請求項１
１記載の直交復調回路が出力する信号に基づいて、混信
波を検出して除去する混信波除去装置としているので、
安定した複素ベースバンド信号に基づいて混信波を除去
でき、混信波を的確に除去できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る直交復調回路の構成
ブロック図である。

【図２】デジタルＰＬＬ回路２５の一例を表す構成ブロ
ック図である。

【図３】従来の直交復調回路の一例を表す構成ブロック
図である。

【符号の説明】

１…ＩＦ信号変換手段、 ２…Ａ／Ｄ変換手段、 ３…
局発信号生成手段、４…準同期検波手段、 ５…複素キ
ャリア信号抽出手段、 ６…補正手段、 １１…乗算
器、 １２…ＢＰＦ回路、 １３…Ａ／Ｄ変換回路、
１４…ステップナイキストフィルタ回路、 １５…準同
期検波回路、 １６…第１のＬＰＦ回路、 １７…第１
のダウンサンプル回路、 １８…遅延回路、 １９…位
相回転回路、 ２０…キャリア同期回路、 ２１…第２
のＬＰＦ回路、 ２２…第２のダウンサンプル回路、
２３…複素リミッタ回路、 ２４…第３のＬＰＦ回路、
２５…デジタルＰＬＬ回路、 ２６…アップサンプル回
路、 ２７…第４のＬＰＦ回路、 ２８…ループフィル
タ回路、 ２９…ＶＣＯ回路、 ４１…逆正接回路、
４２…引算器、 ４３…第１の±π化回路、 ４４…ゼ
ロデータ回路、４５…絶対値回路、 ４６…第１のスレ
ショルド回路、 ４７…第１のセレクタ回路、 ４８…
固定値乗算回路、 ４９…第２のスレショルド回路、
５０ａ…第２のセレクタ回路、 ５０ｂ…第３のセレク
タ回路、 ５１…第１の加算器、５２…クリップ回路、
５３…第１のラッチ回路、 ５４…第２の加算器、５
５…Ｄ／Ａ変換回路、 ５６…第３の加算器、 ５７…
第２の±π化回路、５８…第２のラッチ回路、 ５９…
ＣＯＳ回路、 ６０…ＳＩＮ回路、 ７１…位相比較手
段、 ７２…積分手段、 ７３…ＮＣＯ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 居相 直彦 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 久保 光生 東京都中野区東中野三丁目14番20号 国際 電気株式会社内 Ｆターム(参考） 5C021 PA12 PA23 PA26 PA34 PA35 PA54 PA62 PA64 PA67 PA76 PA84 PA86 RC01 XC00 YA00 5C066 AA03 BA20 CA07 DB08 EB11 EC12 GA15 KA08 KA13 KB02 KB03 KC02 KC04 KD03 KE18 KE20 KF03 KG01 KP03 5K004 AA05 FA26 FG02 FH01 FH06 FJ06 FJ17 5K052 AA01 AA11 BB03 DD04 EE05 GG25

