CN1146112A - 数字残留边带调制通信装置的相位检测方法和相位跟踪环电路 - Google Patents

Abstract

一种数字残留边带调制通信装置的相位检测方法。该相位检测方法具有以下步骤：数字滤波从外部施加的I信道数据，恢复Q信道数据；利用规定的相位误差值补偿I和Q信道数据的相位；从相位补偿的I信道数据中估算近似于I信道数据的I信道电平值；和得到相位补偿的I信道数据与估算的I信道电平值之间的差，产生利用Q信道数据的符号乘以误差得到的作为相位误差值的操作值。

Description

数字残留边带调制通信装置的相位 检测方法和相位跟踪环电路

本发明涉及一种数字调制通信系统的解调器，更具体地讲，是涉及一种相位跟踪环(PTL)电路和一种相位检测方法，该方法是用于检测从执行利用数字残留边带(VSB)调制下的数据通信的解调器来的接收和信号的相位。

用于数字调制系统的解调器的本申请是以韩国专利申请NO.9250/1995为依据，该申请被授引在这里完全是出于参考的目的。

由于黑白电视和彩色电视的发展，当前电视的发展已经寻求感觉一种逼真的气氛，具有大屏幕和提高分辨率。随着积极的研究和这样一种趋势的发展，日本正在基于一种模拟的传输系统播送第一代高清晰度电视(HDTV)广播。这样一种系统被称为＂多二次奈奎斯特取样编码(MUSE)传输系统。在美国已经提出和采纳GA(GrandAlliance)委员会的VSB调制系统作为HDTV系统的调制方法。该VSB调制系统已在常规TV广播中用作模拟视频信号的调制技术，和在GA-HDTV中被用于发送数字调制信号。在初期分别利用2和4电平的数字频谱兼容(DSC)的HDTV、2-VSB和4-VSB被选择作为调制方法。但是在GA HDTV中，施加到高速电缆模式的利用8电平的8-VSB和利用16电平的16-VSB被选择作为调制方法。为了解调VSB信号，GA委员会已经提出了一种VSB接收机的概要的结构。该提出的HDTV的VSB接收机具有以下特点。首先，所提出的VSB接收机执行由一种符号速率的单元的取样，而不像数字调制信号的其他调制器，仅利用I(同相)信道信号检测数据。因此与同时利用Q(正交)信道的正充调辐(QAM)接收机等相比，VSB接收机具有简单的结构。另外，即使处理速度相对地低于分数速率接收机，数据检测也是可能的，因为数据是由符号速率处理的。

该提出的VSB接收机利用同步相干检测去解调来自接收机的载波，从调制信号中检测数字数据。虽然同步相干检测在相同信噪比的情况下具有可能比异步相干检测低的误码率检测数据的优点，但是由于载波恢复电路的缘故，这种接收机的结构更为复杂。因此，为了检测用于同步相干检测的发送信号的相位，该提出的VSB接收机是利用频率和相位锁定环(EPLL)和相位跟踪器两级构成的。

FPLL利用含有VSB信号中的导频信号估算发送信号的相位。FPLL可以利用常规锁相环(PLL)的频率误差检测电路很容地构成，和被披露在GA HDTV系统规范中。FPLL的输出在通过信道均衡器之后被施加到PTL电路的输入。PTL电路估算在FPLL中不能被消除的相位噪声，也就是相位误差。GA HDTV接收机的PTL电路在结构上与判断定向载波恢复(DDCR)电路没有太大区别。然而，PTL电路在利用输入I信道的取样数据估算各信号点的旋转分量的后补偿相位的误差值。在I信道的数据中，包含有实际上要被发送的信息。虽然Q信道不具有实际信息的发射功能，但它减少调制信号的频谱。如果在解调期间存在着相位误差，则Q信道的信号以及I信道的数据都包含在I信道的取样数据中。因此，Q信道的信息也需要校正PTL电路的相位误差。Q信道的信息通过希尔波特(Hilbert)变换滤波器滤波I信道的数据能够很容易地得到。

