JP2971028B2 - ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法及び位相トラッキングループ回路 - Google Patents
ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法及び位相トラッキングループ回路Info
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- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル変調通信
装置の復調装置に関するもので、特に、ディジタル残留
側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ：以
下、“ＶＳＢ”とする）変調を利用してデータ通信をす
る復調装置で受信された信号の位相を検出する位相検出
方法及び位相トラッキングループ（Ｐｈａｓｅ Ｔｒａ
ｃｋｉｎｇＬｏｏｐ：以下、“ＰＴＬ”とする）回路に
関するものである。
装置の復調装置に関するもので、特に、ディジタル残留
側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ：以
下、“ＶＳＢ”とする）変調を利用してデータ通信をす
る復調装置で受信された信号の位相を検出する位相検出
方法及び位相トラッキングループ（Ｐｈａｓｅ Ｔｒａ
ｃｋｉｎｇＬｏｏｐ：以下、“ＰＴＬ”とする）回路に
関するものである。
【０００２】白黒テレビジョン（以下、“ＴＶ”とす
る）からカラーＴＶの開発以後、最近のＴＶは大型画面
により臨場感を感じられ、そして高解像度が要求されて
いる。このような方向の活発な研究開発により日本は現
在アナログ伝送方式を基にした最初のＨＤＴＶ（Ｈｉｇ
ｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ＴＶ）放送を進行中にあ
る。日本のＨＤＴＶ伝送方式はこの技術分野では“ＭＵ
ＳＥ”（ＭｕｌｔｉｐｌｅＳｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓ
ａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）伝送方式と呼ばれ
る。米国ではＧＡ（Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ）委
員会でＨＤＴＶシステムの変調方法としてＶＳＢ変調方
式を採択し、これについての概略的構成を提案した。こ
のＶＳＢ変調方式は既存のＴＶ放送でアナログ映像信号
の変調方法のうちの一つとして使用されている。米国の
ＧＡ委員会で提案したＧＡ−ＨＤＴＶは前記ＶＳＢを利
用してディジタル変調信号を伝送するものとして採択し
た。初期のＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ
Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ）−ＨＤＴＶでは２つ及び４つ
のレベルを利用した２レベル−ＶＳＢと４レベル−ＶＳ
Ｂを変調方法として採択したが、ＧＡ−ＨＤＴＶでは８
つのレベルを利用した８レベル−ＶＳＢと高速ケーブル
モード（ｈｉｇｈ ｓｐｅｅｄ ｃａｂｌｅ ｍｏｄ
ｅ）に適用された１６−ＶＳＢを変調方法として採択し
た。このようなＶＳＢ信号を復調するために、ＧＡ委員
会では次のような特徴のあるＶＳＢ受信機を提案したと
ころがある。
る）からカラーＴＶの開発以後、最近のＴＶは大型画面
により臨場感を感じられ、そして高解像度が要求されて
いる。このような方向の活発な研究開発により日本は現
在アナログ伝送方式を基にした最初のＨＤＴＶ（Ｈｉｇ
ｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ ＴＶ）放送を進行中にあ
る。日本のＨＤＴＶ伝送方式はこの技術分野では“ＭＵ
ＳＥ”（ＭｕｌｔｉｐｌｅＳｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ Ｓ
ａｍｐｌｉｎｇ Ｅｎｃｏｄｉｎｇ）伝送方式と呼ばれ
る。米国ではＧＡ（Ｇｒａｎｄ Ａｌｌｉａｎｃｅ）委
員会でＨＤＴＶシステムの変調方法としてＶＳＢ変調方
式を採択し、これについての概略的構成を提案した。こ
のＶＳＢ変調方式は既存のＴＶ放送でアナログ映像信号
の変調方法のうちの一つとして使用されている。米国の
ＧＡ委員会で提案したＧＡ−ＨＤＴＶは前記ＶＳＢを利
用してディジタル変調信号を伝送するものとして採択し
た。初期のＤＳＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ
Ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ）−ＨＤＴＶでは２つ及び４つ
のレベルを利用した２レベル−ＶＳＢと４レベル−ＶＳ
Ｂを変調方法として採択したが、ＧＡ−ＨＤＴＶでは８
つのレベルを利用した８レベル−ＶＳＢと高速ケーブル
モード（ｈｉｇｈ ｓｐｅｅｄ ｃａｂｌｅ ｍｏｄ
ｅ）に適用された１６−ＶＳＢを変調方法として採択し
た。このようなＶＳＢ信号を復調するために、ＧＡ委員
会では次のような特徴のあるＶＳＢ受信機を提案したと
ころがある。
【０００３】ＧＡ委員会で提案したＨＤＴＶのＶＳＢ受
信機は他のディジタル変調信号の復調機とは異なりＩ
（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チャネルの信号のみでデータを検
出して標本化をシンボルレート単位で行う。従って、Ｖ
ＳＢ受信機はＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）チャネルをＩ
チャネルと同時に使うＱＡＭなどの受信機に比べてその
構成を非常に簡単に具現でき、受信されたデータをシン
ボルレートでデータを処理するので、分数レート（ｆｒ
ａｃｔｉｏｎａｌ ｒａｔｅ）受信機に比べて相対的に
処理速度が遅くてもデータの検出できる長所がある。
信機は他のディジタル変調信号の復調機とは異なりＩ
（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）チャネルの信号のみでデータを検
出して標本化をシンボルレート単位で行う。従って、Ｖ
ＳＢ受信機はＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）チャネルをＩ
チャネルと同時に使うＱＡＭなどの受信機に比べてその
構成を非常に簡単に具現でき、受信されたデータをシン
ボルレートでデータを処理するので、分数レート（ｆｒ
ａｃｔｉｏｎａｌ ｒａｔｅ）受信機に比べて相対的に
処理速度が遅くてもデータの検出できる長所がある。
【０００４】そして、前記提案されたＶＳＢ受信機は変
調信号からディジタルデータの検出を受信機で搬送波を
復元して復調する同期式検出方式を使う。前記同期式検
出方式は非同期式検出方式に比べて同一な信号対雑音比
でさらに低いエラー率で検出できる利点もあるが、搬送
波復元回路により受信機の構造は複雑になる。従って、
提案されたＶＳＢ受信機は同期式検出のための送信信号
の位相検出はＦＰＬＬと位相トラッカを用いた２段階よ
り構成する。
調信号からディジタルデータの検出を受信機で搬送波を
復元して復調する同期式検出方式を使う。前記同期式検
出方式は非同期式検出方式に比べて同一な信号対雑音比
でさらに低いエラー率で検出できる利点もあるが、搬送
波復元回路により受信機の構造は複雑になる。従って、
提案されたＶＳＢ受信機は同期式検出のための送信信号
の位相検出はＦＰＬＬと位相トラッカを用いた２段階よ
り構成する。
【０００５】前記ＦＰＬＬはＶＳＢ信号に含まれたパイ
ロット信号を用いて送信信号の位相を推定する。かかる
ＦＰＬＬは既存のＰＬＬの周波数エラー検出回路として
容易に具現でき、これはＧＡ ＨＤＴＶシステムの勧告
案に開示されている。前記ＦＰＬＬの出力はチャネル等
化器を通過した後ＰＴＬ回路の入力として印加され、Ｐ
ＴＬ回路はＦＰＬＬで取り除かれない位相の雑音、すな
わち位相のエラーを取り除く機能をする。ＧＡ ＨＤＴ
Ｖ受信機のＰＴＬ回路の構造はＤＤＣＲの構造とさほど
相違でないが、入力されたＩチャネルの標本化されたデ
ータを用いて信号点の回転成分を推定した後ここから位
相のエラー値を補償する構造を有する。前記Ｉチャネル
のデータには実際伝達しようとする情報が含まれてお
り、Ｑチャネル（直交状）には実際情報伝達機能はない
が、変調信号のスペクトルを減少させる役割を果たす。
従って、復調時に位相エラーがある場合Ｉチャネルの標
本化データにはＩチャネルのデータのみならずＱチャネ
ルの信号も含まれる。従って、ＰＴＬ回路で位相エラー
を修正するためにはＱチャネルの情報も必要である。こ
の際、Ｑチャネルの情報はＩチャネルのデータとヒルベ
ルトトランスフォームフィルタをフィルタリングするこ
とにより容易に求められる。
ロット信号を用いて送信信号の位相を推定する。かかる
ＦＰＬＬは既存のＰＬＬの周波数エラー検出回路として
容易に具現でき、これはＧＡ ＨＤＴＶシステムの勧告
案に開示されている。前記ＦＰＬＬの出力はチャネル等
化器を通過した後ＰＴＬ回路の入力として印加され、Ｐ
ＴＬ回路はＦＰＬＬで取り除かれない位相の雑音、すな