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 抽出したキャリア信号の位相にロックし
   てキャリア信号を持続的に再生することを特徴とするキ
   ャリア同期回路。
2. 【請求項２】 複素ベースバンド信号の入力を受けて、
   当該複素ベースバンド信号の振幅を一定にする複素リミ
   ッタ回路と、 前記複素リミッタ回路が出力する複素ベースバンド信号
   からキャリア信号を抽出する狭帯域ローパスフィルタ回
   路と、 前記狭帯域ローパスフィルタ回路から出力されるキャリ
   ア信号の位相にロックし、当該ロックした位相で、持続
   的にキャリア信号を再生し、出力するデジタルＰＬＬ回
   路とを有することを特徴とするキャリア同期回路。
3. 【請求項３】 複素ベースバンド信号の入力を受けて、
   帯域制限を行う第２のＬＰＦ回路と、 前記帯域制限された複素ベースバンド信号のサンプリン
   グ周波数をＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波数に変換する
   第２のダウンサンプル回路と、 前記第２のダウンサンプル回路から出力される信号の振
   幅が一定になるように制御する複素リミッタ回路と、 前記複素リミッタ回路が出力する信号の映像キャリア成
   分をキャリア信号として抽出する狭帯域ローパスフィル
   タ回路と、 前記狭帯域ローパスフィルタ回路が出力するキャリア信
   号の位相にロックし、当該ロックした位相で、持続的に
   キャリア信号を再生して出力するデジタルＰＬＬ回路
   と、 前記デジタルＰＬＬ回路から入力されるキャリア信号
   に、予め設定された信号を内挿して、サンプリング周波
   数を高めるアップサンプル回路と、 前記内挿によりサンプリング周波数が高められたキャリ
   ア信号を補間し、再生キャリア信号として出力する第４
   のＬＰＦ回路とを有することを特徴とするキャリア同期
   回路。
4. 【請求項４】 デジタルＰＬＬ回路が、中間周波信号の
   映像キャリア周波数と、ＮＴＳＣ信号の色副搬送波周波
   数の２倍の周波数との差をあらわす周波数誤差信号を出
   力するデジタルＰＬＬ回路であり、 前記デジタルＰＬＬ回路が出力する周波数誤差信号から
   高周波成分を除去するループフィルタ回路と、 前記ループフィルタ回路が出力する信号に基づいて、中
   間周波信号の生成に用いる局部発振信号を出力する電圧
   制御発振器とを有することを特徴とする請求項２又は請
   求項３記載のキャリア同期回路。
5. 【請求項５】 デジタルＰＬＬ回路は、位相比較手段
   と、積分手段と、発振手段とを具備し、 前記位相比較手段が、入力される複素キャリア信号の位
   相と、再生した複素キャリア信号の位相との位相差を位
   相誤差信号として出力するとともに、入力される複素キ
   ャリア信号の振幅が予め定めた一定の値より小さくなっ
   たときに、前記位相誤差信号を強制的に位相差がないこ
   とを表すゼロデータとして出力する位相比較手段であ
   り、 前記積分手段が、前記位相誤差信号から前記発振手段を
   制御する信号を生成して出力する積分手段であり、 前記発振手段が、前記積分手段が出力する信号に基づい
   て複素キャリア信号の位相を生成し、当該位相から複素
   キャリア信号を再生して出力するとともに、当該再生し
   た複素キャリア信号の位相を前記位相比較手段に帰還し
   て出力する発振手段であるデジタルＰＬＬ回路であるこ
   とを特徴とする請求項２又は請求項３又は請求項４記載
   のキャリア同期回路。
6. 【請求項６】 位相比較手段は、 入力された複素キャリア信号の位相としての逆正接を演
   算する逆正接回路と、 前記発振手段が再生した複素キャリア信号の位相と、当
   該演算した逆正接との差を位相誤差信号として演算する
   引算器と、 前記位相誤差信号を−π〜πまでの値に変換する第１の
   ±π化回路と、 位相差がないことを表す信号としてのゼロデータを出力
   するゼロデータ回路と、 入力された複素キャリア信号の絶対値を演算して出力す
   る絶対値回路と、 前記絶対値回路が出力する絶対値が、予めキャリア信号
   が消失しているか否かを区別するレベルとして設定され
   ているしきい値を超えているか否かにより、入力された
   複素キャリア信号のレベルが十分なレベルになっている
   か否かを判断する第１のスレショルド回路と、 前記第１のスレショルド回路が、キャリア信号が十分な
   レベルになっていると判断する場合には、前記第１の±
   π化回路が出力する位相誤差信号を出力し、前記第１の
   スレショルド回路が、キャリア信号が十分なレベルにな
   っていないと判断する場合には、前記ゼロデータ回路が
   出力する信号を出力する第１のセレクタ回路とを有する
   位相比較手段であることを特徴とする請求項５記載のキ