图1表示由GA委员会作为标准系统建议的一种GA HDTV接收机。表示在图1的VSB接收机的概要的操作被公开在1994年秋季韩国电信协会的综合科学会议的论文集上，题为＂DESIGN ANDPERFOMANCE ANALYSIS OF A PHASE TRACKER FOR A SYNCHRONOVSVSB RECEIVER＂。

参照图1，下面将要解释由GA委员会建议的VSB接收机的操作。首先，由天线接收的信号被馈送到调谐器10。从调谐器10产生的输出信号的等效带通VSB信号Y(t)可以由下列方程(1)表示：

y(t)＝X(t)^jω _ct+θ(t)……………(1)其中ω_c是载波频率，θ(t)是载波相位，和x(t)是复数低通滤波信号。x(t)由一个实数分量和一个虚数分量组成，和可以由下列方程(2)表示：

x＝x_r(t)＋jx_i(t)……………(2)

FPLL 20利用包含在从调谐器10输出的等效带通VSB信号中的导频信号使复载波e^jω _ct。FPLL 20用等效带通VSB信号乘以载波e^jω _ct和变换该被乘的信号为一个基带编号。被变换的信号被表示为下列方程(3)：

i(t)＝x_r(t)cos(θ[n])-X_i(t)sin(θ[n])………(3)

Q信道分量由下式给出

q(t)＝x_r(t)sin(θ[n])＋X_icos(θ[n])………………(4)

在上面的方程(3)和(4)中，θ[n]是由FPLL 20估算的相位误差值。在接收信号的载波和使复的载波之间存在一个由相位误差引起的残余相位分量。该残余相位分量使解调的信号畸变。在由GA委员会建议的VSB接收机中，仅I信道的仅号被利用。符号定时使复电路(STR)40接收FPLL 20的输出信号i(t)和使复符号定控制模数(A/D)变换器30的操作定时。A/D变换器30按照在STR 40控制下的符号间隔率变换FPLL 20的输出信号i(t)为数字信号(t)。数字信号(t)通过均衡器50被馈送到PTL 60。均衡器50的输出可以由下列方程(5)给出(在上面方程中N表示一个固定的数)：

I[nT]e^jw _c[nT]＝I[n]e^jw _c[n]

             ＝x_r[n]cos(θ[n])-X_i[n]sin(θ[n])……(5)这里可以假设θ(此后[n]被忽略的简化描述)的变化足够地慢。因此，在几个符号时间期间θ[n]具有一个恒定的值。方程(5)表解调载波的信号I相位分量，其中相位误差是θ[n]。这个信号通过均衡器50施加到PTL60。PTL60估算相位误差θ，补偿这个值。

在USB调制系统中，因为X_r和X_i具有除0以外的值，相位误差θ不能仅由方程(5)表示的I信道信号估算。因此，Q信道信号需要估算相位误差θ。然而，因为I信道信号被用作PTL 60的一个输入信号，PTL 60从通过数字滤波器的I信道分量信号估算方程(4)的Q信道分量。

图2表示按照现有技术的PTL 60的方程图。数字滤波器63，而Hilbert变换滤波器，数字滤波乘法器61产生的I数据产生Q信号的恢复信号Q′。实际的低通的I信道分量和Q信道分量之间的关系是按下式表示：

X_r  *  h_vbs＝X_i       (6)其中h_vsb等于对相串联的Hilbert变换器和高通滤波器的响应。高通滤波器产生存在于VSB调制信号的频谱中的残余边带。在采用于GA HDTV中VSB信号的频谱中，残余边带为0.31MHZ，和VSB信号的基带带宽是5.59MHZ。因此，显然残余边带占用非常小的范围。可以判断为即使VSB信号的频谱近似于单边带(SSB)信号的频谱也不会有很大的误差。在这种情况下，h_vsb近似于Hilbert变换h_H。因为Hilbert变换相移信号90°，X_r和X_i之间的关系按照以下方程表示：

X_r  *   h_H    ＝X_i     (7)

X_i  *   h_H    ＝-X_r    (8)

如果方程(5)中的I信号的变化相对于θ的变是非常慢的，则满足下列议程：

X_r cosθ*h_H＝X_icosθ         (9)