わち位相のエラーを取り除く機能をする。ＧＡ ＨＤＴ
Ｖ受信機のＰＴＬ回路の構造はＤＤＣＲの構造とさほど
相違でないが、入力されたＩチャネルの標本化されたデ
ータを用いて信号点の回転成分を推定した後ここから位
相のエラー値を補償する構造を有する。前記Ｉチャネル
のデータには実際伝達しようとする情報が含まれてお
り、Ｑチャネル（直交状）には実際情報伝達機能はない
が、変調信号のスペクトルを減少させる役割を果たす。
従って、復調時に位相エラーがある場合Ｉチャネルの標
本化データにはＩチャネルのデータのみならずＱチャネ
ルの信号も含まれる。従って、ＰＴＬ回路で位相エラー
を修正するためにはＱチャネルの情報も必要である。こ
の際、Ｑチャネルの情報はＩチャネルのデータとヒルベ
ルトトランスフォームフィルタをフィルタリングするこ
とにより容易に求められる。
【０００６】図１はＧＡ委員会で標準方式として提案さ
れたＧＡ ＨＤＴＶの受信機の構造を示すブロック構成
図であって、図１に示すＶＳＢ方式の受信機についての
説明は、韓国通信学会が１９９４年度に発行した秋季総
合学術発表会論文集“同期式ＶＳＢ受信機のための位相
トラッカの設計及び性能分析”に開示されている。ま
ず、アンテナを通じて受信された信号はチューナ１０に
入力され、この際、前記チューナ１０から出力される信
号の等価帯域通過ＶＳＢ信号（ここでは、ｙ（ｔ）とす
る）は次の式１のように表現されうる。
れたＧＡ ＨＤＴＶの受信機の構造を示すブロック構成
図であって、図１に示すＶＳＢ方式の受信機についての
説明は、韓国通信学会が１９９４年度に発行した秋季総
合学術発表会論文集“同期式ＶＳＢ受信機のための位相
トラッカの設計及び性能分析”に開示されている。ま
ず、アンテナを通じて受信された信号はチューナ１０に
入力され、この際、前記チューナ１０から出力される信
号の等価帯域通過ＶＳＢ信号（ここでは、ｙ（ｔ）とす
る）は次の式１のように表現されうる。
【０００７】
【数５】
【０００８】上記式１においてωC ，θ（ｔ）はそれぞ
れ搬送波の周波数及び任意の位相であり、
れ搬送波の周波数及び任意の位相であり、
【０００９】
【外１】
【００１０】は複素低域通過信号で
【００１１】
【外２】
【００１２】は実数成分と虚数成分より構成されていて
次の式２のように表現できる。
次の式２のように表現できる。
【００１３】
【数６】
【００１４】ＦＰＬＬ２０は前記チューナ１０から出力
される等価帯域通過ＶＳＢ信号に含まれたパイロット信
号を用いて搬送波ｅjwctを復元する。前記搬送波ｅjwct
を前記等価帯域通過ＶＳＢ信号にかけて基底帯域の信号
に変調して、これを次の式３のように表す。 ｉ（ｔ）＝ｘr （ｔ）ｃｏｓ（θ［ｎ］）−ｘi （ｔ）ｓｉｎ（θ［ｎ］） ・・・式３ この際、Ｑチャネル成分は次の式４のように表現でき
る。
される等価帯域通過ＶＳＢ信号に含まれたパイロット信
号を用いて搬送波ｅjwctを復元する。前記搬送波ｅjwct
を前記等価帯域通過ＶＳＢ信号にかけて基底帯域の信号
に変調して、これを次の式３のように表す。 ｉ（ｔ）＝ｘr （ｔ）ｃｏｓ（θ［ｎ］）−ｘi （ｔ）ｓｉｎ（θ［ｎ］） ・・・式３ この際、Ｑチャネル成分は次の式４のように表現でき
る。
【００１５】 ｑ（ｔ）＝ｘr （ｔ）ｓｉｎ（θ［ｎ］）＋ｘi （ｔ）ｃｏｓ（θ［ｎ］） ・・・式４ 前記式３，４においてθ［ｎ］は前記ＦＰＬＬ２０で推
定した位相のエラー値である。前述した過程で受信信号
の搬送波と復元された搬送波との間には位相エラーによ
る残留位相成分が存し、前記残留位相成分が復調信号を
歪ませる。ＧＡ委員会からのＶＳＢ方式の受信機では前
記信号のうちＩチャネル信号のみ使われ、その後ＳＴＲ
（Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）４
０は前記ＦＰＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を入力されシ
ンボルタイミングを復元してＡ／Ｄ変換器３０の動作タ
イミングを制御する。前記Ａ／Ｄ変換器３０は前記ＦＰ
ＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を前記ＳＴＲ４０の制御下
にシンボル区間比率によりディジタル信号
定した位相のエラー値である。前述した過程で受信信号
の搬送波と復元された搬送波との間には位相エラーによ
る残留位相成分が存し、前記残留位相成分が復調信号を
歪ませる。ＧＡ委員会からのＶＳＢ方式の受信機では前
記信号のうちＩチャネル信号のみ使われ、その後ＳＴＲ
（Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）４
０は前記ＦＰＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を入力されシ
ンボルタイミングを復元してＡ／Ｄ変換器３０の動作タ
イミングを制御する。前記Ａ／Ｄ変換器３０は前記ＦＰ
ＬＬ２０の出力信号ｉ（ｔ）を前記ＳＴＲ４０の制御下
にシンボル区間比率によりディジタル信号
【００１６】
【外３】
【００１７】に変換して出力する。前記ディジタル信号
【００１８】
【外４】
【００１９】は等化器５０を経てＰＴＬに入力され、前
記等化器５０から出力される信号Ｉ［ｎＴ］は次の式５
のように表現できる。
記等化器５０から出力される信号Ｉ［ｎＴ］は次の式５
のように表現できる。
【００２０】
【数７】
【００２１】上記式５においてθ（以下の説明で［ｎ］
は説明の明瞭化のために省略する）の変化は十分遅いと
仮定できる。従って、θ［ｎ］の値は数シンボル時間の
間の定数値を有する。前記の式５は位相エラーがθ
［ｎ］の搬送波に復調した信号のＩチャネルの位相成分
である。このＩチャネルの信号Ｉ［ｎＴ］は等化器５０
を経てＰＴＬ６０に入力される。前記ＰＴＬ６０では位
相エラーθを推定してこの値を補償させる機能を行う。
は説明の明瞭化のために省略する）の変化は十分遅いと
仮定できる。従って、θ［ｎ］の値は数シンボル時間の
間の定数値を有する。前記の式５は位相エラーがθ
［ｎ］の搬送波に復調した信号のＩチャネルの位相成分
である。このＩチャネルの信号Ｉ［ｎＴ］は等化器５０
を経てＰＴＬ６０に入力される。前記ＰＴＬ６０では位
相エラーθを推定してこの値を補償させる機能を行う。
【００２２】しかし、ＶＳＢ変調方式ではｘr 及びｘi
の値全部０でない値を有するので、前記式５と表現され
たＩチャネル信号のみでは位相エラーθを推定できな
い。従って、Ｑチャネルの信号は位相エラーの推定のた
めに必要である。しかし、実際ＰＴＬ６０に入力される
信号はＩチャネルの信号のみがないので、前記ＰＴＬ６
０では前記式４のＱチャネル成分の信号をディジタルフ
ィルタを通じてＩチャネルの信号から推定して使う。
の値全部０でない値を有するので、前記式５と表現され
たＩチャネル信号のみでは位相エラーθを推定できな
い。従って、Ｑチャネルの信号は位相エラーの推定のた
めに必要である。しかし、実際ＰＴＬ６０に入力される
信号はＩチャネルの信号のみがないので、前記ＰＴＬ６
０では前記式４のＱチャネル成分の信号をディジタルフ
ィルタを通じてＩチャネルの信号から推定して使う。
【００２３】図２は従来の技術によるＰＴＬのブロック
構成図であって、前述したようにヒルベルトトランスフ
ォーマフィルタであるディジタルフィルタ６３は乗算器
６１から出力されるＩをディジタルフィルタリングして
Ｑの復元値であるＱ’を出力する。実際低域通過ＶＳＢ
信号のＩチャネル成分とＱチャネル成分は次のような関
係を有する。
構成図であって、前述したようにヒルベルトトランスフ
ォーマフィルタであるディジタルフィルタ６３は乗算器
６１から出力されるＩをディジタルフィルタリングして
Ｑの復元値であるＱ’を出力する。実際低域通過ＶＳＢ
信号のＩチャネル成分とＱチャネル成分は次のような関
係を有する。
【００２４】 ｘr ＊ｈvsb ＝ｘi ・・・式６ 前記式６においてｈvsb はヒルベルトトランスフォーマ
とハイパスフィルタを直列連結したフィルタの応答と同
じである。ハイパスフィルタはＶＳＢ変調信号のスペク
トルで残留側波帯域を存させる機能をする。ＧＡ ＨＤ
ＴＶで採択したＶＳＢ信号のスペクトルでは残留側波帯
域を0.31ＭＨｚと定めた。また、ＶＳＢ信号の基底帯域
における帯域は5.59ＭＨｚである。従って、前記残留側
波帯域は実際に極めて微細な領域を占めると見られる。
それで、かかるＶＳＢ信号のスペクトルはＳＳＢ（単側
波帯）信号のスペクトルに近似させてもさほどエラーは
ないと判断される。この場合、前記ｈvsb はヒルベルト
トランスフォームｈH に近似化される。ヒルベルトトラ
ンスフォームは結局信号を９０度位相シフトさせる機能
を行うので、ｘr ，ｘi は次のような関係式を有する。
とハイパスフィルタを直列連結したフィルタの応答と同
じである。ハイパスフィルタはＶＳＢ変調信号のスペク
トルで残留側波帯域を存させる機能をする。ＧＡ ＨＤ
ＴＶで採択したＶＳＢ信号のスペクトルでは残留側波帯
域を0.31ＭＨｚと定めた。また、ＶＳＢ信号の基底帯域
における帯域は5.59ＭＨｚである。従って、前記残留側
波帯域は実際に極めて微細な領域を占めると見られる。
それで、かかるＶＳＢ信号のスペクトルはＳＳＢ（単側
波帯）信号のスペクトルに近似させてもさほどエラーは
ないと判断される。この場合、前記ｈvsb はヒルベルト
トランスフォームｈH に近似化される。ヒルベルトトラ