   ャリア同期回路。
7. 【請求項７】 発振手段が、第３の加算器と、第２の±
   π化回路と、第２のラッチ回路と、ＣＯＳ回路と、ＳＩ
   Ｎ回路とを具備する数値制御発振器回路であって、 前記第３の加算器が、積分手段から入力される制御信号
   と前記第２のラッチ回路が出力する信号とを加算して出
   力する第３の加算器であり、 前記第２の±π化回路が、前記第３の加算器が出力する
   信号を−π〜πまでの値に変換する第２の±π化回路で
   あり、 前記第２のラッチ回路が、前記第２の±π化回路が出力
   する信号をラッチして出力する第２のラッチ回路であ
   り、 前記ＣＯＳ回路が、前記第２のラッチ回路が出力する信
   号の余弦を出力するＣＯＳ回路であり、 前記ＳＩＮ回路が、前記第２のラッチ回路が出力する信
   号の正弦を出力するＳＩＮ回路であることを特徴とする
   請求項５又は請求項６記載のキャリア同期回路。
8. 【請求項８】 積分手段は、 前記位相比較手段が出力する信号に、引き込み時の直接
   項係数と、保持時の直接項係数と、引き込み時の積分項
   係数と、保持時の積分項係数とを各々乗算する第１〜第
   ４の固定値乗算回路と、 前記位相比較手段が出力する検出位相誤差信号が、引き
   込みが完了して、保持の動作を行うべき誤差として予め
   設定されているしきい値を超えているか否かにより、引
   き込みを完了したか否かを判断する第２のスレショルド
   回路と、 前記第２のスレショルド回路が引き込みを完了したと判
   断した時には、前記第２の固定値乗算回路が出力する信
   号を出力し、前記第２のスレショルド回路が引き込みを
   完了していないと判断した時には、前記第１の固定値乗
   算回路が出力する信号を出力する第２のセレクタ回路
   と、 前記第２のスレショルド回路が引き込みを完了したと判
   断した時には、前記第４の固定値乗算回路が出力する信
   号を出力し、前記第２のスレショルド回路が引き込みを
   完了していないと判断した時には、前記第３の固定値乗
   算回路が出力する信号を出力する第３のセレクタ回路
   と、 前記第３のセレクタ回路が出力する信号を積分する積分
   回路と、 前記第２のセレクタ回路が出力する信号と前記積分回路
   により積分された信号とを加算し、制御信号として出力
   する第２の加算器とを有する積分手段であることを特徴
   とする請求項５又は請求項６又は請求項７記載のキャリ
   ア同期回路。
9. 【請求項９】 積分手段が、積分回路が出力する信号を
   アナログ信号に変換し、周波数誤差信号として出力する
   Ｄ／Ａ変換回路とを有する積分手段であることを特徴と
   する請求項８記載のキャリア同期回路。
10. 【請求項１０】 デジタルＰＬＬ回路から出力される周
    波数誤差信号の高周波成分を除去するループフィルタ回
    路と、 前記ループフィルタ回路から出力される信号に基づい
    て、ＩＦ信号を生成するための局部発振信号を生成して
    出力する電圧制御発振器とを有することを特徴とする請
    求項４又は請求項９記載のキャリア同期回路。
11. 【請求項１１】 局部発振信号とＴＶチューナ等から入
    力されるＲＦ信号とを乗算して周波数変換を行う乗算器
    と、 前記乗算器における周波数変換で生じたイメージ信号等
    不要成分を除去して、アナログのＩＦ信号として出力す
    るバンドパスフィルタ回路と、 前記バンドパスフィルタ回路が出力するアナログのＩＦ
    信号をデジタルのＩＦ信号に変換するＡ／Ｄ変換回路
    と、 前記Ａ／Ｄ変換回路が出力する信号のＮＴＳＣ変調波の
    両側波帯領域の信号成分を減衰させるステップナイキス
    トフィルタ回路と、 前記ステップナイキストフィルタ回路が出力する信号を
    準同期検波し、複素ベースバンド信号を出力する準同期
    検波回路と、 前記複素ベースバンド信号から準同期検波に伴って発生
    したイメージ成分を除去する第１のローパスフィルタ回
    路と、 前記第１のローパスフィルタ回路が出力するサンプリン
    グ周波数を変換する第１のダウンサンプル回路と、 前記第１のダウンサンプル回路が出力する信号を一定の
    時間遅延する遅延回路と、 前記複素ベースバンド信号からキャリア信号の再生を行
    い、再生したキャリア信号を出力する請求項１乃至請求
    項１０記載のキャリア同期回路と、 前記キャリア同期回路から出力される再生キャリア信号
    に基づいて、前記遅延回路から出力される信号の周波数
    位相誤差を補正し、完全同期検波した信号を出力する位
    相回転回路とを有することを特徴とする直交復調回路。
12. 【請求項１２】 請求項１１記載の直交復調回路が出力
    する信号に基づいて、混信波を検出して除去することを
    特徴とする混信波除去装置。