X_i sinθ*h_H＝-X_rsinθ        (10)

因此，得到下面的结果：

I*h_H＝X_icosθ＋X_rsinθ＝Q    (11)

在PTL 60的相位检测结构中，实际发送的信号X_r＋jX_i与含在相位误差中的信号I＋jQ之间的关系按照以下方程表示：

(X_r＋jX_i)e^wc＝I+jQ           (12)

当对θ[n]展开上面方程(12)时，则： $\cos \mathrm{\θ}+j\sin \mathrm{\θ}=\frac{(I+\mathrm{jQ})(X_r-j{X}_i)}{{X_r}^2+{X_i}^2}---\left(13\right)$ 在上面方程(13)中，当仅展开虚部时，则： $\sin \mathrm{\θ}=\frac{X_{r}Q-X_{i}I}{{X_r}^2+{X_i}^2}---\left(14\right)$ 如果θ很小，相位误差由下式给出： $\mathrm{\θ}\≈\sin \mathrm{\θ}=\frac{X_{r}Q-X_{i}I}{{X_r}^2+{X_i}^2}---\left(15\right)$ 然而，因为接收侧不知道X_r和X_i的真正值，所以利用估算值。即，在方程(15)中，如果θ很小，I信道信号近似于X_r值。因此，I信道信号被用作X_r的仨算值。当平方和相加方程(5)和(11)时，有：

I²＋Q²＝X_r ²＋X_i ²      (16)X₁的估算值X_i由下列方程(17)得到： ${\hat{X}}_i=\±\sqrt{I^2+Q^2-X_r}---\left(17\right)$ 从方程(17)，如果θ很小，因为Q近似于X_i，X_i被选择，以便具有与Q相同的符号。即： ${\hat{X}}_r=\hat{I}---\left(18\right)$ $I_i=\sin \left(Q\right)*\sqrt{I^2+Q^2-X_r}---\left(19\right)$

相位误差的表示变为方程(15)。利用方程(15)得到相位误信号和在累加器67中累加。一个正弦的余弦表ROM(只读存储器)68向复数乘法器65提供对应于累加20相位误差信号的平均值的正弦和余弦值和通过重复上述处理估算残余相位分量。确定PIL 60的性能的最重要的因素是检测PTL 60的输入信号和输出信号之间的相位差。

上述相位跟踪环电路具有在相位检测中设，置不真实假设的缺点。另外，因为仅I值被用于确定X_i，按照确定误差，相位检测的线性工作范围受到限制，导至性能恶化。再者，虽然有限的累加值被输入信号乘(即I数据)，补偿由残余相位引起的幅度畸变，由于数字滤波器63的延迟，对于实际误差而言幅度补偿具有延迟。

为了克服这些缺点，另外的相位跟踪环电路的例子公开在授让给本发明的相同受让人的南韩专利申请NO.95-5265中。在上述专利申请NO.95-5265中相位误差是以下列方程(20)、和(21)检测的。图3是公开在上述专利申请NO.95-5265中的相位跟踪环电路的输入信号的散射线圈。 $\mathrm{\θ}=\mathrm{ATAN}\frac{I_e}{Q^{\″}}---\left(20\right)$

I_e＝I″-            (21)

而I″仅被用来得到图2中的I_e，上述专利申请NO.95-5265利用I″和Q″如图3所示。即，I_e是通过计算由斜线指示的斜率确定的。当在小残余相位误差情况下固定确定范围易于做出错误判断时，通过得到在给定数据数目下的斜率利用自适应确定范围，确定误差可被减小。

但是，上述相位检测方法和相位跟踪环电路上仍然具有估算Q值应当精确的缺点，因为Q值在按照方程(19)和(20)表示的检测相位误差中起着重要的作用。另外，因为应当加入用于处理ATAN等的结构和算法，系统被复杂化。