ンスフォームは結局信号を９０度位相シフトさせる機能
を行うので、ｘr ，ｘi は次のような関係式を有する。
【００２５】 ｘr ＊ｈH ＝ｘi ・・・式７ ｘi ＊ｈH ＝−ｘr ・・・式８ 式５のＩ信号における変化が位相エラーθの変化に比べ
て極めて遅い場合は次の式を満たす。 ｘr ｃｏｓθ＊ｈH ＝ｘi ｃｏｓθ ・・・式９ ｘi ｓｉｎθ＊ｈH ＝−ｘr ｓｉｎθ ・・・式１０ 従って、前述した結果を総合すれば次のような結果が得
られる。
て極めて遅い場合は次の式を満たす。 ｘr ｃｏｓθ＊ｈH ＝ｘi ｃｏｓθ ・・・式９ ｘi ｓｉｎθ＊ｈH ＝−ｘr ｓｉｎθ ・・・式１０ 従って、前述した結果を総合すれば次のような結果が得
られる。
【００２６】 Ｉ＊ｈH ＝ｘi ｃｏｓθ＋ｘr ｓｉｎθ＝Ｑ ・・・式１１ 前記ＰＴＬ６０における位相検出構造について説明すれ
ば、実際伝送された信号ｘr ＋ｊｘi と位相エラーが含
まれた信号Ｉ＋ｊＱ間には次のような関係がある。
ば、実際伝送された信号ｘr ＋ｊｘi と位相エラーが含
まれた信号Ｉ＋ｊＱ間には次のような関係がある。
【００２７】
【数８】
【００２８】従って、前記式１２を位相エラーθ［ｎ］
について展開すれば次のような関係が得られる。
について展開すれば次のような関係が得られる。
【００２９】
【数９】
【００３０】前記式１３において虚数部分のみを展開す
れば次の式１４のように表現できる。
れば次の式１４のように表現できる。
【００３１】
【数１０】
【００３２】従って、θの値が小さい場合に位相エラー
は次の式１５のように求められる。
は次の式１５のように求められる。
【００３３】
【数１１】
【００３４】しかし、受信側では送信されたｘr ，ｘi
の真値がわからないのでこれらの推定値を用いる。すな
わち、式５でθの値が小さい場合、Ｉチャネル信号の値
はｘ r の値と近似になるので、Ｉチャネル信号を決定し
てｘr の推定値とする。そして、式５と式１１を二乗す
ればθと無関係の式１６のように表現される関係が得ら
れる。
の真値がわからないのでこれらの推定値を用いる。すな
わち、式５でθの値が小さい場合、Ｉチャネル信号の値
はｘ r の値と近似になるので、Ｉチャネル信号を決定し
てｘr の推定値とする。そして、式５と式１１を二乗す
ればθと無関係の式１６のように表現される関係が得ら
れる。
【００３５】 Ｉ2 ＋Ｑ2 ＝ｘr 2 ＋ｘi 2 ・・・式１６ 従って、ｘi の推定値
【００３６】
【外５】
【００３７】は式１７のように得られる。
【００３８】
【数１２】
【００３９】前記式１７からθの値が小さい場合にＱの
値はｘi の値と近似になるのでｘiの符号はＱの符号と
同一なことを選択する。すなわち、
値はｘi の値と近似になるのでｘiの符号はＱの符号と
同一なことを選択する。すなわち、
【００４０】
【数１３】
【００４１】
【数１４】
【００４２】前述した従来の方法において、位相エラー
の式は前述した式１５と同様であり、前記式１５を用い
て位相エラー信号を求め、前記位相エラー信号は累積器
６７で累積される。サイン及びコサインテーブルＲＯＭ
６８は前記累積された位相エラー信号の平均値に応ずる
サイン及びコサイン値を前記複素乗算器６５に出力し、
前述した過程を繰り返して残留位相成分を取り除く。前
述したＰＴＬ６０の性能を左右する最も大事な部分は入
力信号とＰＴＬ６０で発生させた信号間の位相差を検出
する方法である。
の式は前述した式１５と同様であり、前記式１５を用い
て位相エラー信号を求め、前記位相エラー信号は累積器
６７で累積される。サイン及びコサインテーブルＲＯＭ
６８は前記累積された位相エラー信号の平均値に応ずる
サイン及びコサイン値を前記複素乗算器６５に出力し、
前述した過程を繰り返して残留位相成分を取り除く。前
述したＰＴＬ６０の性能を左右する最も大事な部分は入
力信号とＰＴＬ６０で発生させた信号間の位相差を検出
する方法である。
【００４３】しかし、前述した従来の位相トラッキング
ループ回路は位相検出アルゴリズムで非現実的な仮定を
前提とする短所がある。また、ｘr の値を決定するにお
いてただＩの値を用いるので決定されるエラーに応じて
位相検出の線形動作範囲が制限される短所があり、ま
た、前述した短所による性能劣化を避けられない短所が
あった。また、従来のＰＴＬ回路及び位相検出方法は制
限累積値をＰＴＬ６０への入力信号（Ｉデータ）にかけ
ることにより残留位相による振幅歪曲を補償するが、デ
ィジタルフィルタ６３の遅延のため振幅補償が実際エラ
ーについて遅延を以て補償される問題点があった。
ループ回路は位相検出アルゴリズムで非現実的な仮定を
前提とする短所がある。また、ｘr の値を決定するにお
いてただＩの値を用いるので決定されるエラーに応じて
位相検出の線形動作範囲が制限される短所があり、ま
た、前述した短所による性能劣化を避けられない短所が
あった。また、従来のＰＴＬ回路及び位相検出方法は制
限累積値をＰＴＬ６０への入力信号（Ｉデータ）にかけ
ることにより残留位相による振幅歪曲を補償するが、デ
ィジタルフィルタ６３の遅延のため振幅補償が実際エラ
ーについて遅延を以て補償される問題点があった。
【００４４】従って、前述した問題点を解決するための
位相トラッキングループ回路が本願出願人により先出願
された大韓民国特許出願第９５−５２６５号に開示され
ている。前記特許出願第９５−５２６５号に前述した問
題点を解決するために図３に示した通り、次の式２０及
び２１により位相エラーを検出する。図３は前記の特許
出願第９５−５２６５号に開示された位相トラッキング
ループ回路の入力信号に対するスキャタリング線図であ
る。
位相トラッキングループ回路が本願出願人により先出願
された大韓民国特許出願第９５−５２６５号に開示され
ている。前記特許出願第９５−５２６５号に前述した問
題点を解決するために図３に示した通り、次の式２０及
び２１により位相エラーを検出する。図３は前記の特許
出願第９５−５２６５号に開示された位相トラッキング
ループ回路の入力信号に対するスキャタリング線図であ
る。
【００４５】 θ＝ＡＴＡＮ（Ｉe ／Ｑ”） ・・・式２０
【００４６】
【数１５】
【００４７】前述した特許出願第９５−５２６５号の位
相検出は図２に示した従来のＰＴＬ６０でＩe を求める
ためにＩ”のみを用いて決定するのとは異なり、図３に
示したようにＩ”，Ｑ”信号の両方を用いて斜線で表示
したスロープを求めてＩe を決定するようにした。これ
は固定された決定領域が小さい残留位相エラーにも誤っ
て決定しやすい反面、一定数のデータでスロープを求め
て適応的な決定領域を有させることにより決定エラーを
減らせるように改善したものである。
相検出は図２に示した従来のＰＴＬ６０でＩe を求める
ためにＩ”のみを用いて決定するのとは異なり、図３に
示したようにＩ”，Ｑ”信号の両方を用いて斜線で表示
したスロープを求めてＩe を決定するようにした。これ
は固定された決定領域が小さい残留位相エラーにも誤っ
て決定しやすい反面、一定数のデータでスロープを求め
て適応的な決定領域を有させることにより決定エラーを
減らせるように改善したものである。
【００４８】しかし、前述した従来の位相検出方法及び
位相トラッキングループ回路は式１９及び式２０に示し
たように、Ｑ値が位相エラーの検出に大事な役目を果た
すので前記Ｑ値を推定するための図２に示したディジタ
ルフィルタが精巧すべき短所がある。また、ＡＴＡＮな
どの処理のための構成またはアルゴリズムが追加される
べきなのでシステムが複雑になる問題点があった。
位相トラッキングループ回路は式１９及び式２０に示し
たように、Ｑ値が位相エラーの検出に大事な役目を果た
すので前記Ｑ値を推定するための図２に示したディジタ
ルフィルタが精巧すべき短所がある。また、ＡＴＡＮな
どの処理のための構成またはアルゴリズムが追加される
べきなのでシステムが複雑になる問題点があった。
【００４９】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
はディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法に
おいてＱチャネル値に敏感でない位相検出方法を提供す
ることである。本発明の他の目的はハードウェア構成を
単純化し、Ｑチャネル値に敏感でない位相トラッキング
ループ回路を提供することである。
はディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法に
おいてＱチャネル値に敏感でない位相検出方法を提供す
ることである。本発明の他の目的はハードウェア構成を
単純化し、Ｑチャネル値に敏感でない位相トラッキング
ループ回路を提供することである。
【００５０】本発明のまた他の目的は、ディジタル残留
側波帯変調通信装置の位相検出方法において入力される
データチャネルのシンボルを単位で動作する位相トラッ
キングループ回路を提供することにある。さらに本発明
の目的は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検
出方法において入力されるデータチャネルのブロックを
単位処理して位相をトラッキングする位相トラッキング
ループ回路を提供することにある。
側波帯変調通信装置の位相検出方法において入力される
データチャネルのシンボルを単位で動作する位相トラッ
キングループ回路を提供することにある。さらに本発明
の目的は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検
出方法において入力されるデータチャネルのブロックを
単位処理して位相をトラッキングする位相トラッキング
ループ回路を提供することにある。
【００５１】
【課題を解決するための手段】前述した目的を達成する
ために本発明は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の
位相検出方法において、外部から入力されるＩチャネル
データをフィルタリングして第１のＱチャネルデータを
復元するとともに、前記Ｉチャネルデータを所定遅延す
る第１の段階と、前記第１の段階で遅延された前記Ｉチ
ャネルデータ及び前記第１のＱチャネルデータに所定サ
イン及びコサイン値をそれぞれ複素乗算して第１のＩチ
ャネルデータと第２のＱチャネルデータを生成する第２
の段階と、前記第２の段階で生成された前記第１のＩチ
ャネルデータに所定累算制限値を乗算して利得が調節さ
れた第２のＩチャネルデータを生成する第３の段階と、
前記第２の段階で生成された前記第２のＱチャネルデー
タと前記第３の段階で生成された前記第２のＩチャネル
データとに基づいて所定残留位相エラー値に対応して前
記第２のＩチャネルデータの近接したＩレベル推定値を
推定する第４の段階と、前記第２の段階で推定された前
記Ｉレベル推定値及び前記第３の段階で生成された前記
第２のＩチャネルデータ並びに前記第２の段階で生成さ
れた前記第２のＱチャネルデータに基づいて、前記第２
のＱチャネルデータの方向性に従って前記第２のＩチャ
ネルデータと前記Ｉレベル推定値との間の差に対応する
位相エラー値を決定して出力する第５の段階とを設けて
なる。
ために本発明は、ディジタル残留側波帯変調通信装置の
位相検出方法において、外部から入力されるＩチャネル
データをフィルタリングして第１のＱチャネルデータを
復元するとともに、前記Ｉチャネルデータを所定遅延す
る第１の段階と、前記第１の段階で遅延された前記Ｉチ
ャネルデータ及び前記第１のＱチャネルデータに所定サ
イン及びコサイン値をそれぞれ複素乗算して第１のＩチ
ャネルデータと第２のＱチャネルデータを生成する第２
の段階と、前記第２の段階で生成された前記第１のＩチ
ャネルデータに所定累算制限値を乗算して利得が調節さ
れた第２のＩチャネルデータを生成する第３の段階と、
前記第２の段階で生成された前記第２のＱチャネルデー
タと前記第３の段階で生成された前記第２のＩチャネル
データとに基づいて所定残留位相エラー値に対応して前
記第２のＩチャネルデータの近接したＩレベル推定値を
推定する第４の段階と、前記第２の段階で推定された前
記Ｉレベル推定値及び前記第３の段階で生成された前記
第２のＩチャネルデータ並びに前記第２の段階で生成さ
れた前記第２のＱチャネルデータに基づいて、前記第２
のＱチャネルデータの方向性に従って前記第２のＩチャ
ネルデータと前記Ｉレベル推定値との間の差に対応する
位相エラー値を決定して出力する第５の段階とを設けて
なる。
【００５２】前述した目的を達成するために本発明は、
ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相トラッキング
ループ回路において、所定Ｉチャネルデータをフィルタ
リングして第１Ｑチャネルデータを復元して出力するデ
ィジタルフィルタリング手段と、前記Ｉチャネルデータ
を前記ディジタルフィルタリング手段のフィルタリング
時間の間遅延して第１Ｉチャネルデータとして出力させ
る遅延手段と、前記第１Ｉチャネルデータ及び前記第１
Ｑチャネルデータに所定サイン及びコサイン値をそれぞ
れ複素乗算して第２Ｉチャネルデータと第２Ｑチャネル
データとして出力する第１乗算手段と、前記第２Ｉチャ
ネルデータに所定累算制限値をかけて出力する第２乗算
手段と、前記第２Ｑチャネルデータと前記乗算手段から
乗算出力される第２Ｉチャネルデータを入力され所定残
留位相エラー値に応じて第２Ｉチャネルデータの近接さ
れたＩレベル推定値を推定して出力する推定手段と、前
記Ｉレベル推定値、第２Ｉチャネルデータ及び第２Ｑチ
ャネルデータを入力され、前記第２Ｑチャネルデータの
方向性により前記第２Ｉチャネルデータと前記Ｉレベル
推定値との差に応ずる位相エラー値を決定して出力する
位相エラー決定手段と、前記位相エラー値を入力され所
定第１除数値で除算してその除算値を位相エラー値とし
て出力する第１除算手段と、前記所定位相値に応ずるサ
イン及びコサイン値を備え、前記位相エラー値に応ずる
サイン及びコサイン値を前記第１乗算手段として出力す
るサイン及びコサインテーブル貯蔵手段と、前記位相エ
ラー値を所定個数で累算し、該累算値を所定第２除数値
で除算して残留位相エラーとして前記推定手段に出力す
る第２除算手段と、前記Ｉレベル推定値、第２Ｉチャネ
ルデータを入力され前記第２ＩチャネルデータからＩレ
ベル推定値の減算値を前記累算制限値として前記第２乗
算手段に出力する累算制限手段とより構成する。
ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相トラッキング
ループ回路において、所定Ｉチャネルデータをフィルタ
リングして第１Ｑチャネルデータを復元して出力するデ
ィジタルフィルタリング手段と、前記Ｉチャネルデータ
を前記ディジタルフィルタリング手段のフィルタリング
時間の間遅延して第１Ｉチャネルデータとして出力させ
る遅延手段と、前記第１Ｉチャネルデータ及び前記第１
Ｑチャネルデータに所定サイン及びコサイン値をそれぞ
れ複素乗算して第２Ｉチャネルデータと第２Ｑチャネル
データとして出力する第１乗算手段と、前記第２Ｉチャ
ネルデータに所定累算制限値をかけて出力する第２乗算
手段と、前記第２Ｑチャネルデータと前記乗算手段から
乗算出力される第２Ｉチャネルデータを入力され所定残
留位相エラー値に応じて第２Ｉチャネルデータの近接さ
れたＩレベル推定値を推定して出力する推定手段と、前
記Ｉレベル推定値、第２Ｉチャネルデータ及び第２Ｑチ
ャネルデータを入力され、前記第２Ｑチャネルデータの
方向性により前記第２Ｉチャネルデータと前記Ｉレベル
推定値との差に応ずる位相エラー値を決定して出力する
位相エラー決定手段と、前記位相エラー値を入力され所
定第１除数値で除算してその除算値を位相エラー値とし
て出力する第１除算手段と、前記所定位相値に応ずるサ
イン及びコサイン値を備え、前記位相エラー値に応ずる
サイン及びコサイン値を前記第１乗算手段として出力す
るサイン及びコサインテーブル貯蔵手段と、前記位相エ
ラー値を所定個数で累算し、該累算値を所定第２除数値
で除算して残留位相エラーとして前記推定手段に出力す
る第２除算手段と、前記Ｉレベル推定値、第２Ｉチャネ
ルデータを入力され前記第２ＩチャネルデータからＩレ
ベル推定値の減算値を前記累算制限値として前記第２乗
算手段に出力する累算制限手段とより構成する。
【００５３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の望ましい構成及び
動作の一実施例を添付した図面に基づき詳細に説明す
る。そして、後述する本発明の要旨を不明にする虞のあ
る公知の機能及び構成に対する詳細な説明は省くことと
する。図４は本発明の望ましい一実施例によるＰＴＬの
ブロック構成図であって、入力されるＩチャネルデータ
とヒルベルトトランスフォームフィルタリングして前記
Ｉチャネルデータと位相が異なる第１のＱチャネルデー
タ、例えばＱ’チャネルデータとして出力するディジタ
ルフィルタ３１０と、入力されるＩチャネルデータを前
記ディジタルフィルタ３１０のフィルタリング時間の間
遅延して出力させる遅延器３２０と、前記遅延器３２０
とディジタルフィルタ３１０から出力されるＩチャネル
データ及びＱ’チャネルデータに位相トラッキングルー
プで検出された位相エラーに応ずるサイン及びコサイン
値をそれぞれ複素乗算して位相補正された第１のＩチャ
ネルデータ及び第２のＱチャネルデータ、例えばＩ”チ
ャネルデータとＱ”チャネルデータとして出力する複素
乗算器３３０と、前記Ｉ”チャネルデータに所定累算制
限値をかけてＱチャネルフィルタリング不完全性と振幅
歪曲を補正して第２のＩチャネルデータ、例えばＩ”チ
ャネルデータを出力する乗算器３４０と、前記Ｑ”チャ
ネルデータと前記乗算器３４０から補正されたＩ”チャ
ネルデータを入力され残留位相エラーの比例値から前記
Ｉ”チャネルデータの近接したＩレベル値である
動作の一実施例を添付した図面に基づき詳細に説明す
る。そして、後述する本発明の要旨を不明にする虞のあ
る公知の機能及び構成に対する詳細な説明は省くことと
する。図４は本発明の望ましい一実施例によるＰＴＬの
ブロック構成図であって、入力されるＩチャネルデータ
とヒルベルトトランスフォームフィルタリングして前記
Ｉチャネルデータと位相が異なる第１のＱチャネルデー
タ、例えばＱ’チャネルデータとして出力するディジタ
ルフィルタ３１０と、入力されるＩチャネルデータを前
記ディジタルフィルタ３１０のフィルタリング時間の間
遅延して出力させる遅延器３２０と、前記遅延器３２０
とディジタルフィルタ３１０から出力されるＩチャネル
データ及びＱ’チャネルデータに位相トラッキングルー
プで検出された位相エラーに応ずるサイン及びコサイン
値をそれぞれ複素乗算して位相補正された第１のＩチャ
ネルデータ及び第２のＱチャネルデータ、例えばＩ”チ
ャネルデータとＱ”チャネルデータとして出力する複素