因此，本发明的一个目的是提供一种数字残余边带调制通信装置的对Q信通值不敏感的相位检测方法。

本发明的另一个目的是提供一种简化硬件结构和对Q信道值小敏感的相位跟踪环电路。

本发明的再一个目的是提供一种相位跟踪环电路，该电路是由在数字残余边带调制通信装置的相位检测方法中的输入数据信道的符号操作的。

本发明的还有一个目的是提供一种相位跟踪电路，该电路用于通过在数字残余边带调制通信装置的相位检测方法中的输入数据信道的块跟踪相位。

按照本发明的一个方面，数字残余边带调制通信装置的相位检测方法包括以下步骤：数字滤波从外部施加的I信道数据使复Q信道数据；通过一个规定的相位误差值补偿I和Q信道数据的相位；估算近似于来自相位补偿的I信道数据的I信道电平值；和得到相位补偿的I信道数据和I信道电平值之间的差，和通过将该差乘以Q信道数据的符号产生作为相位误差值的获得的操作值。

按照本发明的另一个方面，数字残余边带调制通信装置的相位跟踪环电路包括：用于数字滤波输入I信道数据恢复第一Q信道数据的数字滤波器；用于在数字滤波器的滤波时间延迟输入I信道数据产生I信道数据的延迟器，分别利用正弦和余弦值复数乘以I信道数据和第一Q信道数据产生第一I信道数据和第二Q信道数据的第一乘法器；用于累加限制值乘以第一I信道数据和用于输出第二I信道数据的第二乘法器，其中滤波不良和幅度失真的Q信道被补偿，用于分别从第一和第二乘法器接收第二Q信道数据和第二I信道数据，并产生近似于响应残余相位误差的第二I信道数据的I电平估算值的估算器；用于接收I电平的估算值、第二I信道数据和第二Q信道数据，并按照第二Q信道数据的范围确定相应于第二I信道数据的I电平的估算值之间的差的相位误差值的相位误差确定器；用于通过第一除数分割相位误差值产生作为相位误差值的被分割值的第一除法器：用于向第一乘法器提供对应于相位误差值的正弦和余弦值的正弦和余弦表ROM；用于累加规定数目的相位误差值和通过第二除数分割该累加值提供作为残余相位误差的被分割值到估算器的第二除法器；和用于该收I电平估算值和第二I信道数据并馈送通过从第二I信道数据减去电平估算值得到的值作为累加限制值到第二乘法器的累加限制器。

从参照附图的下面的详细描述，本发明的各优点和特点将更为显而易见，其中：

图1是表示由美国GA-HDTV专家组建议的GA-HDTV接收机的方框图；

图2是表示由GA-HDTV专家组建议的一种常规的相位跟踪环电路的方框图；

图3是表示图2的另一个常规相位跟踪环电路的输入信号的散射线的图；

图4是按照本发明的一个实施例的相位跟踪环电路的方框图；

图5是表示在图4的累加限制器的一个实施例的详细方框图；

图6是按照本发明的另一个实施例的相位跟踪环电路的方框图；

在下面的描述中，具体的细节描述提供本发明的更容易理解。然而，对于本专业的技术人员来说，本发明不用这些具体细节来实施将是显而易见的。在另外的一些例子中，公知的特征不予的详细描述，以致不会搞混本发明。

参照图4，数字滤波器310 Hilbet变换滤波输入I信道数据，产生第一Q信道数据，例如在其相位上不同于I信道数据的Q信道数据。延迟器320在数字滤波器310的滤波期间延迟输入I信道数据，产生I信道数据。复数乘法器330将从延迟器320和数字滤波器310产生的I和Q信道数据被对应于由相位跟踪环检测的相位误差的正弦和余弦值复数相乘，分别产生相位补偿的第一I信道数据和第二Q信道数据，例如I″信道数据和Q″信道数据。乘法器340将I″信道数据被一个累加限制值相乘并补偿Q信道的滤波不良和幅度的畸变，产生第二I信道数据，例如I″信道数据。估算器350接收来自复数乘法器330的Q″信道数据和来自乘法器340的I″信道数据，和从一个与残余相位误差正比例的值估算I″信道数据的近似I电平值，产生，I″信道数据和Q″信道数据。残余相位检测器360从近似I电平值、I″信道数据和Q″信道数据中检测残余相位值θ。第一除法器370利用相位跟踪环路不会偏差的第一除数M除以残余相位值θ，产生相位误差值。第一累加器380累加从第一除法器370产生的相位误差值，产生一个累加的值。正弦和余弦表ROM 390提供对应于从第一累加器380产生的累加的值的正弦和余弦值到复数乘法器330。第二累加器400累加来自残余相位检测器360的N个符号的残余相位值θ。第二除法器410利用第二除数(NR)除从第二累加器400产生的累加的值，并馈送该除得的值到估算器350作为残余相位误差。累加限制器420从估算器350接收近似的I电平值和I″信道数据，产生一个操作值(I″-)作为累加限制值，和当I″信道数据的绝对值高于一个预置的水平(例如，高于6)时限制该累加限制值到一个预定限制的范围内(例如，0.8-1.2)的近似值。