乗算器３３０と、前記Ｉ”チャネルデータに所定累算制
限値をかけてＱチャネルフィルタリング不完全性と振幅
歪曲を補正して第２のＩチャネルデータ、例えばＩ”チ
ャネルデータを出力する乗算器３４０と、前記Ｑ”チャ
ネルデータと前記乗算器３４０から補正されたＩ”チャ
ネルデータを入力され残留位相エラーの比例値から前記
Ｉ”チャネルデータの近接したＩレベル値である
【００５４】
【外６】
【００５５】を推定し、
【００５６】
【外７】
【００５７】チャネルデータ、Ｑ”チャネルデータを出
力する推定器３５０と、前記
力する推定器３５０と、前記
【００５８】
【外８】
【００５９】チャネルデータ、Ｑ”チャネルデータを入
力され残留位相値θを検出して出力する残留位相検出器
３６０と、前記残留位相値θを入力され位相トラッキン
グループが発散しないように所定除数Ｍで除算して位相
エラー値として出力する第１除算器３７０と、前記第１
除算器３７０から出力される位相エラー値を累算してそ
の累算値を出力する第１累算器３８０と、前記第１累算
器３８０から出力される累算値に応ずるサイン及びコサ
イン値を前記複素乗算器３３０に出力するサイン及びコ
サインテーブルＲＯＭ３９０と、前記残留位相検出器３
６０からＮ個のシンボルの前記残留位相値θを入力され
これを累算して出力する第２累算器４００と、前記第２
累算器４００から出力される残留位相の累算値を第２除
数値Ｎ・Ｒで除算してその除算値を残留位相エラー値と
して前記推定器３５０に出力する第２除算器４１０と、
前記推定器３５０から
力され残留位相値θを検出して出力する残留位相検出器
３６０と、前記残留位相値θを入力され位相トラッキン
グループが発散しないように所定除数Ｍで除算して位相
エラー値として出力する第１除算器３７０と、前記第１
除算器３７０から出力される位相エラー値を累算してそ
の累算値を出力する第１累算器３８０と、前記第１累算
器３８０から出力される累算値に応ずるサイン及びコサ
イン値を前記複素乗算器３３０に出力するサイン及びコ
サインテーブルＲＯＭ３９０と、前記残留位相検出器３
６０からＮ個のシンボルの前記残留位相値θを入力され
これを累算して出力する第２累算器４００と、前記第２
累算器４００から出力される残留位相の累算値を第２除
数値Ｎ・Ｒで除算してその除算値を残留位相エラー値と
して前記推定器３５０に出力する第２除算器４１０と、
前記推定器３５０から
【００６０】
【外９】
【００６１】チャネルデータを入力され
【００６２】
【外１０】
【００６３】の演算値を累算制限値で生成し、前記Ｉ”
チャネルデータ値の絶対値が予め設定されたレベル以上
のとき（例えば、６以上の時）、前記累算制限値を予め
設定された制限範囲（例えば0.8 〜1.2 ）内の近似値に
制限して前記乗算器３４０に出力する累算制限器４２０
より構成される。前記構成において第２除数値のＲはθ
値の敏感度を調整するための調整係数である。
チャネルデータ値の絶対値が予め設定されたレベル以上
のとき（例えば、６以上の時）、前記累算制限値を予め
設定された制限範囲（例えば0.8 〜1.2 ）内の近似値に
制限して前記乗算器３４０に出力する累算制限器４２０
より構成される。前記構成において第２除数値のＲはθ
値の敏感度を調整するための調整係数である。
【００６４】以下、前述した図４の構成に基づき本発明
の好適な一実施例を説明する。一般に、ＧＡ ＨＤＴＶ
では受信信号を１次に図１に示したＦＰＬＬ２０を用い
て復調し、この復調過程で受信搬送波と受信機のＦＰＬ
Ｌ２０で発生させた搬送波との間の位相エラーによる残
留位相成分が存し、発生する。このような復調過程で発
生された残留位相成分は復調信号を歪曲させる。その後
前記ＦＰＬＬ２０で復調された信号はＳＴＲ４０により
駆動されるＡ／Ｄ変換器３０によりデータシンボルレー
トでディジタル信号に変換され、前記ディジタル信号は
等化器５０を経て位相トラッキングループ回路に入力さ
れる。
の好適な一実施例を説明する。一般に、ＧＡ ＨＤＴＶ
では受信信号を１次に図１に示したＦＰＬＬ２０を用い
て復調し、この復調過程で受信搬送波と受信機のＦＰＬ
Ｌ２０で発生させた搬送波との間の位相エラーによる残
留位相成分が存し、発生する。このような復調過程で発
生された残留位相成分は復調信号を歪曲させる。その後
前記ＦＰＬＬ２０で復調された信号はＳＴＲ４０により
駆動されるＡ／Ｄ変換器３０によりデータシンボルレー
トでディジタル信号に変換され、前記ディジタル信号は
等化器５０を経て位相トラッキングループ回路に入力さ
れる。
【００６５】基本的に前記位相トラッキングループ回路
に入力される入力信号はＩチャネル信号のみ入力される
ことにより位相情報を抽出し、位相エラーを補正するた
めにはＱチャネル情報が必要なのでＩチャネル信号とヒ
ルベルトトランスフォームフィルタであるディジタルフ
ィルタ３１０を用いて前記Ｑチャネル信号を前記Ｉチャ
ネル信号から復元する。
に入力される入力信号はＩチャネル信号のみ入力される
ことにより位相情報を抽出し、位相エラーを補正するた
めにはＱチャネル情報が必要なのでＩチャネル信号とヒ
ルベルトトランスフォームフィルタであるディジタルフ
ィルタ３１０を用いて前記Ｑチャネル信号を前記Ｉチャ
ネル信号から復元する。
【００６６】すなわち、図４に示したディジタルフィル
タ３１０は等化器５０から入力されるＩチャネルデータ
をヒルベルトトランスフォームフィルタリングしてＱ’
チャネルデータを復元して出力する。一方、遅延器３２
０は等化器５０から入力されるＩチャネルデータを前記
ディジタルフィルタ３１０のフィルタリング時間の間遅
延してこのＩチャネルデータを出力させる。図４に示す
複素乗算器３３０は前記遅延器３２０とディジタルフィ
ルタ３１０からそれぞれ出力されるＩチャネルデータ及
びＱ’チャネルデータに位相トラッキングループ回路で
検出された位相エラーに応ずるサイン及びコサイン値を
それぞれ複素乗算して位相補正されたＩ’チャネルデー
タとＱ”チャネルデータに出力する。すなわち、前記複
素乗算器３３０は前記Ｑ’チャネルデータを用いて遅延
器３２０を経たＩチャネル入力信号と位相トラッキング
ループ回路で発生させたサイン及びコサイン値の位相の
減算を通じて位相補正をなす。
タ３１０は等化器５０から入力されるＩチャネルデータ
をヒルベルトトランスフォームフィルタリングしてＱ’
チャネルデータを復元して出力する。一方、遅延器３２
０は等化器５０から入力されるＩチャネルデータを前記
ディジタルフィルタ３１０のフィルタリング時間の間遅
延してこのＩチャネルデータを出力させる。図４に示す
複素乗算器３３０は前記遅延器３２０とディジタルフィ
ルタ３１０からそれぞれ出力されるＩチャネルデータ及
びＱ’チャネルデータに位相トラッキングループ回路で
検出された位相エラーに応ずるサイン及びコサイン値を
それぞれ複素乗算して位相補正されたＩ’チャネルデー
タとＱ”チャネルデータに出力する。すなわち、前記複
素乗算器３３０は前記Ｑ’チャネルデータを用いて遅延
器３２０を経たＩチャネル入力信号と位相トラッキング
ループ回路で発生させたサイン及びコサイン値の位相の
減算を通じて位相補正をなす。
【００６７】複素乗算器３３０の一側出力ノードに接続
された乗算器３４０は前記Ｉ”チャネルデータに累算制
限器４２０から入力される累算制限値をかけてＱチャネ
ルフィルタリング不完全性と振幅歪曲を補正し、補正さ
れたＩ”チャネルデータ列を図１に示したディコーダ及
びデインタリーバ７０に出力する。また、推定器３５０
はＱ”チャネルデータと所定前記乗算器３４０から補正
出力されるＩ”チャネルデータを入力され所定残留位相
エラーの比例値から前記Ｉ”チャネルデータに近接した
Ｉチャネル推定レベル値である
された乗算器３４０は前記Ｉ”チャネルデータに累算制
限器４２０から入力される累算制限値をかけてＱチャネ
ルフィルタリング不完全性と振幅歪曲を補正し、補正さ
れたＩ”チャネルデータ列を図１に示したディコーダ及
びデインタリーバ７０に出力する。また、推定器３５０
はＱ”チャネルデータと所定前記乗算器３４０から補正
出力されるＩ”チャネルデータを入力され所定残留位相
エラーの比例値から前記Ｉ”チャネルデータに近接した
Ｉチャネル推定レベル値である
【００６８】
【外１１】
【００６９】を推定して出力する。したがって、推定器
３５０から出力されるＩチャネル推定レベル値
３５０から出力されるＩチャネル推定レベル値
【００７０】
【外１２】
【００７１】チャネルデータ、及びＱ”チャネルデータ
が出力される。残留位相検出器３６０は前記推定器３５
０から出力される
が出力される。残留位相検出器３６０は前記推定器３５
０から出力される
【００７２】
【外１３】
【００７３】チャネルデータ、及びＱ”チャネルデータ
を入力され残留位相値θを検出して出力する。本発明の
好適な一実施例による位相検出方法はヒルベルトトラン
スフォームフィルタリングにより擬似的に発生されたＱ
チャネル値の方向性のみを使うので、前記ディジタルフ
ィルタ３１０が精巧でなくても性能に何らの影響を受け
ない。すなわち、本発明では次の式２２により位相エラ
ーを求める。
を入力され残留位相値θを検出して出力する。本発明の
好適な一実施例による位相検出方法はヒルベルトトラン
スフォームフィルタリングにより擬似的に発生されたＱ
チャネル値の方向性のみを使うので、前記ディジタルフ
ィルタ３１０が精巧でなくても性能に何らの影響を受け
ない。すなわち、本発明では次の式２２により位相エラ
ーを求める。
【００７４】
【数１６】
【００７５】前記式２２はＩチャネル信号の判定値に対
するエラーとディジタルフィルタ３１０でフィルタリン
グされ入力されるＱ”チャネルデータの方向性のみで位
相エラーを求める。すなわち、前記式２２は本発明の他
の実施例により次の式２３に示すようにさらに単純化さ
せうる。
するエラーとディジタルフィルタ３１０でフィルタリン
グされ入力されるＱ”チャネルデータの方向性のみで位
相エラーを求める。すなわち、前記式２２は本発明の他
の実施例により次の式２３に示すようにさらに単純化さ
せうる。
【００７６】
【数１７】
【００７７】従って、Ｉ”，Ｑ”チャネルデータの方向
性のみを用いるのでハードウェア的な構成がさらに簡単
になる。その後、第１除算器３７０は前記式２２及び２
３により求められた残留位相値を入力され位相トラッキ
ングループが発散しないように所定除数Ｍ（一例として
定数３０）で前記位相エラーθを除算して出力し、第１
累算器３８０は前記第１除算器３７０から出力される位
相エラー値を累算してサイン及びコサインテーブルＲＯ
Ｍ３９０に出力する。
性のみを用いるのでハードウェア的な構成がさらに簡単
になる。その後、第１除算器３７０は前記式２２及び２
３により求められた残留位相値を入力され位相トラッキ
ングループが発散しないように所定除数Ｍ（一例として
定数３０）で前記位相エラーθを除算して出力し、第１
累算器３８０は前記第１除算器３７０から出力される位
相エラー値を累算してサイン及びコサインテーブルＲＯ
Ｍ３９０に出力する。
【００７８】前記サイン及びコサインテーブルＲＯＭ３
９０は各位相に応ずるサイン及びコサイン値を備え、前
記第１累算器３８０からの入力に応ずるサイン及びコサ
イン値を前記複素乗算器３３０に出力する。一方、第１
累算器３８０は前記残留位相検出器３６０から位相エラ
ーθを入力され、次の式２４のように適宜なゲイン
９０は各位相に応ずるサイン及びコサイン値を備え、前
記第１累算器３８０からの入力に応ずるサイン及びコサ
イン値を前記複素乗算器３３０に出力する。一方、第１
累算器３８０は前記残留位相検出器３６０から位相エラ
ーθを入力され、次の式２４のように適宜なゲイン
【００７９】
【外１４】
【００８０】がかけられ以前出力値θ’n-1 に加えられ
る。 θ’n ＝θ’n-1 ＋αθn α＝１／Ｍ ・・・式２４ 前記式２４においてα値は位相補正のためのバンド幅と
関連した値で、利得を調整するための係数値である。一
方、第２累算器４００は前記残留位相検出器３６０から
ｎ個シンボルの残留位相値θを入力され、これを下記の
式２５のように累算して第２除算器４１０に供給する。
る。 θ’n ＝θ’n-1 ＋αθn α＝１／Ｍ ・・・式２４ 前記式２４においてα値は位相補正のためのバンド幅と
関連した値で、利得を調整するための係数値である。一
方、第２累算器４００は前記残留位相検出器３６０から
ｎ個シンボルの残留位相値θを入力され、これを下記の
式２５のように累算して第２除算器４１０に供給する。
【００８１】
【数１８】
【００８２】前記第２除算器４１０は前記第２累算器４
００から出力される累算値を第２除数値（Ｎ・Ｒ）で除
算し、その除算値を残留位相エラー値として前記推定器
３５０に出力する。前記推定器３５０は上記式２５のよ
うに累算された後、第２除数値で除算された残留位相誤
差値に“−ＳＧＮ（Ｉ”）”の値を乗算して下記の式２
６のように推定された残留位相誤差値を累算制限器４２
０に供給する。
００から出力される累算値を第２除数値（Ｎ・Ｒ）で除
算し、その除算値を残留位相エラー値として前記推定器
３５０に出力する。前記推定器３５０は上記式２５のよ
うに累算された後、第２除数値で除算された残留位相誤
差値に“−ＳＧＮ（Ｉ”）”の値を乗算して下記の式２
６のように推定された残留位相誤差値を累算制限器４２
０に供給する。
【００８３】
【数１９】
【００８４】累算制限器４２０は前記推定器３５０から
式２６のように供給される
式２６のように供給される
【００８５】
【外１５】
【００８６】チャネルデータの推定された残留位相エラ
ー値を
ー値を
【００８７】
【外１６】
【００８８】の演算値を累算制限値として生成し、前記
Ｉ”チャネルデータ値の絶対値が予め設定されたレベル
以上（例えば、６以上）のとき、前記累算制限値を予め
設定された制限範囲（例えば、0.8 〜1.2 ）内の近似値
に制限して乗算器３４０に出力する。このように動作さ
れる累算制限器４２０の構成は後述する図５によってよ
り明確に理解されることであろう。
Ｉ”チャネルデータ値の絶対値が予め設定されたレベル
以上（例えば、６以上）のとき、前記累算制限値を予め
設定された制限範囲（例えば、0.8 〜1.2 ）内の近似値
に制限して乗算器３４０に出力する。このように動作さ
れる累算制限器４２０の構成は後述する図５によってよ
り明確に理解されることであろう。
【００８９】図５は図４に示す累算制限器の一実施例に
よる具体的なブロック構成図である。同図を参照すれ
ば、推定器３５０から式２６のように出力される推定さ
れた残留位相エラー値は図５の第３累算器４２２の一側
に入力される。前記第３累算器４２２のまた他の入力端
子は制限器４２６により出力レベルが制限されたＩチャ
ネルデータが入力される。前記第３累算器４２２は前記
２つの端子に入力される信号を累算して出力をシンボル
遅延器４２４に入力させる。前記シンボル遅延器４２４
は入力された信号をシンボル単位で遅延して出力ノード
に接続された制限器（リミッタ）４２６に出力する。こ
の制限器４２６はシンボル遅延器４２４から出力される
Ｉチャネルデータの絶対値、すなわちレベルを予め設定
された下限しきい値ＴＨL と上限しきい値ＴＨH （例え
ば、Ｉ”チャネルデータ値の絶対値が６以上のときには
前記ＴＨL とＴＨH はそれぞれ0.8 及び1.2 の定数に設
定される）範囲内の近似値に制限して上述した第２乗算
器３４０に供給する。すなわち、前記累算制限器４２０
はＩ”チャネルデータ値の絶対値が最大値のレベルと判
定されるときに累算された値を予め設定された値の近似
値に制限して第２乗算器３４０に出力することになる。
よる具体的なブロック構成図である。同図を参照すれ
ば、推定器３５０から式２６のように出力される推定さ
れた残留位相エラー値は図５の第３累算器４２２の一側
に入力される。前記第３累算器４２２のまた他の入力端
子は制限器４２６により出力レベルが制限されたＩチャ
ネルデータが入力される。前記第３累算器４２２は前記
２つの端子に入力される信号を累算して出力をシンボル
遅延器４２４に入力させる。前記シンボル遅延器４２４
は入力された信号をシンボル単位で遅延して出力ノード
に接続された制限器（リミッタ）４２６に出力する。こ
の制限器４２６はシンボル遅延器４２４から出力される
Ｉチャネルデータの絶対値、すなわちレベルを予め設定
された下限しきい値ＴＨL と上限しきい値ＴＨH （例え
ば、Ｉ”チャネルデータ値の絶対値が６以上のときには
前記ＴＨL とＴＨH はそれぞれ0.8 及び1.2 の定数に設
定される）範囲内の近似値に制限して上述した第２乗算
器３４０に供給する。すなわち、前記累算制限器４２０
はＩ”チャネルデータ値の絶対値が最大値のレベルと判
定されるときに累算された値を予め設定された値の近似
値に制限して第２乗算器３４０に出力することになる。
【００９０】前記の本発明の望ましい一実施例ではハー
ドウェア構成の単純化のために入力信号の方向性を主と
して用いる一実施例を提案したが、インパルスノイズな
どが存する劣悪なチャネル環境下で前述した構成の信頼
性を高めるために前記位相エラーθを次の式２７で最適
化しうる。 θ’n, mod＝θ’n-1, mod＋ｍｅｄ（θ’n-k,θn-k+1,・・，θn-1,θn ） ・・・式２７ 上記の式２７においてｍｅｄは中間値選択関数であり、
θn, modは孤立点が取り除かれた位相エラー値である。
すなわち、前記の式２２または式２３を通じて求められ
たｋ個のシンボルの位相エラーθn-k 〜θn を求め、前
記式２７のように非線形処理により孤立点を取り除くこ
とによりＰＴＬ６０の異常な動作を防止しうる。前記式
でｋ値は偶数で０の時は上記式２２または式２３のよう
になる。
ドウェア構成の単純化のために入力信号の方向性を主と
して用いる一実施例を提案したが、インパルスノイズな
どが存する劣悪なチャネル環境下で前述した構成の信頼
性を高めるために前記位相エラーθを次の式２７で最適
化しうる。 θ’n, mod＝θ’n-1, mod＋ｍｅｄ（θ’n-k,θn-k+1,・・，θn-1,θn ） ・・・式２７ 上記の式２７においてｍｅｄは中間値選択関数であり、
θn, modは孤立点が取り除かれた位相エラー値である。
すなわち、前記の式２２または式２３を通じて求められ
たｋ個のシンボルの位相エラーθn-k 〜θn を求め、前
記式２７のように非線形処理により孤立点を取り除くこ
とによりＰＴＬ６０の異常な動作を防止しうる。前記式
でｋ値は偶数で０の時は上記式２２または式２３のよう
になる。
【００９１】そして、式２７でθ0 は現在シンボルレー
トから検出された位相エラー値である。上記した一実施
例の説明では第２累算器４００で残留位相検出器３６０
から出力されるｎ個シンボルの残留位相値θを累算して
ブロック単位で処理する関係を説明したが、シンボル単
位で処理することもできる。シンボル単位で位相トラッ
キングする処理過程は次の通りである。