在上述描述中，第二除数″R″是一个用于调整残余相位值θ的灵敏度的可调整值。

本发明的实施例的操作将在下面参照图4予以说明。

一般，在GA HDTV中，接收的信号是利用表示在图1中的FPLL 20解调的。在解调的步骤中，残余相位分量是按照接收的载波和从FPLL 20中产生的载波之间的相位误差产生的。残余相位分量畸变在解调步骤产生的解调信号。由FPLL 20解调的信号利用由STR40驱动的通过A/D变换器30的数据符号速率变换为数字信号。被变换的数字信号通过均衡器50被馈送到相位跟踪环电路。

因为馈送给相位跟踪环电路的输入信号仅是一个I信道信号，Q信道信息需要提取相位信息和补偿相位误差。为了从I信道信号中恢复Q信道信号，利用I信道信号和是一个Hilbert变换滤波器的数字滤波器320。数字滤波器310 Hilbert变换滤波从均衡器50接收的I信道数据，恢复Q′信道数据。延迟器320在数字滤波器310滤波期间延迟从均衡器50接收的I信道数据，产生I信道数据。图4的复数乘法器330分别将产生自延迟器320和数字滤波器310的I′信道数据和Q′信道数据乘以对应于由相位跟踪环检测的相位误差的正弦和余弦值，分别产生相位补偿的I″信道数据和Q″信道数据。即复数乘法器330利用扣除通过延迟器320的I信道输入信号和利用Q′信道数据从相位跟踪环电路产生和正弦和余弦值补偿相位。连接到复数乘法器330的一个输出节点的乘法器340利用从累加限制器420接收的累加限制值录I信道数据，补偿Q信道的滤波不良和幅度畸变。经补偿的I″信道数据到被馈送到表示在图1中的解码器和去交错器70。估算器350接收来自复数乘法器330的Q″信道数据和来自乘法器340的I″信道数据，和从残余相位误差的成比例的值中估算I″信道数据的近似I电平值，产生近似I电平值、I″信道数据到Q″信道数据。因此，从估算器350输出I信道估算电平值，I″信道数据，和Q信道数据。残余相位检测器360检测从估算器350输出的近似I电平值，I″信道数据和Q″信道数据检测残余相位值θ。

在该优选实施例中，因为相位检测方法谨利用由Hilbere变换滤波产生的Q信道值的范围。即使数字滤波器不精确，则也不影响性能。利用下方程(22)得到相位误差：

θ＝SGN(Q″)(I″-)       (22)在方程(22)中，仅利用I信道信号的判定值的误差和通过数字滤波器310滤波的Q″方向信道数据获得相位误差。方程(22)利用按照本发明的另一个实施例的下面的方程(23)可以被简化：

θ＝SGN(Q″)SGN(I″-)    (23)因此，因为仅利用I″和Q″方向的信道数据，硬件结构可以被更为简化。

第一除法器370利用除数M，例如30除由方程(22)或(23)得到的残余相位值，以致使相位跟踪环不致出偏差，产生相位误差值。第一累加器380累加从第一除法器370产生的相位误差值，馈送累加的值到正弦和余弦表ROM 390。正弦和余弦表ROM具有对应每个相位的正弦和余弦值和馈送对应于从第一累加器380产生的累加的值的正弦和余弦值到复数乘法器330。与此同时，第一累加器370使残余相位检测器360接收相份误差θ。相位误差Q被一个增盖α(α≤1)乘和然后相加到以前的输出值θ′_n-1上。