トから検出された位相エラー値である。上記した一実施
例の説明では第２累算器４００で残留位相検出器３６０
から出力されるｎ個シンボルの残留位相値θを累算して
ブロック単位で処理する関係を説明したが、シンボル単
位で処理することもできる。シンボル単位で位相トラッ
キングする処理過程は次の通りである。
【００９２】図４に示した第２累算器４００を削除し、
残留位相検出器３６０と第２除算器４１０との間を経路
４０２で直接接続すると、残留位相検出器３６０から第
２除算器４１０に入力されるデータ値は
残留位相検出器３６０と第２除算器４１０との間を経路
４０２で直接接続すると、残留位相検出器３６０から第
２除算器４１０に入力されるデータ値は
【００９３】
【外１７】
【００９４】となる。このとき、第２除算器４１０は上
記データ
記データ
【００９５】
【外１８】
【００９６】を前述したように第２除数値（Ｎ・Ｒ）で
除算し、その除算値を残留位相エラー値として推定器３
５０に出力する。このようにシンボル単位で処理される
場合、前記の除数値“Ｎ・Ｒ”でＮは１の値を持たなけ
ればならない。この推定器３５０は第２除算器４１０で
除算された残留位相エラー値に“−ＳＧＮ（Ｉ”）”の
値を乗算して下記の式２８のように推定された残留位相
エラー値を累算制限器４２０に供給する。
除算し、その除算値を残留位相エラー値として推定器３
５０に出力する。このようにシンボル単位で処理される
場合、前記の除数値“Ｎ・Ｒ”でＮは１の値を持たなけ
ればならない。この推定器３５０は第２除算器４１０で
除算された残留位相エラー値に“−ＳＧＮ（Ｉ”）”の
値を乗算して下記の式２８のように推定された残留位相
エラー値を累算制限器４２０に供給する。
【００９７】
【数２０】
【００９８】累算制限器４２０は上記の式２８のような
残留位相エラー値のレベルを累算制限して第２乗算器３
４０に供給することにより、シンボル単位で位相トラッ
キングが実行されることが分かる。図６は本発明のまた
他の実施例による位相トラッキングループ回路のブロッ
ク構成図である。同図の図面を参照すれば、第２乗算器
３４０の入出力端子がＩチャネルデータ入力ラインとデ
ィジタルフィルタ３１０及び遅延器３２０の入力端子の
間に位置されている構成を除外しては、図４の構成と同
一であることが分かる。同図に示すような構成は、Ｉチ
ャネルデータの利得を累算制限器４２０の出力によって
調節した後に位相トラッキングの動作が遂行されるよう
にしたもので、Ｑチャネルデータの利得をサイン値以外
に多数の値を用いるときに有用に利用できる例である。
残留位相エラー値のレベルを累算制限して第２乗算器３
４０に供給することにより、シンボル単位で位相トラッ
キングが実行されることが分かる。図６は本発明のまた
他の実施例による位相トラッキングループ回路のブロッ
ク構成図である。同図の図面を参照すれば、第２乗算器
３４０の入出力端子がＩチャネルデータ入力ラインとデ
ィジタルフィルタ３１０及び遅延器３２０の入力端子の
間に位置されている構成を除外しては、図４の構成と同
一であることが分かる。同図に示すような構成は、Ｉチ
ャネルデータの利得を累算制限器４２０の出力によって
調節した後に位相トラッキングの動作が遂行されるよう
にしたもので、Ｑチャネルデータの利得をサイン値以外
に多数の値を用いるときに有用に利用できる例である。
【００９９】図６のような構成でも第２累算器４００及
び経路４０２の選択的な接続により残留位相検出器３６
０から出力される残留位相値θをブロック単位あるいは
シンボル単位で処理して位相トラッキングの動作を遂行
できる。
び経路４０２の選択的な接続により残留位相検出器３６
０から出力される残留位相値θをブロック単位あるいは
シンボル単位で処理して位相トラッキングの動作を遂行
できる。
【０１００】
【発明の効果】以上述べたように、本発明は正確なＱ値
の推定なしに方向性のみで位相エラーが求められ精巧の
ディジタルフィルタを要求せず、Ｉチャネル値とＱチャ
ネル値の方向性のみを用いてハードウェア構成を単純化
させ、ＡＴＡＮなどの演算回路またはアルゴリズムを必
要としない長所がある。
の推定なしに方向性のみで位相エラーが求められ精巧の
ディジタルフィルタを要求せず、Ｉチャネル値とＱチャ
ネル値の方向性のみを用いてハードウェア構成を単純化
させ、ＡＴＡＮなどの演算回路またはアルゴリズムを必
要としない長所がある。
【図１】米国ＧＡ ＨＤＴＶグループで提案されたＧＡ
ＨＤＴＶ受信機の一般のブロック構成図である。
ＨＤＴＶ受信機の一般のブロック構成図である。
【図２】米国ＧＡ ＨＤＴＶグループで提案された位相
トラッキングループ回路のブロック構成図である。
トラッキングループ回路のブロック構成図である。
【図３】従来技術による位相トラッキングループ回路の
入力信号に対するスキャタリング線図である。
入力信号に対するスキャタリング線図である。
【図４】本発明の好適な一実施例による位相トラッキン
グループ回路のブロック構成図である。
グループ回路のブロック構成図である。
【図５】図４に示す累算制限器の一実施例による具体的
なブロック構成図である。
なブロック構成図である。
【図６】本発明の他の実施例による位相トラッキングル
ープ回路のブロック構成図である。
ープ回路のブロック構成図である。
３１０ ディジタルフィルタ ３２０ 遅延器 ３３０ 複素乗算器 ３５０ 推定器 ３６０ 残留位相検出器 ３７０ 第１除算器 ３８０ 第１累算器 ３９０ サイン及びコサインテーブルＲＯＭ ４０２ 第２累算器 ４１０ 第２除算器 ４２０ 累算制限器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−163664（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−274141（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−4143（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−46891（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56339（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56340（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56341（ＪＰ，Ａ) 特表 平９−510839（ＪＰ，Ａ) 特表 平９−510842（ＪＰ，Ａ) 特表 平９−510840（ＪＰ，Ａ) 特表 平９−510841（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/06
Claims (14)
- 【請求項１】 ディジタル残留側波帯変調通信装置の位
相検出方法において、 外部から入力されるＩチャネルデータをフィルタリング
して第１のＱチャネルデータを復元するとともに、前記
Ｉチャネルデータを所定遅延する第１の段階と、前記第１の段階で遅延された前記Ｉチャネルデータ及び
前記第１のＱチャネルデータに所定サイン及びコサイン
値をそれぞれ複素乗算して第１のＩチャネルデータと第
２のＱチャネルデータを生成する第２の段階と、 前記第２の段階で生成された前記第１のＩチャネルデー
タに所定累算制限値を乗算して利得が調節された第２の
Ｉチャネルデータを生成する第３の段階と、 前記第２の段階で生成された前記第２のＱチャネルデー
タと前記第３の段階で生成された前記第２のＩチャネル
データとに基づいて所定残留位相エラー値に対応して前
記第２のＩチャネルデータの近接したＩレベル推定値を
推定する第４の段階と、 前記第２の段階で推定された前記Ｉレベル推定値及び前
記第３の段階で生成された前記第２のＩチャネルデータ
並びに前記第２の段階で生成された前記第２のＱチャネ
ルデータに基づいて、前記第２のＱチャネルデータの方
向性に従って前記第２のＩチャネルデータと前記Ｉレベ
ル推定値との間の差に対応する位相エラー値を決定して
出力する第５の段階とを有する ことを特徴とする位相検
出方法。 - 【請求項２】 前記第５段階で生成された前記位相エラ
ー値を入力され下記式、 θ’n, mod＝θ’n-1, mod＋ｍｅｄ（θ’n-k,θn-k+1,・・，θn-1,θn ） θ’n, modは孤立点が取り除かれた位相エラー値 θn は現在シンボルレートから検出された位相エラー値 ｋは任意の定数 に基づき非線形処理により孤立点を取り除いた位相エラ
ー値を出力する第６の段階をさらに含むことを特徴とす
る請求項１に記載の位相検出方法。 - 【請求項３】 ディジタル残留側波帯変調通信装置の位
相トラッキングループ回路において、 外部から入力されるＩチャネルデータをフィルタリング
して第１のＱチャネルデータを復元出力し、前記Ｉチャ
ネルデータを所定遅延して出力するフィルタリング手段
及び遅延手段と、 前記遅延されたＩチャネルデータ及び第１のＱチャネル
データに所定サイン及びコサイン値をそれぞれ複素乗算
して第１のＩチャネルデータと第２のＱチャネルデータ
として出力する第１乗算手段と、 前記第１のＩチャネルデータに所定累算制限値を乗算し
て利得が調節された第２のＩチャネルデータを出力する
第２乗算手段と、 前記第２のＱチャネルデータと前記第２乗算手段から乗
算出力される第２のＩチャネルデータを受け、所定残留
位相エラー値に対応して第２のＩチャネルデータの近接
したＩレベル推定値を推定して出力する推定手段と、 前記Ｉレベル推定値、第２のＩチャネルデータ及び第２
のＱチャネルデータを受け、前記第２のＱチャネルデー
タの方向性に従って前記第２のＩチャネルデータと前記
Ｉレベル推定値との間の差に対応する位相エラー値を決
定して出力する位相エラー決定手段と、 前記位相エラー値を受けて所定の第１除数値で除算して
その除算値を位相エラー値として出力する第１除算手段
と、 前記所定の位相エラー値に対応するサイン及びコサイン
値を備え、前記位相エラー値に対応するサイン及びコサ
イン値を前記第１乗算手段に出力するサイン及びコサイ
ンテーブル貯蔵手段と、 前記位相エラー値を予め設定された第２除数値で除算し
て残留位相エラー値として前記推定手段に出力する第２
除算手段と、 前記Ｉレベル推定値、第２のＩチャネルデータを受けて
前記第２のＩチャネルデータからＩレベル推定値の減算
値の累積レベルを予め設定された制限値に制限して前記
第２乗算手段に出力する累算制限手段とから構成される
ことを特徴とする位相トラッキングループ回路。 - 【請求項４】 前記位相エラー決定手段が下記式、 【数１】 に基づき位相エラー値を決定して出力することを特徴と
する請求項３に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項５】 前記位相エラー決定手段が下記式、 【数２】 に基づき位相エラー値を決定して出力することを特徴と
する請求項３に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項６】 前記第１除算手段から前記位相エラー値
を入力され所定個数で累算して該累算値を前記サイン及
びコサインテーブル貯蔵手段の位相エラー値として入力
させる累算手段をさらに含むことを特徴とする請求項３
に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項７】 前記第２除算手段は、前記位相エラー決
定手段から出力されるｎ個のシンボルの位相エラーθを
下記の式、 【数３】 のように累算して受信されたデータブロックに対応する
位相エラー値を出力する第２累算手段と、前記累算され
たブロックの位相エラー値を予め設定された第２除数値
で除算して残留位相エラー値を出力する除算手段とを備
える請求項３記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項８】 前記推定手段は、前記除算手段から出力
されるブロックの残留位相エラー値を下記の式、 【数４】 （ただし、αは位相補正のための帯域幅と関連した定
数）のように演算して推定されたブロックの残留位相エ
ラー値を前記累算制限手段に供給する請求項７記載の位
相トラッキングループ回路。 - 【請求項９】 前記累算制限手段は、前記推定手段から
出力されるブロックの残留位相エラー値と予め設定され
たレベルで制限された値を累算してシンボル遅延する手
段と、前記シンボル遅延された累算値を予め設定された
下限しきい電圧及び上限しきい電圧の範囲に制限して前
記第２乗算手段に供給する制限器とを備える請求項７記
載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１０】 前記ディジタルフィルタリング手段が
ヒルベルトトランスフォームディジタルフィルタである
ことを特徴とする請求項３に記載の位相トラッキングル
ープ回路。 - 【請求項１１】 前記第１除算手段から前記位相エラー
値を入力され所定個数で累算して該累算値を前記サイン
及びコサインテーブル貯蔵手段の位相エラー値として入
力させる累算手段をさらに含むことを特徴とする請求項
４または５に記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１２】 前記累算制限手段が、 所定累算範囲と基準値を備え、前記Ｉレベル推定値、第
２のＩチャネルデータを入力され前記第２のＩチャネル
データからＩレベル推定値を減算してその減算値を求
め、前記Ｉレベル推定値の絶対値が前記基準値以上の時
前記減算値に最も近似の前記累算範囲内の値を累算制限
値として出力し、前記Ｉレベル推定値の絶対値が前記基
準値以上の時前記減算値を累算制限値として出力する累
算制限手段であることを特徴とする請求項４または５に
記載の位相トラッキングループ回路。 - 【請求項１３】 前記ディジタルフィルタリング手段が
ヒルベルトトランスフォームディジタルフィルタである
ことを特徴とする請求項４または５に記載の位相トラッ
キングループ回路。 - 【請求項１４】 ディジタル残留側波帯変調通信装置の
位相トラッキングループ回路において、 所定Ｉチャネルデータをヒルベルトトランスフォームフ
ィルタリングして第１Ｑチャネルデータとして出力する
ディジタルフィルタリング手段と、 前記Ｉチャネルデータを前記ディジタルフィルタリング
手段のフィルタリング時間の間遅延して第１のＩチャネ
ルデータとして出力させる遅延手段と、 前記第１のＩチャネルデータ及び前記第１のＱチャネル
データに所定サイン及びコサイン値をそれぞれ複素乗算
して第２のＩチャネルデータと第２のＱチャネルデータ
として出力する第１乗算手段と、 前記第２のＩチャネルデータに所定累算制限値をかけて
出力する第２乗算手段と、 前記第２のＱチャネルデータと前記乗算手段から乗算出
力される第２のＩチャネルデータを入力され所定残留位
相エラー値に応じて第２のＩチャネルデータの近接した
Ｉレベル推定値を推定して出力する推定手段と、 前記Ｉレベル推定値、第２のＩチャネルデータ及び第２
のＱチャネルデータを入力され、前記第２のＱチャネル
データの方向性により前記第２のＩチャネルデータと前
記Ｉレベル推定値との差に応ずる位相エラー値を決定し
て出力する位相エラー決定手段と、 前記残留位相エラー値を入力され所定第１除数値で除算
してその除算値を位相エラー値として出力する第１除算
手段と、 前記第１除算手段から前記位相エラー値を入力され所定
個数で累算してその累算値を前記サイン及びコサインテ
ーブル貯蔵手段の位相エラー値として入力させる累算手
段と、 前記所定位相エラー値に応ずるサイン及びコサイン値を
備え、前記位相エラー値に応ずるサイン及びコサイン値
を前記第１乗算手段に出力するサイン及びコサインテー
ブル貯蔵手段と、 前記残留位相エラー値を所定個数で累算し、その累算値
を所定第２除数値で除算して残留位相エラー値として前
記推定手段に出力する第２除算手段と、 所定累算範囲と基準値とを備え、前記Ｉレベル推定値、
第２のＩチャネルデータを入力され前記第２のＩチャネ
ルデータからＩレベル推定値を減算してその減算値を求
め、前記Ｉレベル推定値の絶対値が前記基準値以上の時
前記減算値に最も近似の前記累算範囲内の値を累算制限
値として出力し、前記Ｉレベル推定値の絶対値が前記基
準値以上の時前記減算値を累算制限値として出力する累
算制限手段とより構成することを特徴とする位相トラッ
キングループ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR19950009250 | 1995-04-19 | ||
| KR9250/1995 | 1995-04-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=19412528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8096823A Expired - Fee Related JP2971028B2 (ja) | 1995-04-19 | 1996-04-18 | ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法及び位相トラッキングループ回路 |
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| CN (1) | CN1100427C (ja) |
| GB (1) | GB2300094B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6084642A (en) * | 1996-10-07 | 2000-07-04 | Zenith Electronics Corporation | Receiver for adjusting sync levels in VSB systems |
| KR100238284B1 (ko) * | 1997-05-12 | 2000-01-15 | 윤종용 | 위상 보정 회로 및 그 방법 |
| KR100217361B1 (ko) * | 1997-06-30 | 1999-09-01 | 김영환 | Vsb 디지털 복조기 |
| US6313885B1 (en) * | 1998-03-25 | 2001-11-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | DTV receiver with baseband equalization filters for QAM signal and for VSB signal which employ common elements |
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