θ′_n＝θ′_n-1＋αθ_n    (24) $\mathrm{\α}=\frac{1}{M}$ 在方程(24)中，α是一个涉及相位补偿的带宽和还用于调整增盖。第二累加器400按照下列方程(25)累加来自残余相位检测器360的N个符号的残余相位值和向第二除法器410提供输入值。

第二累加器的输出＝∑(I″-)    (25)

第二除法器410利用第二除数(NR)除来自第二累加器400产生的累加的值和馈送除得的值作为残余相位误差到估算器350。按照在上述方程(25)的累加，估算器350利用值″-SGN(I″)″乘以按照第二除数除得的残余相位误差值，提供由下列方程(26)估算的残余相位误差值到累加器420：

-SGN(I″)β^∑(I″-I)            (26)其中β是 $\frac{1}{N.R}$ 。

累加限制器420从估算器350接收I电平值和I″信道数据的残余相位误差，产生一个作为累加限制值的操作值(I″-)，和当I″信道数据的绝对值高于预定水平(例如，高于6)时限制累加限制值到一个限制范围(例如，0.8-1.2)内的近似值。第二累加限制器420的这种结构通过图5将明确地理解。

图5是表示在图4的累加限制器的详细方框图。参照图5，按照方程(26)所表示从估算器350输出的估算的残余相位值被输入到图5的第三累加器422的一个端子。其输出电平被限制器426限制的I信道数据被输入到第三累加器422的另外一个输入端。第三累加器422累加两个输入信号和输出这些信号到符号延迟器424。符号延迟器424延迟输入信号一个符号单位并输出该信号到限制器426。限制器426限制来自符号延迟器424的I信道数据输出的绝对值，即一个预置的下阈值TH_L和一个上阈值TH_H(例如，当I″信道数据的绝对值高于6时，值TH_L和TH_H分别被建立在0.8和1.2)。然后，限制器426提供该值到乘法器340。即，当I″信道数据的绝对值处于一个最大值电平时，累加限制器420限制累加值为预置值的近似值，和输出该值到乘法器340。

在上面描述中，输入信号的方向主要已被用于简化硬件结构。但是，相位误差θ可以优化下列方程(27)，提高在具有脉冲噪声的内部信道环境下结构的可靠性。

θ′_n，med＝θ′_n-1，med＋med(θ_n-k-1…，θ_n-1，θ_n)

                                                         (27)这里，″med″是一个选择功能的中间值，和θ_n，med是消除隔离点的相位误差。即，利用方程(22)或(23)得到K个符号的相位误差θ_n-k，～θ_n，和利用如方程(27)表示的非线性处理消除隔离点，从而防止PTL 60的不正操作。在上述方程(27)中，K是偶数。当K为C时，满足方程(22)或(23)。在方程(27)中，θ_n是在当前符号速率下检测的相位误差值。

在本发明的一个实施例的描述中，第二累加器400累加从残余相位检测器360输出的N个符号的线余相位值θ，和然后利用块单元处理该值。然而，残余相位值可以由符号单元处理，和其处理步骤如下。

如果表示在图4的第二累加器400被删除和相位检测器360被直接连接到第二除法器410，从而形成通路402，从残余通路检测器输入到第二除法器410的数据值变为∑(I″-)。此时，第二除法器410利用第二除数N.R除数据∑(I″-)和输出除得的值到估算器350，作为残余相位误差。如上所述，如果残余相值由符号单元处理，在除数N.R中的字符″N″必须是1值。估算器350利用值-SGN(I″)乘以在第二除法器410中除的残余相位误差，提供估算的残余相位值到累加限制器420。

-SGN(I″)r(I″-I)          (28)

累加限制器420按照方程(28)累加限制残余误差值的电平和提供该值到乘法器340，这样可以知相位跟踪是由符号单元执行的。

图6是按照本发明的另一实施例的相位跟踪环电路的方框图。除了乘法器340的输入/输出端在I信道数据的输入线和数字滤波器310的延迟器320的输入端之间的安排外，图6的结构与图4的结构相同的。在I信道数据的增益被累加限制器420的输出调整以后，图6被构成执行相位跟踪的操作。另外，按照图6的结构，除了正弦值以外的其他值被用作Q信道数据的增益。

应当指出，按照第二累加器400和通路402的一种选择连接，从残余相位检测器360输出的残余相位值Q由块单元或符号单元处理，从而执行相位跟踪的操作。

如上所述，因为仅利用不估算精确的Q值方向上获得相位误差，所以精确的数字滤波器是不需要的。通过仅利用I和Q方向的值，硬件结构可以被简化。不需要具有ATAN操作电路和算法。

Claims (14)

1.一种数字残留边带调制通信装置的相位检测方法，包括以下步骤：

数字滤波从外部施加的I信道数据，恢复Q信道数据；

利用一个规定的相位误差值补偿所述I和Q信道数据的相位；

从经相位补偿的I信道数据中估算近似于所述I信道数据的I信道电平值；和

得到所述经相位补偿的I信道数据和所述估算的I信道电平值之间差，和通过利用所述Q信道数据的符号乘以所述差产生作为相位误差值的得到的操作值。

2.按照权利要求1所要求的相位检测方法，还包括以下步骤：

接收所述相位误差值，通过按照下列方程的非线性处理，产生消除隔离点的相位误差值：θ′_n，med＝θ′_n-1，med+med(θ′_n-k、…、θ_n-1、θ_n)其中θ′_n，med是消除一个隔离点的相位误差值，θ_n是在当前符号速率上检测的相位误差值，和K是任意的常数。

3.一种数字残余边带调制通信装置的相位跟踪环电路，包括：

用于滤波输入I信道数据，恢复第一Q信道数据，延迟所述输入I信道，和输出所述延迟的I信道数据的滤波和延迟装置；

用于利用正弦和余弦值复数乘所述延迟的I信道数据和所述第一Q信道数据，分别产生第一I信道数据和第二Q信道数据的第一乘法装置；

用于利用累加限制值乘所述第一I信道数据，和输出其增益被调整的第二I信道数据的第二乘法装置；

用于分别接收所述第二Q信道数据和从所述第二乘法装置输出的所述第二I信道数据，和产生近似于响应于残余相位误差的所述第二I信道数据的I电平估算值的估算装置；

用于接收所述I电平估算值、所述第二I信道数据和所述第二Q信道数据，并确定按照所述第二Q信道数据的方向对应于所述第二I信道数据和所述I电平估算值之间的差的相位误差值的相位误差确定装置；

用于利用第一除数除所述相位误差值，产生作为相位误差值的除得的值的第一除法装置；

用于向所述第一乘法装置提供对应于所述相位误差值的正弦和余弦值的正弦和余弦表存储装置；

用于利用预定的第二除数除所述相位误差值向所述估算装置提供作为残余相位误差的除得的值的第二除法装置；和

用于接收所述I电平估算值和所述第二I信道数据，和提供由从所第二I信道数据扣除所述I电平估算值得到的值作为预置限制的值到所述第二乘法装置。

4.按照权利要求3所要求的相位跟踪环电路，其中所述相位误差确定装置按照下列方程确定相位误差值：

θ＝SGN(Q″)(I″-)其中Q″是第二Q信道数据，I″是第二I信道数据，和是I电平估算的值。

5.按照权利要求3所要求的相位跟踪环电路，其中所述相位误差确定装置按照下列方程确定相位误差值：

θ＝SGN(Q″)SGN(I″-)其中Q″是第二Q信道数据，I″是第二I信道数据，和是I电平估算值。

6.按照权利要求3所要求的相位跟踪环电路，还包括：

用于累加从所述第一除法装置接收的规下数目的所述相位误差值，提供作为相位误差值的累加值到所述正弦和余弦表存储装置。

7.按照权利要求3所要求的相位跟踪环电路，其中所述第二除法装置具有用于按照下列方程所表示的方式累加从所述相位误差确定装置输出的N个符号的相位误差θ并输出对应于所述接收的数据块的相位误差值的第二累加装置，和用于利用第二除数除所述累加的块的所述相位误差值并输出残余相位误差值的除法装置：

所述第二累加装置的输出二∑(I″-)

8.按照权利要求7所要求的相位跟踪环电路，其中所述估算装置按照下列方程所表示的方式操作从所述除法单元输出的块的残余相位误差值，和然后提供所述估算的块的残余相位误差到所述累加限制单元：

-SGN (I″)α(I″-)其中α是涉及相位补偿带宽的一个常数。

9.按照权利要求1所要求的相位跟踪环电路，其中所述累加限制装置具有用于累加和符号延迟从所述估算装置接收的规定数目的所述相位误差值的累加装置，和用于限制所述符号延迟的累加值在预先设置的上下阈的范围中并提供该限制的值到所述第二乘法装置的限制装置。

10.按照权利要求3所要求的相位跟踪环电路，其中所述数字滤波装置是希尔伯特(Hilbert)变换数字滤波装置。

11.按照权利要求4或5所要求的相位跟踪环电路，还包括：

用于累加从所述第一除法装置接收的规定数目的所述相位误差值，提供该累加的值作为相位误差值到所述正弦和余弦表存储装置的累加装置。

12.按照权利要求4或5所要求的相位跟踪环电路，其中所述累加限制装置具有一个累加范围的一个参考值，接收所述I电平估算值和所述第二I信道数据，计算从所述第二I信道数据减去所述I电平估算值得到的扣除后的值，当所述I电平估算值的绝对值高于所述参考值时产生最近似所述扣除后的值的在所述累加范围内的值作为所述累加限制值，和当所述I电平估算值低于所述参考值时产生所述扣除扣的值作为所述累加限制值。

13.按照权利要求4或5所要求的相位跟踪环电路，其中所述数字滤波装置是Hilbert变换数字滤波装置。

14.一种数字残余边带调制通信装置的相位跟踪环电路，包括：

用于希尔伯特(Hilbert)变换滤波输入I信道数据，恢复第一Q信道数据的数字滤波装置；

用于在所述数字滤波装置的滤波期间延迟所述输入I信道数据产生第一I信道数据的延迟装置；

用于利用正弦和余弦值复数乘所述第一信道数据和所述第一Q信道数据，分别产生第二I信道数据和第二Q信道数据的第一乘法装置；

用于利用累加限制值乘所述第二信道数据的第二乘法装置；

用于分别从所述第一和第二乘法装置接收所述第二Q信道数据和所述第二I信道数据，和响应于残余相位误差产生近似于所述第二I信道数据的I电平估算值的估算装置；

用于接收所述I电平估算值，所述第二I信道数据和所述第二Q信道数据，和按照所述第二Q信道数据的方向确定对应于所述第二I信道数据和所述I信道估算值之间的差的残余相位值的相位误差检测装置；

用于利用第一除数除所述残余相位值产生作为相位误差值的除得的值的第一除法器；

用于累加来自所述第一除法装置的规定数目的所述相位误差值，向所述正弦和余弦表存储装置提供作为相位误差值的累加值的累加装置；

用于提供对应于所述相位误差值的正弦和余弦值到所述第一乘法装置的正弦和余弦表存储装置；

用于累加所述规定数目的残余相位值和利用第二除数除所累加的值，提供除得的值作为残余相位误差到所述估算装置的第二除法装置；和

具有累加范围和一个参考值的累加限制装置，用于接收所述I电平估算值和所述第二I信道数据，计算从所述第二I信道数据减去所述I电平估算值得到的扣除后的值，当所述I电平估算值的绝对值高于所述参考值时产生在所述累加范围内最近似于所述扣除后的值的作为累加限制值的值，和当所述I电平估算值的绝对值低于所述参考值时产生所述扣除后的值作为所述累加限制值。

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